JP2560339B2

JP2560339B2 - ディジタル復調装置

Info

Publication number: JP2560339B2
Application number: JP62205723A
Authority: JP
Inventors: 松浦　　徹
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1987-08-19
Filing date: 1987-08-19
Publication date: 1996-12-04
Anticipated expiration: 2011-12-04
Also published as: JPS6449338A

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は、直交した２偏波を使用するディジタル通信
システムにおけるディジタル復調装置に関する。

（従来の技術）ディジタル通信システムとして、例えば衛星通信シス
テムでは、周波数の有効利用の見地から直交偏波技術を
用いて周波数を２重に使用する、いわゆる偏波弁別によ
る周波数の再利用が図られているとともに、周波数の利
用効率の高い通信方式を実現すべく160QAM（Quadrature
Amplitude Modulation）方式にはじまる多値ディジタ
ル変調方式の開発実用化が進められている。

このように直交した２偏波を使用し、かつ多値ディジ
タル変調方式を採用するディジタル通信システムでは、
高能率な情報伝送が可能であるが、無線回線等の伝送系
の各種歪に対して非常に弱くなり、伝搬路のフェージン
グ対策や交差偏波間干渉対策が重要となる。そこで、こ
の種のディジタル通信システムにおいて使用されるディ
ジタル復調装置では、直交した２偏波のそれぞれの受信
信号を復調する復調器それぞれの前段に、受信側から順
にトランスバーサル等化器，交差偏波干渉除去器を配置
し、符号間干渉成分はそれぞれのトランスバーサル等化
器で補償する。また、交差偏波間干渉はそれぞれの交差
偏波干渉除去器において自復調系および他復調系におけ
るトランスバーサル等化器の出力および両系の復調器の
復調信号を受けて補償するようになっている。次に、第
７図を参照して具体的に説明する。

第７図は水平偏波と垂直偏波の２偏波を使用するディ
ジタル通信システムにおける従来のディジタル復調装置
を示す。第７図において、入力端子T₁,トランスバーサ
ル等化器71,交差偏波干渉除去器72および復調器３は水
平偏波の受信信号の復調系であり、入力端子T₂,トラン
スバーサル等化器71′，交差偏波干渉除去器72′および
復調器３′は垂直偏波の受信信号の復調系である。

両系とも同様構成であるので、各要素の詳細は水平偏
波の復調系のみ示してある。

トランスバーサル等化器71は、トランスバーサルフィ
ルタ71aと、スイッチ回路71bと、重み付け制御信号発生
器71cとを備え、重み付け制御信号発生器71cは、第８図
に示すように構成される。第８図において、17〜34は１
ビット遅延素子、37〜52はEX−OR（排他的論理和）回
路、73〜76は加算回路および77〜80は減算回路である。

交差偏波干渉除去器72は、加算器72aと、トランスバ
ーサルフィルタ72bと、スイッチ回路72cと、重み付け制
御信号発生器72dとを備える。重み付け制御信号発生器7
2dの構成は第９図に示す如くであって、前記重み付け制
御信号発生器71cの構成に、EX−OR回路81〜同84、加算
回路89および減算回路90を付加したものとなっている。

また、復調器３は、第10図に示す如く、直交検波器13
と、A/D変換器14と、同15と、搬送波再生回路16とを備
える。

そして、交差偏波干渉除去器72と同72′には、それぞ
れ他復調系の信号が制御信号として与えられている。

次に、水平偏波の復調系の動作を概略説明する。即
ち、水平偏波の信号が符号間干渉を受け、かつ垂直偏波
の信号から交差偏波間干渉を受けている場合の動作であ
る。なお、トランスバーサル等化器および交差偏波干渉
除去器の基本動作については、例えば昭和59年度電子通
信学会通信部門全国大会No.628「4/5GH_z16QAM 200Mb/s
トランスバーサル等化器付復調盤」に記載されているの
で、ここでは詳述しない。

