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Verfahren zur Anpassung eines Transversalentzerrers ohne
Trägersynchronisation
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Die vorliegende Erfindung betrifft ein digitales
Demodulationssystem, das in einem Kommunikationssystem mit
mehreren Kennzuständen verwendbar ist, und insbesondere einen
Transversalentzerrer, der eine ausreichende Entzerrfähigkeit
entfalten kann.
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Obwohl verschiedene Arten von digitalen
Mikrowellenübertragungssystemen praktische Anwendung gefunden haben, ist
ein vorherrschendes System das
Mehrpegel-Quadraturamplitudenmodulationssystem (QAM-System) mit hoher Pegelzahl. Das QAM-
System mit hoher Pegelzahl bewirkt zwar eine vergrößerung der
tibertragbaren Informationsmenge, macht aber die Konstruktion
der Einrichtung kompliziert und erfordert, daß verschiedene
Schaltungen mit exakten Eigenschaften ausgestattet werden.
Eine solche Eigenschaft ist die der automatischen
Verstärkungsregelung (AGC), die eingerichtet wird, um in einem
Demodulator ein demoduliertes Mehrpegelsignal so steuern zu
können, daß ein optimaler Eingangspegel für einen
Mehrpegeldiskriminator erreicht wird. Eine Konstruktion, die zur
Implementierung der exakten AGC-Charakteristik erarbeitet wurde, wird
zum Beispiel in der ungeprüften japanischen
Patentveröffentlichung JP-A-57-131152 offenbart. Das Problem bei
der offenbarten Konstruktion besteht jedoch darin, daß während
einer Mitnahme von Zeit zu Zeit eine falsche oder anomale
Mitnahme auftritt, obwohl der Eingangspegel des Diskriminators
mit Erfolg optimal gesteuert werden kann. Bei einem
demodulierten 8-Pegel-Eingangssignal tritt beispielsweise eine
falsche Mitnahme bei Pegeln auf, die vom Normalpegel um 7/5, 7/3,
7/9 und 7/11 abweichen, wodurch die genaue Wiederherstellung
von Hauptdatensignalen verhindert wird.
Inzwischen können 16-Pegel-QAM-Systeme und andere
digitale Mehrpegelsysteme Informationen mit hohen
Übertragungsleistungen übertragen, sind aber recht anfällig gegen
verschiedene,
auf Übertragungswegen auftretende Verzerrungen und sind
daher einem starken Fading unterworfen. Eine wirksame, dem
Fachmann bekannte Gegenmaßnahme ist ein Transversalentzerrer,
mit dem man Hochleistungs-Übertragungssysteme jetzt regulär
auszustatten beginnt. Allgemein sollte die
Entzerrungscharakteristik eines Transversalentzerrers vorzugsweise so
beschaffen sein, dab die Grenzentzerrungsfähigkeit in dem Zustand, wo
Übertragungsverzerrungen (Intersymbolstörungen) von relativ
kleinen Werten ausgehend zunehmen, gleich der
Grenzentzerrungsfähigkeit in dem Zustand ist, wo
Übertragungsverzerrungen, die groß genug sind, um den Entzerrer funktionsunfähig zu
machen, nacheinander bis zur Wiederherstellung der
Funktionsfähigkeit des Entzerrers reduziert werden. Beim derzeitigen
Stand der Technik ist jedoch die Grenzentzerrungsfähigkeit in
dem an zweiter Stelle erwähnten Zustand wesentlich geringer.
Daraus läßt sich schließen, daß die potentielle
Leistungsfähigkeit eines Transversalentzerrers nicht voll erreicht wird.
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Die EP-A-0 105 503 offenbart einen sich automatisch
anpassenden Entzerrer mit einer verbesserten Rücksetzfunktion
Dieser sich automatisch anpassende Entzerrer detektiert einen
Asysnchronismus in einem Demodulator, der mit dem Entzerrer
gekoppelt ist und periodisch ein Rücksetzsignal erzeugt.
Dieses Signal versetzt für eine Zeitdauer, in der das Filter
normalerweise von der Steuerschleife des sich anpassenden
Entzerrers in den inaktiven Zustand versetzt ist, ein
Transversalfilter periodisch in den aktiven Zustand.
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Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein
digitales Demodulationssystem bereitzustellen, das einen
Transversalentzerrer und einen Demodulator enthält, die beide
in der Lage sind, eine ausreichende Entzerrungsfähigkeit zu
entfalten.
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Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung,
ein allgemein verbessertes digitales Modulationssystem
bereitzustellen.
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Diese Aufgabe wird mit den Merkmalen der Ansprüche
gelöst.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein digitales
Demodulationssystem bereitgestellt, das einen Demodulator und
einen Transversalentzerrer enthält, um eine digitale
modulierte Mehrpegelwelle zu demodulieren, um dabei ein
Demodulator-Ausgangssignal zu erzeugen, das aus
Hauptdatensignalen und Fehlersignalen besteht. Das System weist eine
Entscheidungsschaltung zum Entscheiden, ob die jeweiligen
Signalpunkte der digitalen modulierten Mehrpegelwelle in den
Regionen A und A' liegen, die in Übereinstimmung mit einem
Zustand der Signalpunktanordnung vorgegeben sind, und eine
Logikschaltung auf, um in einem Trägerasynchronzustand des
Demodulators ein Ausgangssignal der Entscheidungsschaltung und
ein Ausgangssignal des Demodulators logisch zu manipulieren,
um Steuersignale zum Steuern entsprechender Zweige eines
Realzahlabschnitts des Transversalentzerrers zu erzeugen.
