JPH0697755B2 - デイジタル復調システム - Google Patents
デイジタル復調システムInfo
- Publication number
- JPH0697755B2 JPH0697755B2 JP60149931A JP14993185A JPH0697755B2 JP H0697755 B2 JPH0697755 B2 JP H0697755B2 JP 60149931 A JP60149931 A JP 60149931A JP 14993185 A JP14993185 A JP 14993185A JP H0697755 B2 JPH0697755 B2 JP H0697755B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- demodulator
- signal
- output
- circuit
- signals
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は復調器及びトランスバーサル等化器を含むディ
ジタル復調システムに関する。
ジタル復調システムに関する。
マイクロ波ディジタル伝送方式は種々の方式が実用化さ
れており，最近では16QAM方式にはじまる多値ディジタ
ル変調方式の開発実用化が進められている。このような
多値ディジタル変調方式は高能率な情報伝送が可能では
あるが，伝送系の各種歪に対して非常に弱くなり，伝播
路のフェージング対策は深刻なものとなる。この対策と
して，トランスバーサル等化器が有効な手段として知ら
れており，現在では高能率伝送システムには常備されつ
つある。
れており，最近では16QAM方式にはじまる多値ディジタ
ル変調方式の開発実用化が進められている。このような
多値ディジタル変調方式は高能率な情報伝送が可能では
あるが，伝送系の各種歪に対して非常に弱くなり，伝播
路のフェージング対策は深刻なものとなる。この対策と
して，トランスバーサル等化器が有効な手段として知ら
れており，現在では高能率伝送システムには常備されつ
つある。
しかし，その等化特性には次のような不都合な点があ
る。即ち，伝送歪（符号間干渉）が小さな状態から大き
くした場合の等化能力限界値と，伝送歪が大きくてトラ
ンスバーサル等化器が動作不能状態から歪量を小さくし
ていき動作状態に復帰する過程を経た等化能力限界値と
が等しいことが望ましいが，現状の特性では後者の等化
能力限界値が非常に小さい。このことは本来トランスバ
ーサル等化器が持つ等化能力を十分に発揮していないこ
とを示している。
る。即ち，伝送歪（符号間干渉）が小さな状態から大き
くした場合の等化能力限界値と，伝送歪が大きくてトラ
ンスバーサル等化器が動作不能状態から歪量を小さくし
ていき動作状態に復帰する過程を経た等化能力限界値と
が等しいことが望ましいが，現状の特性では後者の等化
能力限界値が非常に小さい。このことは本来トランスバ
ーサル等化器が持つ等化能力を十分に発揮していないこ
とを示している。
本発明は十分な等化能力を発揮し得るトランスバーサル
等化器及び復調器を含むディジタル復調システムを提供
することを目的とする。
等化器及び復調器を含むディジタル復調システムを提供
することを目的とする。
本発明は、復調器及び制御信号によって各タップが制御
されているトランスバーサル等化器を含み多値ディジタ
ル変調波を復調して主データ信号及び誤差信号から成る
復調器出力を得るディジタル復調システムにおいて、前
記復調器出力を入力として前記多値ディジタル変調波の
各信号点が最大レベル信号点に外接する領域Ａと最小レ
ベル信号点に内接する領域Ａ′に含まれるか否かを判別
する領域判別手段と、前記復調器がキャリア非同期時
に、前記領域判別手段出力に応動して実数部における前
記制御信号のうち前記領域Ａ及びＡ′に対応する信号の
みを取り出し、その出力により前記トランスバーサル等
化器を制御する選択手段とを備えたことを特徴としてい
る。
されているトランスバーサル等化器を含み多値ディジタ
ル変調波を復調して主データ信号及び誤差信号から成る
復調器出力を得るディジタル復調システムにおいて、前
記復調器出力を入力として前記多値ディジタル変調波の
各信号点が最大レベル信号点に外接する領域Ａと最小レ
ベル信号点に内接する領域Ａ′に含まれるか否かを判別
する領域判別手段と、前記復調器がキャリア非同期時
に、前記領域判別手段出力に応動して実数部における前
記制御信号のうち前記領域Ａ及びＡ′に対応する信号の
みを取り出し、その出力により前記トランスバーサル等
化器を制御する選択手段とを備えたことを特徴としてい
る。