水平偏波の受信信号は入力端子T₁を介してトランスバ
ーサル等化器71内のトランスバーサルフィルタ71aへ入
力する。トランスバーサルフィルタ71aは遅延回路と重
み付け回路を中心に構成され、重み付け回路はスイッチ
回路71bの出力によって制御される。即ち、リセット信
号Ｒは復調器３が同期状態にあるか非同期状態にあるか
を示す信号であるが、スイッチ回路71bは、リセット信
号Ｒが同期状態を示す場合には重み付け制御信号発生器
71cが出力する制御信号（Ｒ_±１,R_±２,I_±１,I_±２）
をタップ信号として、またリセット信号Ｒが非同期状態
を示す場合には内部的に予め設定してあるものをタップ
信号として、それぞれ切り替えてトランスバーサルフィ
ルタ71aの前記重み付け回路へ出力するようになってい
る。

そして、重み付け制御信号発生器71cは、復調器３か
ら主データ信号（D_1p,D_2p,D_1q,D_2q），誤差信号（E_p,
E_q）およびクロック信号CLKを受けてこれらに基づき制
御信号（Ｒ_±１,R_±２,I_±１,I_±２）を出力する。その
結果、トランスバーサル等化器71では入力信号に含まれ
る符号間干渉成分が補償され、それが交差偏波干渉除去
器72の加算器72aと交差偏波干渉除去器72′のトランス
バーサルフィルタへ与えられる。

交差偏波干渉除去器72について言えば、トランスバー
サル等化器71′の出力（垂直偏波の信号）がトランスバ
ーサルフィルタ72bへ入力している。これは水平偏波の
信号の交差偏波間干渉分を補償するためである。トラン
スバーサルフィルタ72bは、前記トランスバーサルフィ
ルタ71aと同様に遅延回路と重み付け回路を中心に構成
される。そこで、重み付け制御信号発生器72dでは、自
系の復調器３から誤差信号（E_p,E_q）とクロック信号CLK
を、他系の復調器３′から主データ信号（Ｄ′_1p,
D′_2p,D′_1q,D′_2q）をそれぞれ受けて制御信号
（Ｒ′₀,R′_±１,R′_±１,I′₀,I′_±１,I′_±２）を形
成し、それをスイッチ回路72cへ与える。スイッチ回路7
2cは、他系の復調器３′のリセット信号Ｒ′を受けて、
リセット信号Ｒ′が同期状態を示す場合には重み付け制
御信号発生器72dが出力する制御信号（Ｒ′₀,R′_±１,
R′_±２,I′₀,I′_±１,I′_±２）をタップ信号として、
またリセット信号Ｒ′が非同期状態を示す場合には内部
的に予め設定してあるものをタップ信号として、それぞ
れ切り替えてトランスバーサルフィルタ72bの前記重み
付け回路へ出力する。

その結果、トランスバーサルフィルタ72bは交差偏波
間干渉の補償信号を作成し、それを加算器72aへ与える
ので、これが加算器72aにおいて水平偏波の信号（トラ
ンスバーサル等化器71の出力）と合成され交差偏波間干
渉分の抑圧された信号が復調器３へ送出される。

最後に、交差偏波干渉除去器72の出力は復調器３に入
り、直交検波器13によって直交検波され、Ｐチャネルお
よびＱチャネルの復調ベースバンド信号となる。これら
のベースバンド信号は次に、３ビットA/D変換器14,同15
でディジタル信号に変換され、主データ信号D_1p,同D_2p,
同D_1q,同D_2qと、誤差信号E_p,同E_qが再生される。この再
生信号と入力信号との関係は第６図に示すようなものと
なっている。第６図中、a₁〜a₁₆が入力信号、D_1q,D_2q,E
_qがA/D変換器15の出力、D_1p,D_2p,E_pがA/D変換器14の出
力をそれぞれ表している。再生信号はすべて重み付け制
御信号発生器71cに供給されるとともに、誤差信号（E_p,
E_q）とクロック信号CLKが重み付け制御信号発生器72d
へ、また主データ信号（D_1p,D_2p,D_1q,D_2q）が交差偏波
除去器72′の重み付け制御信号発生器へそれぞれ供給さ
れ、前述した如き制御信号作成のために用いられる。ま
た、再生信号の一部は搬送波再生回路16に入り、ここで
同期検波に必要な基準搬送波が再生される。搬送波再生
回路16の構成、動作については特願昭56−15775号「搬
送波再生回路」に詳述されているので、ここでは省略す
る。搬送波再生回路16から出力されているリセット信号
Ｒは搬送波再生回路16が、即ち復調器３が同期状態か非
同期状態かを外部に知らせる状態表示信号であり、他系
のトランスバーサル等化器71′および交差偏波干渉除去
器72′のスイッチ回路へ入力されていることは前述した
通りである。