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Die obige und weitere Aufgaben, Merkmale und Vorzüge
der Erfindung werden in der nachstehenden ausführlichen
Beschreibung anhand der beigefügten Zeichnungen näher erläutert.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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Es zeigen:
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Fig. 1 ein Blockschaltbild, das ein Beispiel für eine
bekannte AGC-Schaltung darstellt;
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Fig.2 ein Diagramm zur Demonstration der Arbeitsweise
der AGC-Schaltung von Fig. 1;
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Fig. 3 ist ein Blockschaltbild, das eine AGC-Schaltung
zeigt, wie sie in der Stammanmeldung EP-A-213 309 beansprucht
und beschrieben ist;
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Fig. 4 ein Schaltbild, das verschiedene in dem
Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 3 enthaltene Selektorausführungen
zeigt;
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Fig. 5 ein Blockschaltbild eines anderen
Ausführungsbeispiels der Erfindung, das bei einem
64-Pegel-QAM-Demodulator eingesetzt wird;
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Fig. 6 ein Blockschaltbild eines weiteren
Ausführungsbeispiels der Erfindung, das gleichfalls bei einem 64-Pegel-
QAM-Demodulator eingesetzt wird;
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Fig. 7 ein Schaltbild, das eine spezielle Konstruktion
einer in Fig. 6 gezeigten logischen Schaltung darstellt;
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Fig. 8 ist ein Blockschaltbild eines digitalen
Demodulationssystems gemäß der vorliegenden Erfindung;
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Fig. 9 ein Schaltbild, das eine spezielle Konstruktion
eines in Fig. 8 gezeigten Wichtungssteuersignalgenerators
darstellt;
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Fig. 10 ein Diagramm zur Demonstration der Arbeitsweise
des Ausführungsbeispiels von Fig. 8;
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Fig. 11A und 11B Schaltbilder, die jeweils eine
spezielle Konstruktion eines in dem Ausführungsbeispiel von Fig.
8 enthaltenen Bereichsdiskriminators darstellen; und
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Fig. 12 ein Beispiel für Signalbereiche, wie sie von
den Diskriminatoren bezüglich einer 64-Pegel-QAM-modulierten
Welle festgelegt werden.
Beschreibung der bevorzuaten Ausführunasbeispiele
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Einige Ausführungsformen, die in der Stammanmeldung EP-A-
213 309 beschrieben sind, werden zuerst beschrieben.
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Zum besseren Verständnis der Erfindung wird kurz auf
eine in Fig. 1 dargestellte bekannte AGC-Schaltung Bezug
genommen. Die bekannte AGC-Schaltung, die allgemein mit 10
bezeichnet wird, weist ein variables Basisband-Dämpfungsglied
(ATT) 12, einen 4-Bit-Analog-Digital-Wandler (A/D-Wandler) 14,
ein exklusives ODER-Gatter (EX-OR-Gatter) 16 und ein
Tiefpaßfilter (LPF) 18 auf. Ein 8-Bit-Basisbandsignal als
Eingangssignal wird über das Dämpfungsglied (ATT) 12 an den A/D-Wandler
14 angelegt. Als Antwort darauf regeneriert der A/D-Wandler 14
die Hauptdatensignale D1 bis D3 und ein Fehlersignal D4. Die
Signale D1 und D4 werden dem exklusiven ODER-Gatter 16
Zugeführt,
das dann ein Signal C1 erzeugt. Das Signal C1 wird als
Steuersignal über das Tiefpaßfilter 18 dem Dämpfungsglied 12
zugeführt, um den Eingangspegel des A/D-Wandlers 14 optimal zu
steuern.
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Fig. 2 zeigt ein Diagramm&sub1; das die Arbeitsweise der
AGC-Schaltung 10 darstellt. In Fig. 2 werden das
8-Pegel-Basisbandsignal durch dl bis d8 und die vom exklusiven
ODER-Gatter 16 ausgegebenen Daten durch C1 bezeichnet. Wenn die
Eingangsdaten dl bis d8 von der Mitte oder von null Volt
abweichen, d.h. wenn der Demodulationspegel erhöht ist, werden alle
Ausgangssignale C1 logische Nullen; bei erniedrigtem
Demodulationspegel werden die Ausgangssignale C1 logische
Einsen. Dies zeigt, daß die Ausgangssignale C1 in Verbindung mit
der AGC-Schaltung 10 als Fehlersignal dienen.
