JPS6387828A

JPS6387828A - デイジタル復調システム

Info

Publication number: JPS6387828A
Application number: JP61233060A
Authority: JP
Inventors: Toru Matsuura; 徹松浦
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1986-09-30
Filing date: 1986-09-30
Publication date: 1988-04-19
Also published as: EP0262644A3; AU593390B2; US4835483A; EP0262644A2; DE3776054D1; AU7906887A; EP0262644B1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は復調器およびトランスバーサル等化器を含むデ
ィジタル復調システムに関する。

（従来の技術）マイクロ波ディジタル伝送方式は種々の方式が実用化さ
れており、最近では１６ＱＡＭ方式にはじまる多値ディ
ジタル変調方式の開発実用化が進められている。このよ
うな多値ディジタル変調方式は高能率な情報伝送が可能
ではあるが、伝送系の各種歪に対して非常に弱くなり、
伝搬路のフェージング対策は深刻なものとなる。この対
策として、トランスバーサル等化器が有効な手段として
知られており、現在では高能率伝送システムには常備さ
れつつある。

第６図は従来のディジタル復調システムの構成例、第７
図は第６図中に示す重み行制御信号発生器の構成例であ
る。第６図において、１はＩＦ帯のトランスバーサル等
化器、２は復調器、３は重み行制御信号発生器、４はト
ランスバーサルフイルタ、５〜８は加算器、９〜１２は
減算器、１３は直交検波器、１４．１５は３ビツトのＡ
／Ｄ変換器、１６は搬送波再生回路、８５はスイッチ回
路である。また、第７図において、１７〜３１１は１ビ
ツト遅延線、３７〜５２はＥＸ−ＯＲ（排他的論理和）
回路である。

第６図は５タツプのＩＰ帯トランスバーサル等化器を用
いた１６ＱＡＭ変調信号の復調システムであり、以下、
これについて説明する。

１６ＱＡＭ変調波である入力信号は、遅延回路と重み付
は回路から成るトランスバーサルフィルタ４に入り、こ
こで入力信号が含んでいる符号量干渉量が補償される。

前述した重み付は回路は重み付は制御信号発生器３の出
力を加算あるいは減算した制御信号Ｒよ１、同Ｒｐ２、
同Ｉｔｈｌ、同Ｉよ２（これらはスイッチ回路８５を介
して入力する）によって制御されている。このトランス
バーサル等化器の基本的動作については、例えば昭和５
９年度電子通信学会通信部門全国大会Ｎ［Ｌ６２８ｒ４
／　５０　Ｈｚ　１６　Ｑ　Ａ　Ｍ　２００　Ｍ　ｂ　
／　ｓ　）ランスバーサル等化器付ｆＸ調磐」に記載さ
れているので、ここでは詳述しない。

トランスバーサル等化器１の出力は復調器２に入り、直
交検波器１３によって直交検波され、ＰおよびＱの復調
ベースバンド信号となる。ベースバンド信号Ｐ、同Ｑは
次に、３ビツトＡ　／　Ｄ　’ＲＩＡ器１４、同１５で
ディジタル信号に変換され、主信号Ｄｉｐ、同りゎ、同
Ｄｌｑ、同Ｄ２ｑと、誤差信号Ｅ１同Ｅ、が再生される
。この再生信号と入力信号との関係は第５図に示される
ようなものとなっている。第５図中、ａｌ〜ａ１６が入
力信号、Ｄｌ、、Ｄ２Ｑ、Ｅ、がＡ／Ｄ変換器１５の出
力、Ｄｌ、Ｄ２ｐ、Ｅ、がＡ／Ｄ変換器１４の出力をそ
れぞれ表わしている。再生信号はすべて重み行制御信号
発生器３に供給され、制御信号作成のために用いられる
。また、再生信号の一部は搬送波再生回路　・１６に入
り、ここで同期検波に必要な基準搬送波が再生される。