（発明が解決しようとする問題点）ところで、トランスバーサル等化器の等化特性や交差
偏波干渉除去器の補償特性は伝送歪（符号間干渉や交差
偏波間干渉）が小さな状態から大きくした場合の等化能
力や補償能力の限界値と、伝送歪が大きくてトランスバ
ーサル等化器や交差偏波干渉除去器が動作不能となる状
態から歪量を小さくしていき動作状態に復帰する過程を
経た場合の等化能力や補償能力の限界値とが等しいこと
が望ましいが、この等化特性や補償特性は重み付け制御
信号発生器の機能に依存するので、第８図や第９図に示
すような構成の従来の重み付け制御信号発生器では後者
の限界値が非常に小さくなり、トランスバーサル等化器
や交差偏波干渉除去器が本来持つべき等化能力や補償能
力を十分に発揮させることができないという問題点があ
る。

次に、この問題点をトランスバーサル等化器を例に挙
げて説明する。即ち、第６図において、a₁〜a₁₆で表さ
れる信号がm₄〜m₆の円で表される符号間干渉量を含んで
いるとする。更に、復調器３が非同期状態であるとする
と、a₁〜a₁₆の信号はm₁〜m₃の円周上をまわることにな
る。

今、各信号が実数部（同相で同極性）の符号間干渉を
受けているとすれば、符号a₁,同a₅,同a₁₃に着目する
と、信号a₁はa₁′、信号a₅はa₅′、信号a₁₃はa₁₃′のそ
れぞれの位置になるが、復調器３が同期状態であれば
a₁′、a₅′、a₁₃′にとどまっており、その時には正し
い誤差信号が作成され収束することができる。

しかしながら、復調器３が非同期状態であると、前述
したように各信号点はm₁〜m₃に沿って回転し、例えば
a₅′はa₅の位置に入り込む。

この場合、a₅は信号a₁の信号領域に入っており、あ
たかもa₁の信号が同相で逆極性の符号間干渉を受けた信
号a1″の如くにみえ、誤った誤差信号を作成することに
なる。

このような動作は中間のレベルを有したa₅〜a₁₂の信
号すべてにあてはまる。このような場合、誤った誤差信
号が正しい誤差信号よりも大きくなるので、実数部の重
み付け制御信号発生器は誤動作することになり、従来の
ディジタル復調装置は正常復帰できない。以上の説明は
実数部の重み付け制御信号発生器についてであるが、虚
数部についても同様のメカニズムで誤動作が生じる。

以上のことは、交差偏波干渉除去器についても同様で
あり、またこのことは垂直偏波の復調系においても同様
に説明できる。

本発明は、このような従来の問題点に鑑みなされたも
ので、その目的は、トランスバーサル等化器の等化能力
および交差偏波干渉除去器の補償能力を十分に発揮させ
うるディジタル復調装置を提供することにある。

