JP2564840B2

JP2564840B2 - ディジタル復調装置

Info

Publication number: JP2564840B2
Application number: JP62192114A
Authority: JP
Inventors: 淳一内堀
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1987-07-31
Filing date: 1987-07-31
Publication date: 1996-12-18
Anticipated expiration: 2011-12-18
Also published as: JPS6436225A

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は、ディジタル通信システムの受信側において
用いられるディジタル復調装置に係り、特にトランスバ
ーサル等化器と復調器で構成されるディジタル復調装置
に関する。

（従来の技術）周知のように、ディジタル通信システムでは、高能率
伝送の目的から16QAM（Quadrature Amplitude Modulati
on）,64QAM等の多値QAM変調方式の開発実用化が進めら
れている。

しかし、このような多値QAM変調方式は伝送系の各種
歪に対する耐性が弱く、高多値化されるに伴いその影響
は深刻さを増す。そこで、従来のディジタル通信システ
ムにおけるディジタル変調装置では、トランスバーサル
等化器を復調器に前置する構成となっている。このトラ
ンスバーサル等化器は、伝送系の各種歪に対する有効な
手段であって、高多値化ディジタル変調方式（QAM変調
方式）では必要不可欠のものとなっている。

第７図は従来のディジタル復調装置の構成例、第８図
は第７図中に示す重み付制御信号発生器３の構成例であ
る。第７図において、１はIF帯のトランスバーサル等化
器、２は復調器、３は重み付制御信号発生器、４はトラ
ンスバーサルフィルタ、５〜８は加算器、９〜12は減算
器、13は直交検波器、14,15は３ビットのA/D変換器、16
は搬送波再生回路である。また、第８図において、17〜
34は１ビット遅延線、37〜52はEX−OR（排他的論理和）
回路である。

第７図は５タップのIF帯トランスバーサル等化器を用
いた16QAM変調信号の復調装置であり、以下、これにつ
いて説明する。

16QAM変調信号である入力信号は、遅延回路と重み付
け回路からなるトランスバーサルフィルタ４に入り、こ
こで入力信号が含んでいる符号間干渉量が補償される。
前述した重み付け回路は重み付け制御信号発生器３の出
力を加算あるいは減算した制御信号Ｒ_± ₁、同Ｒ_± ₂、同
Ｉ_± ₁、同Ｉ_± ₂によって制御されている。このトランス
バーサル等化器の基本的動作については、例えば昭和59
年度電子通信学会通信部門全国大会No.628「4/5GHz16QA
M200Mb/sトランスバーサル等化器付復調盤」に記載され
ているので、ここでは詳述しない。

トランスバーサル等化器１の出力は復調器２に入り、
直交検波器13によって直交検査波され、互いにπ/2位相
が異なるＰチャネルおよびＱチャネルの２系列の復調ベ
ースバンド信号となる。

この復調ベースバンド信号は次に、３ビットA/D変調
器14、同15でディジタル信号に変換され、主データ信号
D_1p、同D_2p、同D_1q、同D_2qと、誤差信号E_p、同E_qが再生
される。

この再生信号と入力信号との関係は第６図に示される
ようなものとなっている。第６図中、a₁〜a₁₆が入力信
号、D_1q、D_2q、E_qがＱチャネルのA/D変換器15の出力、
D_1p、D_2p、E_pがＰチャネルのA/D変換器14の出力をそれぞ
れ表している。再生信号はすべて重み付制御信号発生器
３に供給され、制御信号作成のために用いられる。ま
た、再生信号の一部は搬送波再生回路16に入り、ここで
同期検波に必要な基準搬送波が再生される。搬送波再生
回路16の構成、動作については特願昭56-15775号「搬送
波再生回路」に詳述されているので、ここでは省略す
る。

（発明が解決しようとする問題点）ところで、トランスバーサル等化器の等化特性は伝送
歪（符号間干渉）が小さな状態から大きくした場合の等
化能力限界値と、伝送歪が大きくてトランスバーサル等
化器が動作不能となる状態から歪量を小さくしていき動
作状態に復帰する過程を経た等化能力限界値とが等しい
ことが望ましいが、この等化特性は重み付制御信号発生
器３の機能に依存するので、第８図に示すような構成の
重み付制御信号発生器では後者の等化能力限界値が非常
に小さくなり、トランスバーサル等化器が本来持つべき
等化能力を十分に発揮させることができないという問題
点がある。

即ち、第６図において、a₁〜a₁₆で表される信号がm₄
〜m₆の円で表される符号間干渉量を含んでいるとする。
さらに、復調器２が非同期状態であるとすると、a₁〜a
₁₆の信号はm₁〜m₃の円周上をまわることになる。