以下に本発明の実施例について説明する。
第２図は本発明が適用されるディジタル復調システムの
構成例，第１図は第２図における本発明による重み付制
御信号発生器の一実施例である。第２図において,1はIF
帯のトランスバーサル等化器,2は復調器,3は重み付制御
信号発生器,4はトランスバーサルフィルタ,5〜８は加算
器,9〜12は減算器,13は直交検波器,14〜15は３ビットの
Ａ−Ｄ変換器,16は搬送波再生回路である。また，第１
図において,17〜34は１ビット遅延線,35a,35b,36a,36b
は領域判別回路,37〜52はEX−OR（排他的論理和）回路,
53〜68はＤタイプフリップフロップ回路である。第３図
は本発明の動作説明図である。
構成例，第１図は第２図における本発明による重み付制
御信号発生器の一実施例である。第２図において,1はIF
帯のトランスバーサル等化器,2は復調器,3は重み付制御
信号発生器,4はトランスバーサルフィルタ,5〜８は加算
器,9〜12は減算器,13は直交検波器,14〜15は３ビットの
Ａ−Ｄ変換器,16は搬送波再生回路である。また，第１
図において,17〜34は１ビット遅延線,35a,35b,36a,36b
は領域判別回路,37〜52はEX−OR（排他的論理和）回路,
53〜68はＤタイプフリップフロップ回路である。第３図
は本発明の動作説明図である。
なお，第２図は16QAM変調信号に適用される５タップのI
F帯トランスバーサル等化器を用いた復調システムであ
り，以下，これについて説明する。16QAM変調波である
入力信号は，遅延回路と重み付け回路から成るトランス
バーサルフィルタ４に入り，ここで入力信号が含んでい
る符号間干渉量が補償される。前述した重み付け回路は
重み付け制御信号発生器３の出力を加算あるいは減算し
た信号Ｒ±１,R±２,I±１,I±２によって制御されてい
る。このトランスバーサル等化器の基本的動作について
は，例えば昭和59年度電子通信学会通信部門全国大会N
O.628「4/5GHz16QAN200Mb/sトランスバーサル等化器付
復調盤」に記載されているので，ここでは詳述しない。
F帯トランスバーサル等化器を用いた復調システムであ
り，以下，これについて説明する。16QAM変調波である
入力信号は，遅延回路と重み付け回路から成るトランス
バーサルフィルタ４に入り，ここで入力信号が含んでい
る符号間干渉量が補償される。前述した重み付け回路は
重み付け制御信号発生器３の出力を加算あるいは減算し
た信号Ｒ±１,R±２,I±１,I±２によって制御されてい
る。このトランスバーサル等化器の基本的動作について
は，例えば昭和59年度電子通信学会通信部門全国大会N
O.628「4/5GHz16QAN200Mb/sトランスバーサル等化器付
復調盤」に記載されているので，ここでは詳述しない。
トランスバーサル等化器１の出力は復調器２に入り，直
交検波器13によって直交検波され,P及びＱの復調ベース
バンド信号となる。ベースバンド信号P,Qは次に,3ビッ
トＡ−Ｄ変換器14,15でディジタル信号に変換され、主
信号D1p,D2p,D1q,D2qと，誤差信号Ep,Eqが再生される。
この再生信号と入力信号との関係は第３図に示されるよ
うなものとなっている。
交検波器13によって直交検波され,P及びＱの復調ベース
バンド信号となる。ベースバンド信号P,Qは次に,3ビッ
トＡ−Ｄ変換器14,15でディジタル信号に変換され、主
信号D1p,D2p,D1q,D2qと，誤差信号Ep,Eqが再生される。
この再生信号と入力信号との関係は第３図に示されるよ
うなものとなっている。
第３図中,a1〜a16が入力信号,D1q,D2q,EqがＡ−Ｄ変換
器15出力,D1p,D2p,EpがＡ−Ｄ変換器14出力を表わして
いる。再生信号はすべて重み付制御信号発生器３に供給
され，制御信号作成のために用いられる。また，再生信
号の一部は搬送波再生回路16に入り，ここで同期検波に
必要な基準搬送路が再生される。搬送波再生回路16の構
成，動作については本発明者による特願昭56−15775号
「搬送波再生回路」に詳述されているので，ここでは省
略する。搬送波再生回路16より出力されているリセット
信号Ｒは搬送波再生回路16が，同期状態か非同期状態か
を外部に知らせる状態表示信号であり，重み付制御信号
発生器３に入力されている。
器15出力,D1p,D2p,EpがＡ−Ｄ変換器14出力を表わして
いる。再生信号はすべて重み付制御信号発生器３に供給
され，制御信号作成のために用いられる。また，再生信
号の一部は搬送波再生回路16に入り，ここで同期検波に
必要な基準搬送路が再生される。搬送波再生回路16の構