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Als nächstes wird eine falsche Mitnahmeerscheinung
beschrieben. Angenommen, am Anfang wird ein moduliertes Signal
d'1 bis d'8 mit einem Wert von 7/9 des regulären Signalpegels
an den A/D-Wandler 14 angelegt. In diesem Zustand erscheinen
logische Nullen und Einsen mit der gleichen Wahrscheinlichkeit
am Ausgang C1 des exklusiven ODER-Gatters 16, so daß die
Fehlersignale nominell als stabil erscheinen und die Schaltung 10
sich nicht so verhält, daß der reguläre Pegel des
demodulierten Signals wiederhergestellt wird. Auf diese Weise kann das
demodulierte Signal, nachdem es die in Fig. 2 gezeigten Werte
d'1 bis d'8 angenommen hat, diese Werte nicht wieder
verlassen, wodurch eine falsche Mitnahme entsteht.
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Fig. 3 zeigt eine AGC-Schaltung nach einem
Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die AGC-Schaltung,
allgemein mit 20 bezeichnet, weist ein Dämpfungsglied (ATT) 12,
einen A/D-Wandler 14 und ein Tiefpaßfilter (LPF) 18 auf,
welche die gleichen Funktionen haben wie in der bekannten AGC-
Schaltung 10. Zwischen dem Dämpfungsglied 12 und dem
A/D-Wandler 14 ist ein Subtrahierglied 22 eingefügt, und zwischen dem
A/D-Wandler 14 und dem Dämpfungsglied 12 liegt eine logische
Schaltung 24. Ferner ist eine zweite logische Schaltung 26
zwischen der logischen Schaltung 24 und dem Subtrahierglied 22
eingefügt. Die logische Schaltung 24 weist die ODER-/NICHT-
ODER-Gatter 28, 30, 32 und 34, die UND-Gatter 36 und 38, einen
Selektor 40, ein Flipflop 42 und ein Tiefpaßfilter 18 auf. Die
andere logische Schaltung 26 weist andererseits einen Selektor
44, ein Flipflop 46 und ein Tiefpaßfilter 48 auf. Ein
demoduliertes Signal wird durch das Dämpfungsglied 12 und das
Subtrahierglied 22 dem A/D-Wandler 14 zugeführt, um dadurch in
Datenseguenzen D1 bis D4 umgewandelt zu werden. Wenn das
eingegebene demodulierte Signal reguläre Pegel aufweist, wie
durch d1 bis d8 in Fig. 2 dargestellt, erzeugt der A/D-Wandler
14 die Signale D1 bis D4, die in Fig. 2 auf der rechten Seite
dargestellt sind. Die erste logische Schaltung 24 ist so
eingerichtet, daß sie ein Fehlersignal erzeugt, welches das
charakteristische Merkmal dieses besonderen Ausführungsbeispiels
ist. Wie in Fig. 2 gezeigt, sind drei verschiedene
Signalbereiche 1 bis 3 definiert. Wenn das demodulierte Signal in die
Signalbereiche 1 und 3 eingetreten ist, steuert die logische
Schaltung 24 das Dämpfungsglied 12 so, daß das demodulierte
Signal verkleinert wird. Wenn umgekehrt das demodulierte
Signal in den Bereich 2 gelangt ist, sendet die logische
Schaltung 24 an das Dämpfungsglied 12 ein Steuersignal zur
Vergrößerung des demodulierten Signals. Dies gestattet die
Stabilisierung des demodulierten Signals in dem in Fig. 2 gezeigten
regulären Zustand, in dem d1 den Bereich 1, d4 und d5 den
Bereich 2 und d8 den Bereich 3 berühren. Wenn anfänglich das
demodulierte Signal d'1 bis d'8 an den A/D-Wandler 14 angelegt
worden ist, gelangen d'4 und d'5 in den Bereich 2, nicht aber
in die Bereiche 1 und 3. Infolgedessen wird das demodulierte
Signal vom Dämpfungsglied 12 fortlaufend erhöht, bis d'1 bzw.
d'8 in die Bereiche 1 bzw. 3 gelangen, und danach werden sie
an den Punkten dl bis d8 stabilisiert. Die so konstruierte
Schaltung 20 weist keine falsche Mitnahmeerscheinung auf.
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Wie aus Fig. 3 erkennbar, wird ein Signal b1 als
Antwort auf die Bereiche 1 und 3 eine logische Eins, um das
Flipflop 42 zurückzusetzen und dadurch das Ausgangssignal des
Flipflops 42 zur logischen Null zu machen. Ein Signal b2 wird
als Antwort auf den Bereich 2 zur logischen Eins, um das
Flipflop 42 zu setzen und sein Ausgangssignal in eine logische
Eins zu verwandeln. Wir nehmen hier eine logische Eins als
positive Spannung und eine logische Null als negative Spannung
an. Wenn dann die Charakteristik des Dämpfungsglieds 12 so
beschaffen ist, daß die Dämpfung als Antwort auf eine Positive
Spannung verringert und als Antwort auf eine negative Spannung
vergrößert wird, wird die oben angegebene Operation dadurch
bewerkstelligt, daß das Ausgangssignal des Flipflops 42 über
das Tiefpaßfilter 18, das zur Schwankungsunterdrückung
eingerichtet ist, an das Dämpfungsglied 12 angelegt wird. Die
zweite logische Schaltung 26 und das Subtrahierglied 22 bilden
zusammen eine Schaltung zur Kompensation von Gleichspannungs-
Nullpunktverschiebungen, die in einem demodulierten Signal am
Eingang des A/D-Wandlers 14 enthalten sind. Zu Details der
Arbeitsweise einer solchen Schaltung wird auf die japanische
ungeprüfte Patentveröffentlichung JP-A-59 174 058 verwiesen. Hier
ist zu beachten, daß diese Gleichspannungs-Steuerschaltung nicht
wesentlich, aber für eine genauere Arbeitsweise der AGC-Schaltung
wünschenswert ist.