（問題点を解決するための手段）前記目的を達成するために、本発明のディジタル復調
装置は次のような構成を有する。

即ち、本発明のディジタル復調装置は、直交する２偏
波のそれぞれで多値ディジタル変調信号を伝送するディ
ジタル通信システムにおいてその直交２偏波のそれぞれ
の受信信号を復調する復調装置であって、２系列からな
る復調系のそれぞれが、受信入力信号である多値ディジ
タル変調信号について波形等化を行うトランスバーサル
等化器と、自復調系および他復調系のトランスバーサル
等化器の出力を受けて自復調系における交差偏波間干渉
の補償処理を行う交差偏波干渉除去器と、この交差偏波
干渉除去器の出力を受けて主データ信号および誤差信号
からなる復調信号を出力する復調器とを備えるディジタ
ル復調装置において；各復調系に設けられ自系復調器の
復調信号を受けて前記多値ディジタル変調信号の各信号
の位相平面上の存在位置が、該位相平面の各象限におけ
る信号配置領域以外の領域にあるか否かの判別を行う判
別手段と；各復調系のトランスバーサル等化器に設けら
れ該トランスバーサル等化器が備えるトランスバーサル
フィルタの各タップの第１の制御信号を発生するもので
あって、自系復調器のキャリア非同期時における該第１
の制御信号を自系復調器の復調信号と前記判別手段の出
力信号とについての論理操作によって発生する第１の制
御信号発生手段と；各復調系の交差偏波干渉除去器に設
けられ該交差偏波干渉除去器が備えるトランスバーサル
フィルタの各タップの第２の制御信号を発生するもので
あって、自系復調器のキャリア非同期時における該第２
の制御信号を前記判別手段の出力信号と自系復調器の復
調信号のうちの誤差信号と他系復調器の復調信号のうち
の主データ信号とについての論理操作によって発生する
第２の制御信号発生手段と；を備えたことを特徴とする
ものである。

（作用）次に、前記のように構成される本発明のディジタル復
調装置の作用を説明する。

各復調系に設けられる判別手段は、自系復調器の復調
信号を受けて、多値ディジタル変調信号の各信号の位相
平面上の存在位置が、該位相平面の各象限における信号
配置領域以外の領域にあるか否かの判別を行い、その判
別結果を第１および第２の制御信号発生手段へ送出す
る。

そして、各復調系のトランスバーサル等化器に設けら
れる第１の制御信号発生手段は、当該トランスバーサル
等化器が備えるトランスバーサルフィルタの各タップの
第１の制御信号を発生するものであるが、自系復調器の
キャリア非同期時における該第１の制御信号を自系復調
器の復調信号と前記判別手段の出力信号とについての論
理操作によって発生する。

また、各復調系の交差偏波干渉除去器に設けられる第
２の制御信号発生手段は、当該交差偏波干渉除去器が備
えるトランスバーサルフィルタの各タップの第２の制御
信号を発生するものであるが、自系復調器のキャリア非
同期時における該第２の制御信号を前記判別手段の出力
信号と自系復調器の復調信号のうちの誤差信号と他系復
調器の復調信号のうちの主データ信号とについての論理
操作によって発生する。

その結果、当該トランスバーサル等化器および当該交
差偏波干渉除去器は、伝送歪（符号間干渉や交差偏波間
干渉）が大きな状態から小さな状態へ移行する過程での
等化能力や補償能力を充分に発揮でき、従来よりも大き
な伝送歪時に復調器を非同期状態から同期状態へ復帰さ
せ得る。

（実施例）以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。

第１図は本発明の一実施例に係るディジタル復調装置
を示す。なお、第７図乃至第10図と同一構成部分には同
一符号を付しその説明を省略する。

本発明のディジタル復調装置は、各復調系に領域判別
回路4,同４′を設けるとともに、各復調系のトランスバ
ーサル等化器1,同１′および交差偏波干渉除去器2,同
２′はスイッチ回路（71b,72c）を除去して、トランス
バーサル等化器１および交差偏波干渉除去器２の構成に
示す如く第１の制御信号発生手段である重み付け制御信
号発生器16および第２の制御信号発生手段である重み付
け制御信号発生器2cを設けたものである。以下、水平偏
波の復調系について説明する。

本発明に係るディジタル復調装置では、第10図に示す
ように、搬送波再生回路16が発生するリセット信号Ｒを
積極的に利用すべく、第１図に示す如くこのリセット信
号Ｒを本発明に係る領域判別回路4,同４′の１つの入力
信号としてある。