今、各信号が実数部（同相で同極性）の符号間干渉を
受けているとすれば、信号a₁、同a₅、同a₁₃に着目する
と、信号a₁はa₁′、信号a₅はa₅′、信号a₁₃はa₁₃′のそ
れぞれの位置になるが、復調器２が同期状態であれば
a₁′、a₅′、a₁₃′にとどまっており、その時には正し
い誤差信号が作成され収束することができる。

しかしながら、復調器２が非同期状態であると、前述
したように各信号点はm₁〜m₃に沿って回転し、例えば
a₅′はa₅の位置に入り込む。

この場合、a₅は信号a₁の信号領域に入っており、あ
たかもa₁の信号が同相で逆極性の符号間干渉を受けた信
号a₁″の如くにみえ、誤った誤差信号を作成することに
なる。

このような動作は中間のレベルを有したa₅〜a₁₂の信
号すべてあてはまる。このような場合、誤った誤差信号
が正しい誤差信号より大きくなり、実数部の重み付制御
信号発生器３は誤動作することになり、従来のディジタ
ル復調装置では正常復帰できない。以上の説明は実数部
の重み付制御信号発生器についてであるが、虚数部につ
いても同様のメカニズムで誤動作が生じる。

本発明は、このような従来の問題点に鑑みなされたも
ので、その目的は、トランスバーサル等化器の等化能力
を十分に発揮させうるディジタル復調装置を提供するこ
とにある。

（問題点を解決するための手段）前記目的を達成するために、本発明のディジタル復調
装置は次のような構成を有する。

即ち、本発明のディジタル復調装置は、多値ディジタ
ル変調信号について所要の波形等化を行うトランスバー
サル等化器と、このトランスバーサル等化器の出力を受
けて主データ信号および誤差信号からなる復調信号で互
いに位相が異なる２系列の復調信号を出力する復調器と
を備えるディジタル復調装置において；前記トランス
バーサル等化器は、前記２系列の復調信号各々の主デー
タ信号および誤差信号に基づいて、独立に、前記多値デ
ィジタル変調信号の各信号の位相平面上における存在位
置が該位相平面上に設定した所定領域の内外いずれにあ
るかを判別する判別手段と；前記主データ信号のビッ
ト誤り率が基準値以上か否かを示す外部入力の制御信号
と前記判別手段が出力する２系列の判別信号の各々との
論理操作をして得られる２系列の領域識別信号の信号状
態をビット誤り率が基準値以上か否かによって異なる態
様の信号状態に切り替えて出力する切替手段と；前記
復調器の出力と前記切替手段の出力との論理操作によっ
て当該トランスバーサル等化器における各タップの制御
信号を発生する制御信号発生手段と；を備えたことを
特徴とするものである。

（作用）次に、前記の如く構成される本発明のディジタル復調
装置の作用を説明する。

判別手段は、復調器の出力を受けて、２系列の復調信
号各々の主データ信号および誤差信号に基づいて、独立
に、多値ディジタル変調信号の各信号の位相平面上にお
ける存在位置が該位相平面上に設定した所定領域の内外
いずれにあるかを判別し、その判別結果である２系列の
判別信号を切替手段へ出力する。ここに、「所定領域」
とは、例えば、位相平面上において多値ディジタル変調
信号の各信号が本来的に位置すべき信号点位置の最外殻
側にあるものを結んで得られる領域であり、この所定領
域の形状は例えば16QAM変調方式では正方形である。そ
して、２系列の判別信号は、正方形領域の左右方向にお
ける判別結果と上下方向における判別結果をそれぞれ示
すのである。

信号点は、同期状態では正方形領域内に多く存在する
が、非同期状態では正方形領域の内外を行き来するもの
が多くなる。つまり、判別信号は、正方形領域外を判別
したとき“1"レベルになるものとすれば、同期状態では
“0"レベルを安定的に維持するが、非同期状態では“1"
レベルと“0"レベルの２つの信号状態をとる。２系列の
判別信号はそれぞれ独立にこのような信号状態をとるの
である。

この種の装置では、復調器出力である主データ信号の
ビット誤り率を測定しているが、本発明ではビット誤り
率に基準値を設定し、測定ビット誤り率が基準値以上
（即ち、ビット誤り率が小さい）か否かを示す制御信号
が切替手段に入力するようになっている。なお、ビット
誤り率は前記正方形領域内の方が大きい。