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In Fig. 2 sind die Bereiche 1 bis 3 bezüglich eines
demodulierten 8-Pegel-Signals dargestellt; der Bereich 1 berührt
dl von außen, der Bereich 2 berührt d4 und d5 von innen, und
der Bereich 3 berührt d8 von außen. Mit Vergrößerung der
Pegelzahl auf beispielsweise sechzehn Pegel wird jedoch durch
die einfache Definition der Bereiche 1 bis 3 als der äußersten
und der innersten Punkte die Anzahl der für die Steuerung
verfügbaren Signalpunkte zu stark eingeschränkt. Mit der
Vergrößerung der Pegelzahl kann man zu Rande kommen, indem man
mehrere Zonen definiert, welche die äußersten und innersten
Punkte enthalten, so daß die Anzahl der zur Steuerung
verfügbaren Signale erhöht wird und gleichzeitig der Vorteil der
vorliegenden Erfindung erhalten bleibt.
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Fig. 4 zeigt spezielle Konstruktionen der in Fig. 3
dargestellten Selektoren 40 und 44. Der Selektor 40 besteht
aus den UND-Gattern 401 bis 404 und den ODER-Gattern 405 und
406. Der Selektor 44 besteht andererseits aus den UND-Gattern
441 und 442.
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Fig. 5 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispieleiner
AGC-Schaltung, das auf einen 64-Pegel-QAM-Demodulator
angewendet wird. Die in Fig. 5 dargestellte AGC-Schaltung, die
allgemein durch das Bezugszeichen 50 gekennzeichnet wird,
weist ein variables Zwischenfrequenzband-(ZF-Band-)
Dämpfungsglied
52, einen Quadraturdetektor 54, die Subtrahierglieder 56
und 58, die 4-Bit-A/D-Wandler 60 und 62, ein Addierglied 64,
eine logische Schaltung 66, eine spannungsgesteuerten
Oszillator (VCO) 68, zwei erste logische Schaltungen 24 und zwei
zweite logische Schaltungen 26 auf. In diesem besonderen
Ausführungsbeispiel wird eine 64-Pegel-QAM-modulierte Welle über
das variable Dämpfungsglied 52 dem Quadraturdetektor 54 zur
Erkennung zugeführt, um dadurch in demodulierte
8-Pegel-Signale umgewandelt zu werden, die durch P und Q dargestellt
sind. Da die Signale P und Q genau die gleichen sind wie die
in Fig. 3 dargestellten Eingangssignale, sind die Operationen
der Subtrahierglieder 56 und 58 an den beiden zweiten
logischen Schaltungen 26 fast die gleichen wie die weiter oben
beschriebenen Operationen. Der Unterschied besteht darin, daß
in Fig. 5 die Ausgangssignale der beiden ersten logischen
Schaltungen 24 durch das Addierglied 64 addiert werden, so daß
das variable Dämpfungsglied 52 durch die resultierende Summe
gesteuert werden kann.
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Das variable Dämpfungsglied 52 kann durch zwei
derartige Dämpfungsglieder ersetzt werden, wobei eines dem
Basisband von P, das andere dem Basisband von Q zugeordnet wird.
Ferner können ein variables Basisband-Dämpfungsglied und ein
variables ZF-Band-Dämpfungsglied je einem der Signale P und Q
zugeordnet werden, wie in der ungeprüf ten japanischen
Patentveröffentlichung JP-A-59 169 256 offenbart wird. Die für die
Quadraturdetektion notwendige Bezugsträgerwelle wird durch die
logische Schaltung 66 und den spannungsgesteuerten Oszillator
(VCO) 68.regeneriert. Zu Details dieser Regeneration wird auf
die ungeprüfte japanische Patentveröffentlichung JP-A-57 131 151
verwiesen.