搬送波再生回路１６の構成、動作については特願昭５６
−１５７７５号「搬送波再生回路」に詳述されているの
で、ここでは省略する。

搬送波再生回路１６より出力されているリセット信号Ｒ
は搬送波再生回路１６が、同期状悪か非同期状態かを外
部に知らせる状態表示信号であり、スイッチ回路８５に
入力されている。

即ち、スイッチ回路８５は、リセット信号Ｒが同期状態
を示す場合には制御信号（Ｒ□１、Ｒユ２、■よ１、■
よ２）をタップ信号として、またリセット信号Ｒが非同
期状態を示す場合には内部的に予め設定しであるものを
タップ信号として、それぞれ切り替えてトランスバーサ
ルフィルタ４へ出力するようになっている。

（発明が解決しようとする問題点）ところで、トランスバーサル等化器の等ｆヒ特性は伝送
歪（符号量干渉）が小さな状態から大きくした場合の等
化能力限界値と、伝送歪が大きくてトランスバーサル等
化器が動作不能となる状態から歪量を小さくしていき動
１ヤ状憇に復帰する過程を経た等化能力限界値とが等し
いことが望ましいが、この等化特性は重み行制御信号発
生器３の機能に依存するので、第７図に示すような構成
の重み行制御信号発生器では後者の等化能力限界値が非
常に小さくなり、トランスバーサル等化器が本来持つべ
き等化能力を十分に発揮させることができないという問
題点がある。

即ち、第５図において、ａ１〜ａ１６で表わされる信号
がｍ４〜ｍ６の円で表わされる符号量干渉量を含んでい
るとする。更に、復調器２が非同期状態であるとすると
、ａ１〜ａ１６の信号はｍｌ−ｍ３の円周上をまわるこ
とになる。

今、各信号が実数部（同相で同極性）の符号量干渉を受
けているとすれば、信号ａｉｔ同ａ５、同ａ１３に着目
すると、信号ａ１はａｌ’、信号ａ５は　。

ａ５’、信号ａ１３はａ　１３’のそれぞれの位置にな
るが、復調器２が同期状態であればａｌ’、ａ、／、ａ
１３’にとどまっており、その時には正しい誤差信号が
作成され収束することができる。

しかしながら、復調器２が非同期状層であると、前述し
たように各信号点はｍＩ〜ｍ３に沿って回転し、例えば
ａ５′はａ５′″　の位置に入り込む。

この場合、ａ、ｌ″　は信号ａｌの信号領域に入ってお
り、あたかもａｌの信号が同相で逆極性の符号量干渉を
受けた信号ａ１″の如くにみえ、誤った誤差信号を作成
することになる。

このような動作は中間のレベルを有したａ５〜ａ１２の
信号すべてあてはまる。このような場合、誤った誤差信
号が正しい誤差信号より大きくなり、実数部の重み行制
御信号発生器３は誤動作することになり、従来のディジ
タル復調システムは正常復帰できない０以上の説明は実
数部の重み行制御信号発生器についてであるが、虚数部
についても同様のメカニズムで誤動作が生じる。

本発明は、このような従来の問題点に鑑みなされたもの
で、その目的は、トランスバーサル等化器の等化能力を
十分に発揮させうるディジタル復調システムを提供する
ことにある。

（問題点を解決するための手段）前記目的を達成するために、本発明のディジタル復調シ
ステムは次のような構成を有する。

即ち、本発明のディジタル復調システムは、多値ディジ
タル変調波について所要の波形等化を行うトランスバー
サル等化器と１．このトランスバーサル等化器の出力を
受けて主データ信号および誤差信号からなる復調信号を
出力する復調器とを備えるディジタル復調システムにお
いて；　前記ｌ・ランスバーサル等化器は、前記復調器
出力を受けて、前記多値ディジタル変調波の各信号のス
ペースダイヤグラム上の配置位置が、該スペースダイヤ
グラムの各象限における信号配置領域以外の領域にある
か否かの判別を行う判別手段と；　当該トランスバーサ
ル等化器における各タップの制御信号を発生するもので
あって、前記復調器のキャリア非同期時における制御信
号を前記判別手段の出力と前記復調器出力とについての
論理操作によって発生する制御信号発生手段と　；を備
えたことを特徴とするディジタル復調システムである。