成，動作については本発明者による特願昭56−15775号
「搬送波再生回路」に詳述されているので，ここでは省
略する。搬送波再生回路16より出力されているリセット
信号Ｒは搬送波再生回路16が，同期状態か非同期状態か
を外部に知らせる状態表示信号であり，重み付制御信号
発生器３に入力されている。
本発明は重み付制御信号発生器３の構成に特徴があり，
以下にこのことを説明する。
以下にこのことを説明する。
第１図の構成は，従来構成に領域判別回路35a,35b,36a,
36b,記憶回路としてのＤタイプフリップフロップ53〜68
が付加されたものとなっている。
36b,記憶回路としてのＤタイプフリップフロップ53〜68
が付加されたものとなっている。
まず，従来構成の欠点を説明する。第３図において,a1
〜a16で表わされる信号がm4〜m6の円で表わされる符号
間干渉量を含んでいるとする。更に，復調器２が非同期
状態であるとすると,a1〜a16の信号はm1〜m3の円周上を
まわることになる。今，各信号が実数部（同相で同極
性）の符号間干渉を受けているとすれば，信号a1,a5,a
13に着目すると,a1はa1′,a5はa5′,a13はa13′のそれ
ぞれの位置になるが，復調器２が同期状態であれば
a1′,a5′,a13′にとどまっており，その時には正しい
誤差信号が作成され収束することができる。
〜a16で表わされる信号がm4〜m6の円で表わされる符号
間干渉量を含んでいるとする。更に，復調器２が非同期
状態であるとすると,a1〜a16の信号はm1〜m3の円周上を
まわることになる。今，各信号が実数部（同相で同極
性）の符号間干渉を受けているとすれば，信号a1,a5,a
13に着目すると,a1はa1′,a5はa5′,a13はa13′のそれ
ぞれの位置になるが，復調器２が同期状態であれば
a1′,a5′,a13′にとどまっており，その時には正しい
誤差信号が作成され収束することができる。
しかしながら，復調器２が非同期状態であると，前述し
たように各信号点はm1〜m3に沿って回転し，例えばa5′
はa5の位置に入り込む。この場合,a5はa1の信号領
域に入っており，あたかもa1の信号が同相で逆極性の符
号間干渉を受けたa1″の如くにみえ，誤まった誤差信号
を作成することになる。このような動作は中間のレベル
を有したa5〜a12の信号すべてあてはまる。このような
場合，誤まった誤差信号が正しい誤差信号より大きくな
り，実数部の重み付制御信号発生器３は誤動作すること
になり，従来のディジタル復調システムは正常復帰でき
ない。以上の説明は実数部の重み付制御信号発生器につ
いてであるが，虚数部についても同様のメカニズムで誤
動作が生じる。
たように各信号点はm1〜m3に沿って回転し，例えばa5′
はa5の位置に入り込む。この場合,a5はa1の信号領
域に入っており，あたかもa1の信号が同相で逆極性の符
号間干渉を受けたa1″の如くにみえ，誤まった誤差信号
を作成することになる。このような動作は中間のレベル
を有したa5〜a12の信号すべてあてはまる。このような
場合，誤まった誤差信号が正しい誤差信号より大きくな
り，実数部の重み付制御信号発生器３は誤動作すること
になり，従来のディジタル復調システムは正常復帰でき
ない。以上の説明は実数部の重み付制御信号発生器につ
いてであるが，虚数部についても同様のメカニズムで誤
動作が生じる。
第１図における領域判別回路35a,35b,36a,36b,記憶回路
53〜68は上述したような誤動作を防止するものである。
領域判別回路35a,35bは第３図における対角線上の最も
外側の領域Ａと最も内側の領域Ａ′とを判別するもの
で，信号a1〜a4が同相同極性の干渉を受けている時，及
び信号a13〜a16が同相逆極性の干渉を受けている時，ク
ロックパルスを出力する。そして，その時のEX−OR回路
37〜44出力をＤタイプフリップフロップ53〜60で読み取
る。一方，領域判別回路35a,35b出力がない時には以前
の情報を保持するような構成となっているので，フリッ
プフロップ53〜60出力は領域Ａ及びＡ′に入り込んだ信
号からのみ誤差信号を得ることができる。言い換えれ
ば，前述したミドルレベルを有している信号a5〜a12に
よって生ずる誤まった誤差信号を含んでいないので，第
３図におけるm4〜m7の円で表わされる程度の符号間干渉
を受けていたとしても常に正しい誤差信号を作成するこ
とができる。
53〜68は上述したような誤動作を防止するものである。
領域判別回路35a,35bは第３図における対角線上の最も
外側の領域Ａと最も内側の領域Ａ′とを判別するもの
で，信号a1〜a4が同相同極性の干渉を受けている時，及