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Fig. 6 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer
AGC-Schaltung das gleichfalls auf einen 64-Pegel-QAM-
Demodulator angewendet wird. Die AGC-Schaltung, allgemein mit
70 bezeichnet, ist in Konstruktion und Arbeitsweise im
wesentlichen die gleiche wie die AGC-Schaltung 50 von Fig. 5,
mit Ausnahme einer Träger-Asynchronitätsdetektionsschaltung 72
und der ersten logischen Schaltungen 74. Die AGC-Schaltung ist
so konstruiert, daß sie von einem zum anderen Steuersignal
umschaltet, je nachdem, ob sich der 64-Pegel-QAM-Demodulator im
stationären oder im übergangszustand befindet. Genauer gesagt,
ob sich der Demodulator in einem stationären oder in einem
Übergangszustand befindet, wird dadurch ermittelt, daß
kontrolliert wird, ob sich die
Träger-Asynchronitätsdetektionsschaltung oder der Träger-Asynchronitätsdetektor 72 in einem
synchronen oder einem asynchronen Zustand befindet. Ist der
Demodulator in einem Übergangszustand, dann werden zur
Vermeidung einer falschen Mitnahme Steuersignale entsprechend dem
vorliegenden Ausführungsbeispiel verwendet, und ist der
Demodulator in einem stationären Zustand, dann werden die
bekannten Steuersignale verwendet. Da in einem stationären Zustand,
in dem die Möglichkeit einer falschen Mitnahme nicht vorhanden
ist, alle Signale als Steuersignale verwendet werden, liegt
der mit einer solchen Konstruktion erzielbare Vorteil darin,
daß die bekannten Steuersignale verwendet werden können, die
eine ausgezeichnete Schwankungscharakteristik aufweisen. Wie
weiter oben festgestellt wurde, nimmt die Anzahl der bei der
vorliegenden Erfindung als Steuersignale verwendbaren
Signalpunkte mit steigender Pegelzahl ab, wodurch eine
Verschlechterung der Schwankungscharakteristik verhindert wird. Der
Träger-Asynchronitätsdetektor 72 kann mit einem Detektortyp
implementiert werden, der die Tatsache ausnutzt, daß die
Schleifenimpedanz einer Trägersysnchronisationsschaltung in einem
Asynchronzustand hoch und in einem Synchronzustand niedrig
ist.
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Fig. 7 zeigt eine spezielle Konstruktion der in Fig. 6
dargestellten logischen Schaltungen 74. In Fig. 7 werden
gleiche oder ähnliche Bauelemente wie in Fig. 3 durch gleiche
Bezugszeichen bezeichnet. Die logische Schaltung 74 weist ein
exklusives ODER-Gatter 76, die UND-Gatter 78 und 80, ein
Gatter 82 mit einem invertierenden und einem nichtinvertierenden
Ausgang und das ODER-Gatter 84 auf. Das Ausgangssignal des
exklusiven ODER-Gatters 76 ist ein bekanntes Steuersignal,
während das Ausgangssignal des Flipflops 42 ein erfindungsgemäßes
Steuersignal ist. Die Umschaltung zwischen den beiden
Ausgangssignalen erfolgt durch ein Schaltsignal 5.
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Befindet sich der Demodulator in dem
Ausführungsbeispiel von Fig. 6 in einem übergangszustand, dann wird ein AGC-
Signal b5 ausgegeben, wenn die Ausgangszustände von P und Q in
den Signalbereichen 1 bis 3 gemäß Fig. 2 liegen. Als
Alternative kann auch festgesetzt werden, daß das Steuersignal b5 nur
dann ausgegeben wird, wenn die Ausgangszustände von P und Q
gleichzeitig in den Bereichen 1 bis 3 liegen. Dieses
alternative Schema ist insofern vorteilhaft, als auch in einem
Übergangszustand des Demodulators die Signale (d1, d4, d5 und d8)
identifiziert und unter den gleichen Bedingungen wie bei einem
stationären Zustand regeneriert werden können, so daß die
Mitnahmecharakteristik bei einem Übergangszustand verbessert
wird.
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Die Ausführungsbeispiele gemäß Fig. 3 und 5 sind zwar
in Bezug auf ein 8-Pegel-Basisbandsignal dargestellt und
beschrieben worden; diese Darstellung hat aber nur
Erläuterungscharakter, und die Ausführungsbeispiele sind natürlich auch
auf Basisbandsignale mit zwei oder mehreren Pegeln anwendbar.
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Aus dem Vorstehenden ist ersichtlich, daß die
Ausführungsbeispiele, die zur Lösung der
weiter oben genannten Aufgabe entwickelt wurden, eine falsche
Mitnahmeerscheinung beseitigen, um stabile Mitnahmeoperationen
sicherzustellen, und auf Basisbandsignale mit zwei oder mehr
Pegeln sowie auf ein 16-Pegel-QAM-System in der digitalen
Mikrowellenübertragung anwendbar sind und die
Betriebszuverlässigkeit derartiger Systeme verbessern.
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Einige Ausführungsbeispiele, die ausgearbeitet sind, um die
Ausführungsform der Erfindung zu erzielen, werden nachstehend
im Detail beschrieben.
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Fig. 8 zeigt als Beispiel ein digitales
Demodulationssystem, auf welches die vorliegende Erfindung anwendbar ist.