（作　用）次に、前記のように構成される本発明のディジタル復調
システムの作用を説明する。

判別手段は、復調器の出力を受けて、多値ディジタル変
調波の各信号のスペースダイヤグラム上の配置位置が１
、該スペースダイヤグラムの各象限における信号配置領
域以外の領域にあるか否かの判別を行う。

一方、制御信号発生手段は、当該トランスバーサル等化
器における各タップの制御信号を発生するのであるが、
前記復調器がキャリア非同期時である時には、制御信号
を前記判別手段の出力と前記復調器出力とについての論
理操作によって発生する。

その結果、当該トランスバーサル等化器は、伝送歪（符
号量干渉）が大きな状態から小さな状態へ移行する過程
での等化能力が充分に発揮でき、従来より大きな伝送歪
時に復調器を非同期状態から同期状態へ復帰させ得る。

（実　施　例）以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。なお
、第６図および第７図と同一名称部分には同一符号を付
しである。

本発明に係るディジタル復調システムでは、第１図に示
すように、搬送波再生回路１６が発生するリセット信号
Ｒを積極的に利用すべく、このリセット信号Ｒを本発明
に係る重み行制御信号発生器３′の１つの入力信号とし
である。

なお、リセット信号Ｒは、例えば同期状態はＲ＝“０″
で、非同期状態はＲ＝“′１″でそれぞれ示すようにな
っている。そして、重み行制御信号発生器３′は、本実
施例では第２図に示すように構成される。即ち、この重
み行制御信号発生器３′は従来の重み行制御信号発生器
３の構成に領域判別回路６９、記憶回路としてのＤタイ
プフリップフロップ３５．３６および５３〜６８が付加
されたものとなっている。

領域判別回路６９は、第３図に例示するように、誤差信
号Ｅ、と主信号Ｄ２ｐが入力するＥＸ−ＯＲ回路７３と
、誤差信号Ｅ、と主信号Ｄ２Ｑが入力するＥＸ−ＯＲ回
路７４と、主信号Ｄｌｐと同Ｄ２ｐが入力するＥＸ−Ｏ
Ｒ回路７５と、主信号Ｄｌａと同Ｄ２ａが入力するＥＸ
−ＯＲ回路７６と、ＥＸ−ＯＲ回路７３と同７４の出力
が入力するＡＮＤ　（ｍ埋積）回路７７と、ＥＸ−ＯＲ
回路７５と同７６の出力が入力するＡＮＤ回路７８と、
ＡＮＤ回路７７と同７８の出力が入力するＯＲ（論理和
）回路８０と、ＯＲ回路８０の出力とリセット信号Ｒが
入力するＡＮＤ回路７９と、リセット信号Ｒの論理レベ
ルを反転するインバータ８２と、インバータ８２の出力
とＡＮＤ回路７９の出力を入力としそのいずれか一方を
領域判別信号Ｃとして出力するＯＲ回路８１とで構成さ
れる。

多値ディジタル変調波（本実施例では１６ＱＡＭ変調波
）の各信号のスペースダイヤグラム上の配置位置は、第
５図に示すように、Ａ／Ｄ変換器１４の出力（Ｄ１９、
Ｄ２ｐ、Ｅｐ）とＡ／Ｄ変換器１５の出力（ＤＩＱ、Ｄ
２Ｑ、Ｅ、）とで規定されるから、領域判別回路６９で
は、第４図に示すように、多随ディジタル変調波の各信
号が本来的に位置すべき各象限における信号配置領域Ｂ
以外の領域（図中ハツチングして示す領域）Ａに位置し
ているか否かを判別し、その結果領域Ａに位置している
場合にはＯＲ回路８０の出力が１°“になる。