び信号a13〜a16が同相逆極性の干渉を受けている時，ク
ロックパルスを出力する。そして，その時のEX−OR回路
37〜44出力をＤタイプフリップフロップ53〜60で読み取
る。一方，領域判別回路35a,35b出力がない時には以前
の情報を保持するような構成となっているので，フリッ
プフロップ53〜60出力は領域Ａ及びＡ′に入り込んだ信
号からのみ誤差信号を得ることができる。言い換えれ
ば，前述したミドルレベルを有している信号a5〜a12に
よって生ずる誤まった誤差信号を含んでいないので，第
３図におけるm4〜m7の円で表わされる程度の符号間干渉
を受けていたとしても常に正しい誤差信号を作成するこ
とができる。
領域判別回路36a,36bは第３図における領域Ａとこれに
隣接する領域B,B′とを判別するもので，信号点がその
領域に入り込んだ時クロックパルスを出力する。よっ
て，第１図におけるＩｐ±１,Iｐ±２,Iｑ±１,Iｑ±２
は信号a1〜a4から作成されている。虚数部の制御回路は
従来の回路構成による誤差信号を用いても実数部の制御
回路の如く収束不能となることはない。しかしながら，
第１図の如く，領域判別回路36a,36bを用いることによ
り，誤差信号が誤まる確率が減り収束速度が速くなる利
点はある。
隣接する領域B,B′とを判別するもので，信号点がその
領域に入り込んだ時クロックパルスを出力する。よっ
て，第１図におけるＩｐ±１,Iｐ±２,Iｑ±１,Iｑ±２
は信号a1〜a4から作成されている。虚数部の制御回路は
従来の回路構成による誤差信号を用いても実数部の制御
回路の如く収束不能となることはない。しかしながら，
第１図の如く，領域判別回路36a,36bを用いることによ
り，誤差信号が誤まる確率が減り収束速度が速くなる利
点はある。
領域判別回路35a,35b,35a,36bには復調器２からのリセ
ット信号Ｒを受けて，復調器２が正常状態，即ち搬送波
再生回路16が同期状態では従来の制御回路に戻す機能が
付加されている。具体的にはリセット信号Ｒが消失した
時，信号X,Yとして常時クロックパルスが送出されてＤ
タイプフリップフロップ53〜68はスルーとなり，従来回
路と同じ制御信号が送出される構成となっている。この
構成の利点は次のようなところにある。本発明による領
域判別回路は復調器２が非同期状態で入力信号が大きな
符号間干渉を受けていても復調システムを復帰させるこ
とができるが，制御信号として使用している信号点が少
ない，例えば第３図における16QAM方式の場合,1/4の使
用率であり，入力信号の多値数が増すにしたがってこの
使用率が下がってくる。使用率が下がると制御信号に含
まれるジッタ成分が大きくなるので，復調器が正常であ
る時には全信号から制御信号を作成する従来構成を用い
る方が望ましい。このような観点から，本発明では上述
の如く，復調器が正常状態では見かけ上，従来と同じ構
成で動作する。
ット信号Ｒを受けて，復調器２が正常状態，即ち搬送波
再生回路16が同期状態では従来の制御回路に戻す機能が
付加されている。具体的にはリセット信号Ｒが消失した
時，信号X,Yとして常時クロックパルスが送出されてＤ
タイプフリップフロップ53〜68はスルーとなり，従来回
路と同じ制御信号が送出される構成となっている。この
構成の利点は次のようなところにある。本発明による領
域判別回路は復調器２が非同期状態で入力信号が大きな
符号間干渉を受けていても復調システムを復帰させるこ
とができるが，制御信号として使用している信号点が少
ない，例えば第３図における16QAM方式の場合,1/4の使
用率であり，入力信号の多値数が増すにしたがってこの
使用率が下がってくる。使用率が下がると制御信号に含
まれるジッタ成分が大きくなるので，復調器が正常であ
る時には全信号から制御信号を作成する従来構成を用い
る方が望ましい。このような観点から，本発明では上述
の如く，復調器が正常状態では見かけ上，従来と同じ構
成で動作する。
第４図（ａ），（ｂ）はそれぞれ領域判別回路35a（35
b）,36a（36b）の具体例であり,69〜72はEX−OR回路,73
〜74はOR/NOR回路,75〜78はAND回路である。動作説明は
構成が簡単であるので省略する。
b）,36a（36b）の具体例であり,69〜72はEX−OR回路,73
〜74はOR/NOR回路,75〜78はAND回路である。動作説明は
構成が簡単であるので省略する。
本発明は16値以上の高多値変調システムにも適用できる
が，前述したように多値数が増すと制御信号に利用でき
る信号が極端に少なくなる。
が，前述したように多値数が増すと制御信号に利用でき
る信号が極端に少なくなる。
第５図は64QAM変調波に対する実数部制御回路用の領域