Das System gemäß Fig. 8, allgemein mit 90 bezeichnet, weist
einen ZF-Band-Transversalentzerrer 92 und einen Demodulator 94
auf. Der Entzerrer 92 besteht aus einem
Wichtungssteuersignalgenerator 96, einem Transversalfilter 98, den Addiergliedern
102, 104, 106 und 108 und den Subtrahiergliedern 110, 112, 114
und 116. Der Demodulator 94 besteht andererseits aus einem
Quadraturdetektor 118, den 3-Bit-A/D-Wandlern 120 und 122 und
einem Trägerfrequenzregenerator 125. Eine beispielhafte
Konstruktion des Wichtungssteuersignalgenerators 96 ist in Fig. 9
dargestellt. Wie aus Fig. 9 ersichtlich, weist der Generator
96 die 1-Bit-Verzögerungsleitungen 126, 128, 130, 132, 134,
136, 138, 140, 142, 144, 146, 148, 150, 152, 154, 156, 158 und
160, die Bereichsdiskriminatoren 162a, 162b, 164a und 164b,
die exklusiven ODER-Gatter 166, 168, 170, 172, 174, 176, 178,
180, 182, 184, 186, 188, 190, 192, 194 und 196 und die D-
Flipflops 198, 200, 202, 204, 206, 208, 210, 212, 214, 216,
218, 220, 222, 224, 226 und 228 auf. Fig. 10 ist ein Diagramm,
das die Arbeitsweise dieses besonderen Ausführungsbeispiels
demonstriert. Fig. 8 zeigt ein Demodulationssystem von dem
Typ, bei dem ein ZF-Band-Transversalentzerrer mit fünf
Abgriffen eingesetzt wird, der auf 16-Pegel-QAM-demodulierte Signale
anwendbar ist. Ein derartiges System wird nachstehend
beschrieben.
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Ein Eingangssignal oder eine 16-Pegel-QAM-modulierte
Welle wird an das Transversalfilter 98 angelegt, das aus einer
Verzögerungsschaltung und einer Wichtungsschaltung besteht.
Das Transversalfilter 98 bewirkt die Kompensation von
Intersymbolstörungen, die im Eingangssignal enthalten sind. Die
Wichtungsschaltung wird durch die Signale R±1, R±2, I±1 und
I±2 gesteuert, welche die Ergebnisse der Addition oder
Subtraktion der Ausgangssignale des
Wichtungssteuersignalgenerators 96 sind. Die grundsätzliche Arbeitsweise des
Transversalentzerrers wird z.B. in einer Arbeit mit dem Titel
"Demodulator with 4/5 GHZ 16 QAM 200 Mb/s Transversal Equalizer"
(Demodulator mit 4/5 GHZ-Transveralentzerrer für 16-Pegel-QAM und
200 Mb/s) offenbart, die auf dem 1984 National Meeting of
Institute of Electronic Engineers, Communications Section, Nr.
628, vorgetragen wurde.
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Das Ausgangssignal des Transversalentzerrers 92 wird an
den Demodulator 94 angelegt, von dem Quadraturdetektor 118
erkannt und dadurch in demodulierte 8-Pegel-Basisbandsignale P
und Q umgewandelt. Die Basisbandsignale P und Q werden durch
die 3-Bit-A/D-Wandler 120 bzw. 122 in Digitalsignale
umgewandelt. Dann regeneriert der A/D-Wandler 120 die Hauptsignale
D1p und D2p und ein Fehlersignal Ep, während der A/D-Wandler
122 die Hauptsignale D1q und D2q und ein Fehlersignal Eq
regeneriert. Die regenerierten Signale und die Eingangssignale
stehen in der in Fig. 10 dargestellten Beziehung zueinander.
In Fig. 10 stellen a&sub1; bis a&sub1;&sub6; die Eingangssignale, D1q, D2q
und Eq die Ausgangssignale des A/D-Wandlers 122 und D1p, D2p
und Ep die Ausgangssignale des A/D-Wandlers 120 dar. Alle
regenerierten Signale werden zur Erzeugung von Steuersignalen
an den Wichtungssteuersignalgenerator 96 angelegt. Ein Teil
der regenerierten Signale wird an den
Trägerfrequenzregenerator 124 angelegt, um eine Bezugsträgerwelle
zurückzugewinnen, die für die synchrone Erkennung notwendig ist. Die
Konstruktion und Arbeitsweise der Schaltung 124 werden
ausführlich in der japanischen Patentanmeldung 56-15775
beschrieben, weshalb hier auf die Beschreibung verzichtet wird. Ein
vom Trägerfrequenzregenerator 124 ausgegebenes Rücksetzsignal
R zeigt an, ob der Regenerator 124 sich im Synchronzustand
oder im Asynchronzustand befindet, und wird an den
Wichtungssteuersignalgenerator 96 angelegt.
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Der Wichtungssteuersignalgenerator 96 ist eines der
charakteristischen Merkmale der vorliegenden Erfindung und
wird nachstehend ausführlich beschrieben.
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Die in Fig. 9 dargestellte Konstruktion enthält außer
den verschiedenen üblicherweise eingebauten Elementen die
Bereichsdiskriminatoren 162a, 162b, 164a und 164b sowie die D-
Flipflops 198, 200, 202, 204, 206, 208, 210, 212, 214, 216,
218, 220, 222, 224, 226 und 228, die als Speicher dienen.
Zunächst wird ein Nachteil diskutiert, der einer bekannten
Konstruktion anhaftet. Angenommen, die in Fig. 10 durch a&sub1; bis
a&sub1;&sub6; dargestellten Signale weisen Intersymbolstörungen auf, wie
sie durch die Kreise m&sub4; bis m&sub6; dargestellt werden, und der
Demodulator 94 befindet sich in einem Asynchronzustand. Dann
bewegen sich die Signale a&sub1; bis a&sub1;&sub6; um die Kreise m&sub1; bis m&sub3;
herum. Angenommen, die jeweiligen Signale unterliegen
Intersymbolstörungen der Realteile (identisch in Phase und
Polarität); die Signale a&sub1;, a&sub5; bzw. a&sub1;&sub3; zum Beispiel
verschieben sich nach a'&sub1;, a'&sub5; bzw. a'&sub1;&sub3;. Wenn sich der Demodulator 94
in einem Synchrcnzustand befindet, bleiben die Signale a&sub1;, a&sub5;
bzw. a&sub1;&sub3; unterdessen in den Positionen a'&sub1;&sub1; a'&sub5; bzw. a'&sub1;&sub3;&sub1; und
in diesem Zustand werden korrekte Fehlersignale erzeugt, um
die Konvergenz zu fördern.