そして、リセット信号Ｒが°“１”の時、即ち復調器２
が非同期状態の時にＯＲ回路８０の出力が“１”であれ
ば、領域判別信号Ｃは”　１　”となり、Ｄタイプフリ
ップフロップ５３〜６８にクロックが供給される。つま
り、その時のＥＸ−ＯＲ回路３７〜５２の出力がＤタイ
プフリップフロップ５３〜６８に読み取られ、制御信号
（Ｒ土１、ａｌ２、Ｉ±１、■、２）が形成される。

一方、復調器２が非同期状態であってもＯＲ回路８０の
出力が０°′であれば、領域判別信号Ｃは０″となり、
Ｄタイプフリップフロップ５３〜６８にはクロックが供
給されない。

つまり、Ｄタイプフリップフロップ５３〜６８は以前の
情報を保持し、それに基づき制御信号（Ｒす、Ｒｇ２、
工よ１、Ｉｔｈｚ）が形成される。

従って、ＥＸ−ＯＲ回路３７〜５２とＤタイプフリップ
フロップ３５、同３６、同５３〜６８は全体として制御
信号発生手段を構成している。

次に、第５図を参照して動作を説明する。

従来例と同様に、ａ１〜ａ１６で表わされる信号がｍ４
〜ｍ６の円で表わされる符号量干渉量を含んでいるとす
る。さらに、復調器２が非同期状態であるとすると、ａ
ｌ”ａｌ６の信号はｍ１〜ｍ。

の円周上をまわることになる。今、各信号が実数部（同
相で同極性）の符号量干渉を受けているとすれば、信号
ａｌｔ同ａ３、同ａｌｌに着目すると、信号ａ１はａｌ
’、信号ａ５はａ５’、信号ａ１３はａ１３’のそれぞ
れの位置になるが、復調器２が同期状態であれば、ＯＲ
回路８０の出力が°“１°′であるか否かを問わず領域
判別信号Ｃは“１°°であるから、本発明の重み付制御
信号発生器３′は従来の重み付制御信号発生器３と同様
構成で動作することとなり、信号ａ１、同ａ５、同ａ１
３はそれぞれａ工′、ａ５′、ａ１３’＝にとどまって
おり、正しい誤差信号が作成され収束することになる。

一方、復調器２が非同期状態である場合には、領域判別
回路６９において信号が領域Ａに入ったことが判定され
るとＯＲ回路８０は出力を“１′にする。すると、その
時のＥＸ−ＯＲ回路３７〜４４の出力がＤタイプフリッ
プフロップ５３〜６０に読み取られ、実数部の制御信号
（Ｒユ１、Ｒユ２）が形成される。他方、信号が信号配
置領域Ｂに入りＯＲ回路８０の出力が“０″にな、ると
、Ｄタイプフリップフロップ５３〜６０には以前の情報
が保持されているので、フリップフロップ５３〜６０の
出力からは領域Ａに入り込んだ信号からのみ誤差信号が
得られることになる。

言い換えれば、中間のレベルを有している信号ａ５〜ａ
１２によって生ずる誤った誤差信号を含んでいないので
、第５図におけるｍ４〜ｍ７の円で表わされる程度の符
号量干渉を受けていたとしても常に正しい誤差信号を作
成することができる。

ここで、以上は実数部の制御信号（Ｒユ１、Ｒ□２）に
ついてであるが、虚数部の制御信号（Ｉ　ｉｌ、Ｉユ２
）については、従来の重み行制御信号発生回路３によっ
て得られる誤差信号を用いても従来の重み行制御信号発
生回路３による実数部の制御信号（Ｒユ１、Ｒよ２）の
如く収束不能となることはない、しかしながら、第２図
の如く、領域判別回路６９を用いることにより、誤差信
号が誤る確率が減り収束速度が速くなる利点はある。

ところで、前述したように、復調器２が正常状態、即ち
搬送波再生回路１６が同期状態では、領域判定口ｉ６９
の機能によって本発明の重み行制御信号発生器３′は従
来の重み行制御信号発生器３と同様の構成で動作するよ
うになっている。