判定を示す一実施例であり，これは復調信号P,Qにおけ
る最大レベル信号に外接する領域Ａ及び最小レベル信号
に内接する領域Ａ′を規定している。この場合はP,Q独
立に領域を規定することになる。このように，多値数，
信号点配置状態に応じて領域A,A′が適宜設定される。
判定を示す一実施例であり，これは復調信号P,Qにおけ
る最大レベル信号に外接する領域Ａ及び最小レベル信号
に内接する領域Ａ′を規定している。この場合はP,Q独
立に領域を規定することになる。このように，多値数，
信号点配置状態に応じて領域A,A′が適宜設定される。
なお，第２図においては，領域Ａ、Ａ′を一般的に定義
すると、領域Ａは最大レベル信号に外接する領域で、領
域Ａ′は最小レベル信号に内接する領域である。また、
それらの領域はＰ、Ｑチャンネル独立に規定される場合
と、Ｐ、Ｑチャンネル同時に満足するように規定される
場合の２つがある。
すると、領域Ａは最大レベル信号に外接する領域で、領
域Ａ′は最小レベル信号に内接する領域である。また、
それらの領域はＰ、Ｑチャンネル独立に規定される場合
と、Ｐ、Ｑチャンネル同時に満足するように規定される
場合の２つがある。
トランスバーサル等化器としてIF帯のもので説明した
が，ベースバンド帯のものに対しても適用できる。その
場合には重み付制御信号発生器３の出力が直接,P及びＱ
のベースバンドトランスバーサルフィルタに供給される
ことになる。本発明を16値以上の高多値変調波に適用す
る場合には，具体的には第２図においてＡ−Ｄ変換器1
4,15のビット数を増し，更に第１図において領域判別回
路35a,35b,36a,36bによる判定領域を見直せば良い。ま
た，実施例においては５タップのトランスバーサル等化
器で説明したが，これに限られるものではない。
が，ベースバンド帯のものに対しても適用できる。その
場合には重み付制御信号発生器３の出力が直接,P及びＱ
のベースバンドトランスバーサルフィルタに供給される
ことになる。本発明を16値以上の高多値変調波に適用す
る場合には，具体的には第２図においてＡ−Ｄ変換器1
4,15のビット数を増し，更に第１図において領域判別回
路35a,35b,36a,36bによる判定領域を見直せば良い。ま
た，実施例においては５タップのトランスバーサル等化
器で説明したが，これに限られるものではない。
以上説明してきたように，本発明によれば，復調器が非
同期状態で且つ入力信号が大きな符号間干渉を有してい
ても本ディジタル復調システムは正常復帰することがで
き，本ディジタル復調システムに含まれるトランスバー
サル等化器の等化能力を十分に発揮させることができ
る。
同期状態で且つ入力信号が大きな符号間干渉を有してい
ても本ディジタル復調システムは正常復帰することがで
き，本ディジタル復調システムに含まれるトランスバー
サル等化器の等化能力を十分に発揮させることができ
る。
第１図は本発明による重み付制御信号発生器の一実施
例，第２図は本発明が適用されるディジタル復調システ
ムの構成例，第３図は本発明の動作説明図，第４図
（ａ），（ｂ）はそれぞれ，本発明による領域判別回路
の具体例，第５図は64QAM変調波に対する領域判定の実
施例を示す。 １はIF帯のトランスバーサル等化器,2は復調器,3は重み
付制御信号発生器,4はトランスバーサルフィルタ,5〜８
は加算器,9〜12は減算器,13は直交検波器,14,15はＡ−
Ｄ変換器,16は搬送波再生回路,17〜34は１ビット遅延
線,35a,35b,36a,36bは領域判別回路,37〜52,69〜72はEX
−OR回路,53〜68はＤタイプフリップフロップ回路,73〜
74はOR/NOR回路,75〜78はAND回路である。
例，第２図は本発明が適用されるディジタル復調システ
ムの構成例，第３図は本発明の動作説明図，第４図
（ａ），（ｂ）はそれぞれ，本発明による領域判別回路
の具体例，第５図は64QAM変調波に対する領域判定の実
施例を示す。 １はIF帯のトランスバーサル等化器,2は復調器,3は重み
付制御信号発生器,4はトランスバーサルフィルタ,5〜８
は加算器,9〜12は減算器,13は直交検波器,14,15はＡ−
Ｄ変換器,16は搬送波再生回路,17〜34は１ビット遅延
線,35a,35b,36a,36bは領域判別回路,37〜52,69〜72はEX
−OR回路,53〜68はＤタイプフリップフロップ回路,73〜
74はOR/NOR回路,75〜78はAND回路である。
Claims (1)
- 【請求項１】復調器及び制御信号によって各タップが制
御されているトランスバーサル等化器を含み多値ディジ
タル変調波を復調して主データ信号及び誤差信号から成