そこで、切替手段では、外部入力の制御信号と前記判
別手段が出力する２系列の判別信号の各々との論理操作
をして得られる２系列の領域識別信号の信号状態をビッ
ト誤り率が基準値以上か否かによって異なる態様の信号
状態に切り替えることを行い、そのように切替制御した
２系列の領域識別信号をそれぞれ制御信号発生手段へ出
力する。

具体的に言えば、領域識別信号は、ビット誤り率が大
きい場合には判別信号の信号状態に依存した“1"レベル
と“0"レベルの２つの信号状態をとり、ビット誤り率が
小さい場合には判別信号の信号状態と無関係に“1"レベ
ルの１つの信号状態をとる。

そして、制御信号発生手段では、前記復調器の出力と
前記切替手段の出力との論理操作によって当該トランス
バーサル等化器における各タップの制御信号を発生す
る。具体的に言えば、ビット誤り率が大きい場合には前
記正方形領域外に存在する信号に基づく主データ信号お
よび誤差信号（以下、これを「制御情報」という）によ
って各タップの制御信号を発生する。誤りの多い正方形
領域内に存在する信号に基づく制御情報を排除し、伝送
歪（符号間干渉）が大きな状態から小さな状態へ移行す
る過程での当該トランスバーサル等化器の等化能力を十
分に発揮させるのである。一方、ビット誤り率が小さい
場合には、前記正方形領域内外に存在する全ての信号に
基づく制御情報によって各タップの制御信号を発生す
る。伝送歪が小さいときには、従来装置と同様とし、き
めの細かい等化を行って誤り率の改善を図るのである。

斯くして、本発明のディジタル復調装置によれば、従
来よりも大きな伝送歪時に復調器を非同期状態から同期
状態へ復帰させ得るのである。

（実施例）以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。な
お、第８図および第９図と同一構成名称部分には同一符
号を付してある。

第１図は、本発明の一実施例に係るディジタル復調装
置を示す。第１図において、本実施例に係る重み付制御
信号発生器３′にはアラーム信号ALARMが制御信号とし
て与えられている。

アラーム信号ALARMは、復調器２の復調出力である主
データ信号（D_1p,D_2p,D_1q,D_2q）のBER（ビット誤り率）
について基準値を設定し、測定BERが基準値以上の時、
即ち伝送歪の影響が小さいとき例えば“0"レベル、基準
値以下の時、即ち伝送歪の影響が大きいとき“1"レベル
となる信号である。なお、測定BERが基準値以下となる
場合としては当然非同期状態を含む。

そして、重み付制御信号発生器３′は、本実施例では
第２図に示す如くに構成してある。即ち、この重み付制
御信号発生器３′は、従来の重み付制御信号発生器３の
構成に、領域判別回路69、保持回路としてのＤタイプフ
リップフロップ回路35,同35′，同36,同36′，同53〜同
68およびAND（論理積）ゲート70〜同72,同70′〜72′が
付加されたものとなっている。

領域判別回路69は、第３図に例示する如く、誤差信号
E_p0と主データ信号D_1p0が入力するEX−OR回路73と、EX
−OR回路73の反転出力と主データ信号D_2p0が入力するAN
D回路74と、誤差信号E_q0と主データ信号D_1q0が入力する
EX−OR回路75と、EX−OR回路75の反転出力と主データ信
号D_2q0が入力するAND回路76と、アラーム信号ALARMとAN
D回路74の出力が入力するAND回路77と、アラーム信号AR
ARMとAND回路76の出力が入力するAND回路79と、アラー
ム信号ARARMの論理レベルを反転するインバータ81と、A
ND回路77の出力とインバータ81の出力を入力としＰチャ
ネルの領域識別信号C_pを出力するEX−OR回路78と、AND
回路79の出力とインバータ81の出力を入力としＱチャネ
ルの領域識別信号C_qを出力するEX−OR回路80とで構成さ
れ、EX−OR回路73,同75,AND回路74および同76は全体と
して判別手段を、インバータ81,AND回路77,同79,EX−OR
回路78および同80は全体として切替手段をそれぞれ構成
している。