この構成の利点は次のようなところにある。

本発明による重み行制御信号発生器３′は復調器２が非
同期状態で入力信号が大きな符号量干渉を受けていても
復調システムを復帰させることができるが、制御信号と
して使用している信号点数が少ない０例えば第５図にお
ける１６ＱＡＭ方式の場合、３／４の使用率であり、入
力信号の多値数が増すにしたがってこの使用率が下がっ
てくる。

使用率が下がると制御信号に含まれるジッタ成分が大き
くなるので、復調器が正常である時には全信号から制御
信号を作成する従来構成を用いる方が望ましい、８この
ような観点から、本発明では上述の如く、復調器が正常
状態では見かけ上、従来と同じ構成で動作する。

なお、以上の実施例では、トランスバーサル等化器とし
てＩＦ帯のもので説明したが、ベースバンド帯のものに
対しても適用できる。その場合には重み行制御信号発生
器３′の出力が直接、ＰおよびＱのベースバンドトラン
スバーサルフィルタに供給されることになる０本発明を
１６値以上の高多値変調波に適用する場合には、具体的
には第１図においてＡ／Ｄ変換器１４、同１５のビット
数を増し、さらに第２図において領域判別回路６つによ
る判定領域を見直せば良い。また、実施例においては５
タツプのトランスバーサル等化器で説明したが、これに
限られるものではない。

（発明の効果）以上説明してきたように、本発明のディジタル復調シス
テムによれば、トランスバーサル等化器の等化能力を十
分に発揮させることができるので、復調器が非同期状態
で且つ入力信号が大きな符号　′間干渉を有していても
本ディジタル復調システムは正常復帰することができる
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のディジタル復調システムの全体構成図
、第２図は本発明の一実施例に係る重み行制御信号発生
器の構成ブロック図、第３図は本発明による領域判別回
路の具体的＾成例、第４図はスペースダイヤグラム上で
の領域判定の説明図、第５図は動作説明図、第６図は従
来のディジタル復調システムの全体構成図、第７図は従
来の重み付制御信号発生回路の構成ブロック図である。１・・・・・・ＩＦ％Ｆのトランスバーサル等１ヒ器、
２・・・・・１に調器、　３．３′・・・・・・重み行
制御信号発生器、　４・・・・・・トランスバーサルフ
ィルタ、５〜８・・・・・・加算器、　９〜１２・・・
・・・減算器、１３・・・・・・直交検波器、　１４．
１５・・・・・・Ａ／Ｄ変換器、　１６・・・・・・搬
送波再生回路、　１７〜３４・・・・・・１ビツト遅延
線、　３５，３６．５３〜６８・・・・・・Ｄタイ１フ
９フ１フ０１１回路、３７〜５２・・・・・・ＥＸ−Ｏ
Ｒ回路、　６つ・・・・・・領域判別回路、　８５・・
・・・・スイッチ回路。代理人　弁理士　　八　幡　　義　博木宛輯のｒイシクル〃、鋼シスデＡめル板イ列第　　ｌ
　　図 ’Ｆｆ１３に判別回路め１．＋にに例）＄、３　図スへ゛−スゲイヤグラＡ上の領域−１定聯５４　　トうぐ動作説σＡ図従事−っテンシ゛クルイＬｔＪｌンステ１１の」転成゛
アシリ色ト　ｌ　　図

Claims

【特許請求の範囲】

多値ディジタル変調波について所要の波形等化を行うト
ランスバーサル等化器と、このトランスバーサル等化器
の出力を受けて主データ信号および誤差信号からなる復
調信号を出力する復調器とを備えるディジタル復調シス
テムにおいて；前記トランスバーサル等化器は、前記復
調器出力を受けて、前記多値ディジタル変調波の各信号
のスペースダイヤグラム上の配置位置が、該スペースダ
イヤグラムの各象限における信号配置領域以外の領域に
あるか否かの判別を行う判別手段と；当該トランスバー
サル等化器における各タップの制御信号を発生するもの
であって、前記復調器のキャリア非同期時における制御
信号を前記判別手段の出力と前記復調器出力とについて
の論理操作によって発生する制御信号発生手段と；を備
えたことを特徴とするディジタル復調システム。