なお、リセット信号Ｒは、例えば同期状態はＲ＝“0"
で、非同期状態はＲ＝“1"でそれぞれ示すようになって
いる。

領域判別回路４は、第２図に例示するように、誤差信
号E_pと主データ信号D_2pが入力するEX−NOR回路91と、誤
差信号E_qと主データ信号D_2qが入力するEX−NOR回路92
と、主データ信号D_1pと同D_2pが入力するEX−NOR回路93
と、主データ信号D_1qと同D_2qが入力するEX−NOR回路94
と、EX−NOR回路91と同92の出力が入力するOR（論理
和）回路95と、EX−NOR回路93と同94の出力が入力するO
R回路96と、OR回路95と同96の出力が入力するOR回路97
と、OR回路97の出力とリセット信号Ｒが入力するAND回
路99と、リセット信号Ｒの論理レベルを反転するインバ
ータ98と、インバータ98の出力とAND回路99の出力を入
力としそのいずれか一方を領域判別信号Ｃとして出力す
るOR回路100とで構成される。

そして、トランスバーサル等化器１における重み付け
制御信号発生器1bは、第３図に例示するように、従来の
重み付け制御信号発生器71cの構成（第８図参照）に、
前記領域判別信号Ｃとクロック信号CLKに基づき各種の
タイミングのクロック信号（C₀,C₁,C₂）を作成する回路
を形成するＤタイプのフリップフロップ35、同36,AND回
路70および同71と、クロック信号（C₀,C₁,C₂）をクロッ
ク入力とするＤタイプのフリップフロップ53〜同68とを
付加したものとなっている。

また、交差偏波干渉除去器２における重み付け制御信
号発生器2cは、第４図に例示するように、従来の重み付
け制御信号発生器72dの構成（第９図参照）に、前記領
域判別信号Ｃとクロック信号CLKに基づき各種のタイミ
ングのクロック信号（C₀,C₁,C₂）を作成する回路を形成
するＤタイプのフリップフロップ35,同36,AND回路70お
よび同71と、クロック信号（C₀,C₁,C₂）をクロック入力
とするＤタイプのフリップフロップ53〜同68および同85
〜同88を付加したものとなっている。

以上の構成において、多値ディジタル変調信号（本実
施例では16QAM変調信号）の各信号の位相平面上の配置
位置は、第６図に示すように、A/D変換器14の出力
（D_1p,D_2p,E_p）とA/D変換器15の出力（D_1q,D_2q,E_q）と
で規定されるから、領域判別回路４では、第５図に示す
ように、多値ディジタル変調信号の各信号が本来的に位
置すべき各象限における信号配置領域Ｂ以外の領域（図
中ハッチングして示す領域）Ａに位置しているか否かを
判別し、その結果領域Ａに位置している場合にはOR回路
97の出力が“1"になる。そして、リセット信号Ｒが“1"
の時、即ち復調器３が非同期状態の時にOR回路97の出力
が“1"であれば、領域判別信号Ｃは“1"となり、重み付
け制御信号発生器1bではフリップフロップ53〜同68にク
ロック信号（C₀,C₂）が供給され、重み付け制御信号発
生器2cではさらにフリップフロップ85〜同88にクロック
信号（C₀）が供給される。その結果、重み付け制御信号
発生器1bでは、その時のEX−OR回路37〜同52の出力がフ
リップフロップ53〜同68に読み取られ、制御信号（Ｒ
_±１,R_±２,I_±１,I_±２）が形成される。同様に、重み
付け制御信号発生器2cでは、その時のEX−OR回路37〜同
52および同81〜第84の出力がフリップフロップ53〜同68
および同85〜同88に読み取られ、制御信号（Ｒ′₀,R′
_±１,R′_±２,I′₀,I′_±１,I′_±２）が形成される。