る復調器出力を得るディジタル復調システムにおいて、
前記復調器出力を入力として前記多値ディジタル変調波
の各信号点が最大レベル信号点に外接する領域Ａと最小
レベル信号点に内接する領域Ａ′に含まれるか否かを判
別する領域判別手段と、前記復調器がキャリア非同期時
に、前記領域判別手段出力に応動して実数部における前
記制御信号のうち前記領域Ａ及びＡ′に対応する信号の
みを取り出し、その出力により前記トランスバーサル等
化器を制御する選択手段とを備えたことを特徴とするデ
ィジタル復調システム。
Priority Applications (9)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60149931A JPH0697755B2 (ja) | 1985-07-10 | 1985-07-10 | デイジタル復調システム |
| US06/878,746 US4703282A (en) | 1985-06-29 | 1986-06-26 | Digital demodulation system |
| CA000512494A CA1282127C (en) | 1985-06-29 | 1986-06-26 | Digital demodulation system |
| AU59337/86A AU579554B2 (en) | 1985-06-29 | 1986-06-27 | Digital demodulation system |
| DE3650568T DE3650568T2 (de) | 1985-06-29 | 1986-06-27 | Verfahren zur Anpassung eines Transversalentzerrers ohne Trägersynchronisation |
| EP86108803A EP0213309B1 (en) | 1985-06-29 | 1986-06-27 | Automatic gain control circuit |
| EP92103182A EP0486474B1 (en) | 1985-06-29 | 1986-06-27 | Method for adapting a transversal equalizer, without carrier synchronism |
| DE86108803T DE3689499T2 (de) | 1985-06-29 | 1986-06-27 | Schaltung zur automatischen Verstärkungsregelung. |
| CA000615890A CA1292525C (en) | 1985-06-29 | 1990-10-09 | Digital demodulation system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60149931A JPH0697755B2 (ja) | 1985-07-10 | 1985-07-10 | デイジタル復調システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6212218A JPS6212218A (ja) | 1987-01-21 |
| JPH0697755B2 true JPH0697755B2 (ja) | 1994-11-30 |
Family
ID=15485694
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60149931A Expired - Lifetime JPH0697755B2 (ja) | 1985-06-29 | 1985-07-10 | デイジタル復調システム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0697755B2 (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5970027A (ja) * | 1982-09-13 | 1984-04-20 | コミユニケ−シヨンズ・サテライト・コ−ポレ−シヨン | 適応イコライザおよび信号処理装置 |
-
1985
- 1985-07-10 JP JP60149931A patent/JPH0697755B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6212218A (ja) | 1987-01-21 |
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