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Befindet sich der Demodulator 94 jedoch in einem
Asynchronzustand, dann bewegen sich die entsprechenden
Signalpunkte um die Kreise m&sub1; bis m&sub3; herum, mit dem Ergebnis, daß
das Signal a'&sub5; in die Position a"&sub5; gelangt. In diesem Zustand
liegt a"&sub5; im Signalbereich von a&sub1;, so daß das Signal a&sub1; so
erscheint, als ob es das Signal a"&sub1; wäre, das einer
Intersymbolstörung gleicher Phase und entgegengesetzter Polarität
ausgesetzt war. Infolgedessen werden falsche Fehlersignale
erzeugt. Diese Arbeitsweise trifft für alle Signale a&sub5; bis a&sub1;&sub2;
mit mittleren Pegeln zu. In dieser Situation werden die
falschen Fehlersignale größer als die richtigen und bewirken
eine Funktionsstrung des mit den Realteilen verknüpften
Wichtungssteuersignalgenerators 96, wodurch die Wiederherstellung
des normalen Betriebs des bekannten digitalen
Demodulationssystems verhindert wird. Der gleiche
Funktionsstörungsmechanismus gilt für einen mit den Imaginärteilen verknüpften
Wichtungssteuersignalgenerator.
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Die Bereichsdiskriminatoren 162a, 162b, 164a und 164b
und die Speicher 198, 200, 202, 204, 206, 208, 210, 212, 214,
216, 218, 220, 222, 224, 226 und 228, wie sie in Fig. 9
dargestellt sind, dienen zur Beseitigung der oben diskutierten
Funktionsstörung. Die Bereichsdiskriminatoren 162a und 162b
sind so ausgeführt, daß sie die äußersten Bereiche A und den
innersten Bereich A' auf der Diagonale identifizieren, wie in
Fig. 10 dargestellt. Die Bereichsdiskriminatoren 162a bzw.
162b erzeugen Taktimpulse, wenn die Signale a&sub1; bis a&sub4;
Störungen gleicher Phase und gleicher Polarität ausgesetzt sind bzw.
wenn die Signale a&sub1;&sub3; bis a&sub1;&sub6; Störungen gleicher Phase und
entgegengesetzter Polarität unterliegen. Die dann erzeugten
Ausgangssignale der exklusiven ODER-Gatter 166, 168, 170, 172,
176, 178 und 180. werden von den dazugehörigen Flipflops 198,
200, 202, 204, 206, 208, 210 und 212 gelesen. Andererseits
halten die obenerwähnten Flipflops früher darin gespeicherte
Informationen, auch wenn die Bereichsdiskriminatoren 162a und
162b kein Ausgangssignal erzeugen. Daher können diese
Flipflops nur aus denjenigen Signalen, die in die Bereiche A
und A' fallen, Fehlersignale erzeugen. Um es anders
auszudrücken: da die Ausgangssignale der Flipflops keine falschen
Fehlersignale enthalten, die aus den weiter oben erwähnten
Signalen a&sub5; bis a&sub1;&sub2; mit mittleren Pegeln abgeleitet sind, werden
trotz der Intersymbolstörung in der durch die Kreise m&sub4; bis m&sub7;
in Fig. 10 dargestellten Stärke fortwährend korrekte
Fehlersignale erzeugt.
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Die Bereichsdiskriminatoren 164a und 164b sind so
ausgeführt, daß sie die Bereiche A und die jedem Bereich A
benachbarten Bereiche B und B' unterscheiden. Die
Diskriminatoren 164a und 164b erzeugen Taktimpulse, wenn Signalpunkte in
ihre entsprechenden Bereiche fallen. Folglich werden aus den
Signalen a&sub1; bis a&sub4; die in Fig. 9 gezeigten Signale Ip±1 Ip±2
Iq±1 und Iq±2 abgeleitet. Was die mit den Imaginärteilen
verknüpfte Steuerschaltung betrifft, so wird diese im Unterschied
zu einer mit Realteilen verknüpften Steuerschaltung nicht
konvergenzunfähig, auch wenn Fehlersignale verwendet werden,
die aus einer bekannten Schaltungskonstruktion abgeleitet
sind. Trotzdem wird, wie in Fig. 9 gezeigt, durch die
Verwendung der Bereichsdiskriminatoren 164a und 164b die
Wahrscheinlichkeit falscher Fehlersignale verringert und dadurch
die Konvergenz beschleunigt.