一方、復調器２が非同期状態であってもOR回路97の出
力が“0"であれば、領域判別信号Ｃは“0"となり、フリ
ップフロップ53〜同68および同85〜同88にはクロック信
号（C₀,C₁,C₂）が供給されない。つまり、この場合には
フリップフロップ53〜68および同85〜同88は以前の情報
を保持し、それに基づき制御信号（Ｒ_±１,R_±２,
I_±１,I_±２）および（Ｒ′₀,R′_±１,R′_±２,I′₀,
I′_±１,I′_±２）が形成される。

次に、第６図を参照して動作を説明する。なお、トラ
ンスバーサル等化器１と交差偏波干渉除去器２の動作は
基本的に同様なので、トランスバーサル等化器１の動作
を説明し、交差偏波干渉除去器２についてはその説明を
省略する。

従来例と同様に、a₁〜a₁₆で表される信号がm₄〜m₆の
円で表される符号間干渉量を含んでいるとする。さら
に、復調器３が非同期状態であるとすると、a₁〜a₁₆の
信号はm₁〜m₃の円周上をまわることになる。今、各信号
が実数部（同相で同極性）の符号間干渉を受けていると
すれば、信号a₁,同a₅,同a₁₃に着目すると、信号a₁は
ａ′_１、信号a₅はａ′_５、信号a₁₃はa₁₃′のそれぞれの
位置になるが、復調器３が同期状態であれば、OR回路97
の出力が“1"であるか否かを問わず領域判別信号Ｃは
“1"であるから、本発明の重み付け制御信号発生器1bは
従来の重み付け制御信号発生器71cと同様構成で動作す
ることとなり、信号a₁,同a₅,同a₁₃はそれぞれa₁′,
a₅′,a₁₃′にとどまっており、正しい誤差信号が作成さ
れ収束することになる。

一方、復調器３が非同期状態である場合には、領域判
別回路４において信号が領域Ａに入ったことが判定され
るとOR回路97は出力んを“1"にする。すると、その時の
EX−OR回路37〜同44の出力がフリップフロップ53〜同60
に読み取られ、実数部の制御信号（Ｒ_±１,R_±２）が形
成される。他方、信号が信号配置領域Ｂに入りOR回路97
の出力が“0"になると、フリップフロップ53〜同60には
以前の情報が保持されているので、フリップフロップ53
〜同60の出力からは情報Ａに入り込んだ信号からのみ誤
差信号が得られることになる。

言い換えれば、中間のレベルを有している信号a₅〜同
a₁₂によって生ずる誤った誤差信号を含んでいないの
で、第６図におけるm₄〜m₇の円で表される程度の符号間
干渉を受けていたとしても常に正しい誤差信号を作成す
ることができる。

ここで、以上は実数部の制御信号（Ｒ_±１,R_±２）に
ついてであるが、虚数部の制御信号（Ｉ_±１,I_±２）に
ついては、従来の重み付け制御信号発生器71cによって
得られる誤差信号を用いても従来の重み付け制御信号発
生器71cによる実数部の制御信号（Ｒ_±１,R_±２）の如
く収束不能となることはない。しかしながら、第２図に
示す如き、領域判別回路４を用いることにより、誤差信
号が誤る確率が減り収束速度が速くなる利点はある。

ところで、前述したように、復調器３が正常状態、即
ち搬送波再生回路16が同期状態では、領域判定回路４の
機能によって本発明の重み付け制御信号発生器1bは従来
の重み付け制御信号発生器71cと同様の構成で動作する
ようになっている。この構成の利点は次のようなところ
にある。

本発明による重み付け制御信号発生器1bは復調器３が
非同期状態で入力信号が大きな符号間干渉を受けていて
も復調装置を復帰させることができるが、制御信号とし
て使用している信号点数が少ない。例えば第６図におけ
る16QAM方式の場合、3/4の使用率であり、入力信号の多
値数が増すにしたがってこの使用率は下がってくる。

使用率が下がると制御信号に含まれるジッタ成分が大
きくなるので、復調器が正常である時には全信号から制
御信号を作成する従来構成を用いる方が望ましい。この
ような観点から、本発明では上述の如く、復調器が正常
状態では見かけ上、従来と同じ構成で動作する。