多値ディジタル変調信号（本実施例では16QAM変調信
号）の各信号の位相平面上における信号点位置は、第６
図に示すように、ＰチャネルのA/D変換器14の出力
（D_1p、D_2p、E_p）とＱチャネルのA/D変換器15の出力
（D_1q、D_2q、E_q）とで規定される。そこで、領域判別回路
69における前記判別手段では、第４図および第５図に示
す如く、実際に入力した多値ディジタル変調信号の各信
号が、その位相平面上で本来的に位置すべき16の信号点
位置のうちの最外殻の４個の信号点位置を結んで形成さ
れる正方形の領域Ｂ内にあるか領域Ｂの外側の領域（図
中ハッチングして示す領域）Ａにあるかの判別を、Ｐチ
ャネル（第４図）およびＱチャネル（第５図）のそれぞ
れについて独立に行うのである。即ち、AND回路74はＰ
チャネルの、AND回路76はＱチャネルの判別信号をそれ
ぞれ出力するが、その判別信号は信号点位置が領域Ａに
あるときは“1"となり、領域Ｂにあるときは“0"とな
る。

そして、非同期状態においては、領域A,同Ｂ間を信号
点位置が遷移するから、判別信号は“1"と“0"の両論理
状態を示す。

一方、領域判別回路69における前記切替手段では、ア
ラーム信号ALARMが“1"で、AND回路74の出力が“1"であ
れば、領域識別信号C_pは“1"となり、同様にAND回路76
の出力が“1"であれば、領域識別信号C_qは“1"となる。
この領域識別信号C_p，同C_qは、第２図に示す如く、Ｄタ
イプフリップフロップ回路35,同35′のＤ入力へ入力信
号として与えられるとともに、AND回路70,同70′の一方
の入力へ制御信号として与えられる。領域識別信号C_p，
同C_qは互いに独立であって、両者同時に“1"となること
もあるが、いずれか一方のみが“1"となることもある。
いずれにせよ、このような領域識別信号C_p，同C_qに制御
されてクロックCLKに基づく各種タイミングのクロック
信号C_p0，同C_p1，同C_p2，同C_q0，同C_q1，同C_q2が発生
し、対応するEX−OR回路37〜同52の出力がフリップフロ
ップ53〜同68に読み取られ、タップ制御信号（Ｒ_± ₁,R
_± ₂,I_± ₁,I_± ₂）が出力される。

そして、AND回路74,同76の出力が“0"であれば、アラ
ーム信号ARARMが“1"であるから、領域識別信号C_p，同C
_qは“0"となる。

この場合には各フリップフロップ（53〜68）は前記ク
ロック信号が供給されないからそれ以前の状態を保持出
力するので、それに基づいてタップ制御信号が出力され
る。逆に、アラーム信号ARARMが“0"のときは、AND回路
74,同76の出力状態に無関係に領域識別信号C_p，同C_qは
両者共“1"を保持出力し、従来装置と同様にタップ制御
信号を出力する。

以上要するに、アラーム信号ALARMが“1"の時にトラ
ンスバーサルフィルタ４へ出力されるタップ制御信号
は、多値ディジタル変調信号の信号点が第４図，第５図
の領域Ａに存在した時にA/D変換器から出力された誤差
信号および主データ信号だけを用いて（即ち、領域Ｂに
存在した時の誤差信号および主データ信号は用いない
で）形成される。一方、アラーム信号ALARMが“0"の
時、つまり、伝送歪が大きくない時は、多値ディジタル
変調信号の信号点の位置が、領域Ａまたは同Ｂのいずれ
にあるかと関係なく、常時、誤差信号と主データ信号か
ら形成されるのである。

なお、EX−OR回路37〜52とＤタイプフリップフロップ
回路35,同35′，同36,同36′，同53〜同68は全体として
制御信号発生手段を構成している。

次に、第６図を参照して動作を説明する。

従来例と同様に、a₁〜a₁₆で表される信号がm₄〜m₆の円
で表される符号間干渉量を含んでいるとする。さらに、
復調器２が非同期状態にあるとすれば、a₁〜a₁₆の信号
はm₁〜m₃の円周に沿って回転することになる。また、各
信号がm₄〜m₆の円で表される符号間干渉量を含んでいる
とすると、円m₄と同m₅、円m₅と同m₆はそれぞれ重なり部
分を有する。つまり、各信号点は符号間干渉量を示す円
の一部に不確定領域が存在することになる。その結果、
非同期状態で、かつ符号間干渉を受けている状態では、
ある１つの信号点が他の隣接する信号点の不確定領域へ
入り込み、そこから得られた主データ信号および誤差信
号によって生成したタップ制御信号は多くの誤りを含む
ことになるので、収束しないか、収束しても長い時間が
かかる。そこで、本発明では、領域判別回路69によっ
て、Ｐチャネル、Ｑチャネル各々独立に領域を判別して
タップ制御信号を出力するようにし、誤りを多く含む情
報即ち、領域Ｂで取得された情報を排除して収束を早め
るのである。