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Die Bereichsdiskriminatoren 162a, 162b, 164a und 164b
besitzen die Fähigkeit zur Wiederherstellung der Funktion
einer bekannten Steuerschaltung, wenn sich der Demodulator 94
in einem normalen Zustand befindet, d.h. wenn der
Trägerfrequenzregenerator 124 im Synchronzustand ist. Präzise
ausgedrückt, wenn das Rücksetzsignal R verschwunden ist, werden
fortlaufend Taktimpulse als Signale X und Y abgegeben, um die
Flipflops 198 bis 228 durchzustellen, mit dem Ergebnis, daß
die gleichen Steuersignale wie in der bekannten Schaltung
erzeugt werden.
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Der Vorteil der oben beschriebenen Konstruktion ist der
folgende. Die Bereichsdiskriminatoren in diesem speziellen
Ausführungsbeispiel können das Demodulationssystem
wiederherstellen, selbst wenn der Demodulator 94 sich bei
Eingangssignalen, die einer merklichen Intersymbolstörung unterliegen,
in einem Asynchronzustand befindet. Die Anzahl der als
Steuersignale verwendeten Signalpunkte ist jedoch gering; zum
Beispiel werden im Fall des in Fig. 10 gezeigten
16-Pegel-QAM-Systems
nur 1/4 der Signalpunkte verwendet. Der Anteil der
nacheinander verwendeten Signalpunkte nimmt mit steigender
Pegelzahl der Eingangssignale ab. Da sich der abnehmende Anteil
der verwendeten Signalpunkte in einer Zunahme der in den
Steuersignalen enthaltenen unregelmäßigen Schwankungen
widerspiegelt, ist es wünschenswert, daß bei normalem Demodulator die
bekannte Konstruktion angewendet wird, die Steuersignale unter
Verwendung aller Signale erzeugt. Folglich arbeiten, wie
weiter oben festgestellt, nach der vorliegenden Erfindung die
Bereichsdiskriminatoren nominell mit der gleichen Konstruktion
wie die bekannten Diskriminatoren, solange sich der
Demodulator im Normalzustand befindet.
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In Fig. 11A und 11B sind spezielle Konstruktionen der
Bereichsdiskriminatoren 162a (162b) und 164a (164b)
dargestellt. Der Bereichsdiskriminator 162a (162b) weist die
exklusiven ODER-Gatter 130 und 132, ein ODER-/NICHT-ODER-Gatter 134
und die UND-Gatter 136 und 138 auf. Der Bereichsdiskriminator
164a (164b) weist andererseits die exklusiven ODER-Gatter 140
und 142, ein ODER-/NICHT-ODER-Gatter 144 und die UND-Gatter
146 und 148 auf. Da die Konstruktion jedes
Bereichsdiskriminators relativ einfach ist&sub1; wird hier auf eine detaillierte
Beschreibung verzichtet.
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Dieses spezielle Ausführungsbeispiel ist zwar auch auf
Mehrpegel-Modulationssysteme mit einer hohen Pegelzahl von 16
oder mehr Pegeln anwendbar, aber durch die Erhöhung der
Pegelzahl wird die Anzahl der als Steuersignale verwendbaren
Signalpunkte extrem klein.
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Fig. 12 zeigt ein Beispiel für Diskriminationsbereiche,
die mit einer Realteil-Steuerschaltung für
64-Pegel-QAM-modulierte Wellen verbunden sind. Entsprechend der Darstellung
sind ein Signalbereich A, der die Maximalpegel-Signale der
demodulierten Signale P und Q von außen berührt, und ein Bereich
A' definiert, der die Minimalpegel-Signale von innen berührt.
In diesem Falle sind die Bereiche für jedes P und Q definiert.
Auf diese Weise werden die Bereiche A und A' entsprechend auf
die Pegelzahl und die Anordnung der Signalpunkte abgestimmt.
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In Fig. 8 ist der Transversalentzerrer zwar bezüglich
des ZF-Bands dargestellt, es kann aber auch ein Basisband
Transversalentzerrer verwendet werden, in welchem Falle die
Ausgangssignale des Wichtungssteuersignalgenerators direkt an
die Basisband-Transversalfilter für P und Q angelegt werden.
Bei Anwendung dieses Ausführungsbeispiels auf eine Mehrpegel-
Modulationswelle mit hoher Pegelzahl von sechzehn oder mehr
Pegeln müssen lediglich die Bitzahl der A/D-Wandler 120 und
122 gemäß Fig. 8 erhöht und die Bereiche verändert werden, die
durch die Diskriminatoren 162a, 162b, 164a und 164b gemäß Fig.
9 zu unterscheiden sind. Ferner ist der dargestellte und
beschriebene Transversalentzerrer mit 5 Abgriffen nur zur
Erläuterung gedacht und kann durch einen anderen ersetzt werden.
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Wie oben beschrieben, kann nach der vorstehend
beschriebenen Ausführungsform und zur Lösung der vorstehend
angeführten Aufgabe der Erfindung der Normalzustand des
Demodulationssystems wiederhergestellt werden, selbst wenn sich der
Demodulator in einem Asynchronzustand befindet und die
Eingangssignale einer merklichen Intersymbolstörung unterliegen. Dadurch
kann ein im System enthaltener Transversalentzerrer seine
Entzerrungsfunktion voll zur Geltung bringen.