なお、以上の実施例では、IF帯で使用するディジタル
復調装置について説明したが、ベースバンド帯のものに
ついても同様に構成できる。

その場合には、重み付け制御信号発生器1b,同2cにお
けるフリップフロップ53〜同60および同85,同86の出力
またはフリップフロップ61〜同68および同87〜同88の出
力がベースバンドのトランスバーサルフィルタへ供給さ
れることになる。また、本発明を16値以上の高多値変調
信号に適用する場合には、具体的には第10図においてA/
D変換器14,同15のビット数を増し、さらに第２図におい
て領域判別回路４による判定領域を見直せば良い。ま
た、実施例においては５タップのトランスバーサルフィ
ルタを用いたトランスバーサル等化器および交差偏波干
渉除去器で説明したが、これに限られるものではない。
加えて、直線偏波以外の直交２偏波であっても良いこと
は勿論である。

（発明の効果）以上説明してきたように、本発明のディジタル復調装
置によれば、トランスバーサル等化器の等化能力および
交差偏波干渉除去器の補償能力を十分に発揮させること
ができるので、復調器が非同期状態で且つ入力信号が大
きな符号間干渉または交差偏波間干渉を有していても本
ディジタル復調装置は正常復帰することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のディジタル復調装置の全体構成図、第
２図は本発明の一実施例に係る領域判別回路の構成例、
第３図および第４図は本発明の一実施例に係る重み付け
制御信号発生器の構成ブロック図、第５図は位相平面上
での領域判定の説明図、第６図は動作説明図、第７図は
従来のディジタル復調装置の全体構成図、第８図および
第９図は従来の重み付け制御信号発生器の構成ブロック
図、第10図は復調器の構成ブロック図である。 1,1′,71,71′，……トランスバーサル等化器、1b,71c
……重み付け制御信号発生器、2,2′,72,72′……交差
偏波干渉除去器、2c,72d……重み付け制御信号発生器、
3,3′……復調器、4,4′……領域判別回路、71a,72b…
…トランスバーサルフィルタ、71b,72c……スイッチ回
路、72a……加算器。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】直交する２偏波のそれぞれで多値ディジタ
ル変調信号を伝送するディジタル通信システムにおいて
その直交２偏波のそれぞれの受信信号を復調する復調装
置であって、２系列からなる復調系のそれぞれが、受信
入力信号である多値ディジタル変調信号について波形等
化を行うトランスバーサル等化器と、自復調系および他
復調系のトランスバーサル等化器の出力を受けて自復調
系における交差偏波間干渉の補償処理を行う交差偏波干
渉除去器と、この交差偏波干渉除去器の出力を受けて主
データ信号および誤差信号からなる復調信号を出力する
復調器とを備えるディジタル復調装置において；各復調
系に設けられ自系復調器の復調信号を受けて前記多値デ
ィジタル変調信号の各信号の位相平面上の存在位置が、
該位相平面の各象限における信号配置領域以外の領域に
あるか否かの判別を行う判別手段と；各復調系のトラン
スバーサル等化器に設けられ該トランスバーサル等化器
が備えるトランスバーサルフィルタの各タップの第１の
制御信号を発生するものであって、自系復調器のキャリ
ア非同期時における該第１の制御信号を自系復調器の復
調信号と前記判別手段の出力信号とについての論理操作
によって発生する第１の制御信号発生手段と；各復調系
の交差偏波干渉除去器に設けられ該交差偏波干渉除去器
が備えるトランスバーサルフィルタの各タップの第２の
制御信号を発生するものであって、自系復調器のキャリ
ア非同期時における該第２の制御信号を前記判別手段の
出力信号と自系復調器の復調信号のうちの誤差信号と他
系復調器の復調信号のうちの主データ信号とについての
論理操作によって発生する第２の制御信号発生手段と；
を備えたことを特徴とするディジタル復調装置。