ここで、Ｐチャネル、Ｑチャネルにおいて別々に判定
する理由を説明する。精度の良いタップ制御信号を取得
する観点からすれば、ＰチャネルとＱチャネルの重なり
部分の領域、つまり領域識別信号C_p，同C_qが共に“1"で
あるときの主データ信号および誤差信号を用いる方が望
ましい。

それは、主データ信号および誤差信号の誤りの程度
は、本来的には重なり部分の領域の方がＰチャネル、Ｑ
チャネル独自の領域よりも少ないからである。しかし、
この重なり部分の領域へ信号点が入り込む確率は多値化
が進むにつれて小さくなる結果、相対的にジッタが増え
誤りが増えて来て、収束時間の短縮化が困難になる。そ
こで、重なり部分を無視してＰチャネル、Ｑチャネルの
それぞれについて独立に領域判別をして、片方のチャネ
ルだけであってもそのチャネルのみでの主データ信号お
よび誤差信号によってタップ制御信号を生成し、結果的
に正しい多くの制御情報をトランスバーサルフィルタへ
供給できるようにし、収束時間の短縮化を図るのであ
る。

また、アラーム信号ARARMが“0"となった時は、従来
と同様の制御態様とする理由は、領域Ａのみで取得した
主データ信号および誤差信号に含まれるジッタ成分が、
領域Ｂを含む全領域から取得したものよりも多く、これ
は多値化が進むにつれて無視できなくなるからである。
故に、アラーム信号ARARMが“1"の状態で収束し“0"と
なり伝送歪が小となったときは、従来と同様とするのが
妥当と言える。

なお、以上の実施例では、トランスバーサル等化器と
してIF帯のもので説明したが、ベースバンド帯のものに
対しても適用可能である。その場合には重み付制御信号
発生器３′の出力が直接、ＰチャネルおよびＱチャネル
のベースバンドトランスバーサルフィルタに供給される
ことになる。

本発明を16QAM以上の高多値QAM変調方式（64QAM,256Q
AM等）に適用する場合には、領域判別回路69の回路を変
更して、実施例の16QAMの場合と同様、最外殻領域を判
別領域に設定すればよい。また実施例においては５タッ
プ（±２タップ＋０タップ）のトランスバーサル等化器
で説明したが、他の奇数タップにもそのまま用いられる
ことは言うまでもない。

（発明の効果）以上説明してきたように、本発明のディジタル復調装
置によれば、トランスバーサル等化器の等化能力を十分
に発揮させることができるので、復調器が非同期状態で
且つ入力信号が大きな符号間干渉を有していても本ディ
ジタル復調装置は正常復帰することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のディジタル復調装置の構成ブロック
図、第２図は本発明の一実施例に係る重み付制御信号発
生器の構成ブロック図、第３図は本発明による領域判別
回路の具体的構成例、第４図および第５図は位相平面上
での領域判定の説明図、第６図は動作説明図、第７図は
従来のディジタル復調装置の構成ブロック図、第８図は
従来の重み付制御信号発生回路の構成ブロック図であ
る。１……IF帯のトランスバーサル等化器、２……復調器、
3,3′……重み付制御信号発生器、４……トランスバー
サルフィルタ、５〜８……加算器、９〜12……減算器、
13……直交検波器、14,15……A/D変換器、16……搬送波
再生回路、17〜34……１ビット遅延線、35,36,53〜68…
…Ｄタイプフリップフロップ回路、37〜52……EX−OR回
路、69……領域判別回路。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】多値ディジタル変調信号について所要の波
形等化を行うトランスバーサル等化器と、このトランス
バーサル等化器の出力を受けて主データ信号および誤差
信号からなる復調信号で互いに位相が異なる２系列の復
調信号を出力する復調器とを備えるディジタル復調装置
において；前記トランスバーサル等化器は、前記２系
列の復調信号各々の主データ信号および誤差信号に基づ
いて、独立に、前記多値ディジタル変調信号の各信号の
位相平面上における存在位置が該位相平面上に設定した
所定領域の内外いずれにあるかを判別する判別手段と；
前記主データ信号のビット誤り率が基準値以上か否か
を示す外部入力の制御信号と前記判別手段が出力する２
系列の判別信号の各々との論理操作をして得られる２系
列の領域識別信号の信号状態をビット誤り率が基準値以
上か否かによって異なる態様の信号状態に切り替えて出
力する切替手段と；前記復調器の出力と前記切替手段
の出力との論理操作によって当該トランスバーサル等化
器における各タップの制御信号を発生する制御信号発生
手段と；を備えたことを特徴とするディジタル復調装
置。