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Die vorliegende Erfindung betrifft einen automatischen
Entzerrer und insbesondere einen voll digitalen automatischen
Entzerrer, der auf der Empfangsseite eines digitalen
Funkkommunikationssystems mit einer
Mehrpegel-Quadraturamplitudenmodulation (Mehrpegel-QAM) oder einer Vielphasenmodulation
zu verwenden ist.
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In den letzten Jahren wurde auf der Empfangsseite
digitaler Funkkommunikationssysteme der Entzerrer mit
Transversalfiltern zum Verhindern des Verschlechterns der
Schaltungsqualität durch ein in den Ausbreitungswegen erzeugtes
frequenzselektives Fading verwendet. Entzerrer mit höheren
Entzerrungsfähigkeiten schließen den
Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrer ein.
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Ein herkömmlicher voll digitaler
Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrer mit 5 Abgriffen ist in Fig. 1 der anliegenden
Zeichnung dargestellt. Ein von einem Demodulator (nicht
dargestellt) an einen Eingangsanschluß 1 angelegtes analoges
Grundbandsignal wird einer Verstärkungsanpassungsschaltung 11
zugeführt. Die Verstärkungsanpassungsschaltung 11 komprimiert
das Signal mit einem Kompressionsverhältnis von 1/K (K > 1
oder K = 1), so daß der Pegel des Signals den vorgegebenen
Bereich des Eingangssignalpegels des daran angeschlossenen
A/D-Wandlers 12 selbst dann nicht übersteigt, wenn die
Signalwellenform infolge im Ausbreitungsweg auftretenden
Fadings verzerrt ist. Der A/D-Wandler 12 tastet das analoge
Ausgangssignal von der Verstärkungsanpassungsschaltung 11 mit
einem von einem Anschluß 2 zugeführten Taktsignal CLK&sub1; einer
Abtastfrequenz fc ab und quantisiert es und führt den digitalen
Signalzug S&sub1; mit N Bits einem
Entscheidungs-Rückkopplungs-Transversalfilter 101 zu.
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Im Entscheidungs-Rückkopplungs-Transversalfilter 101 wird
das Digitalsignal S&sub1; an einen ersten Multiplizierer 25 und
eine erste Verzögerungsschaltung 21 angelegt. Die erste
Verzögerungsschaltung 21 legt ein verzögertes Ausgangssignal
an einen zweiten Multiplizierer 26 und eine zweite
Verzögerungsschaltung 22 an. Die zweite Verzögerungsschaltung 22
legt ein verzögertes Ausgangssignal an einen dritten
Multiplizierer 27 an. Eine Entscheidungsschaltung 14 legt ein
Ausgangssignal an eine dritte Verzögerungsschaltung 23 an,
deren verzögertes Ausgangssignal einem vierten Multiplizierer
28 und einer vierten Verzögerungsschaltung 24 zugeführt wird.
Die vierte Verzögerungsschaltung 24 legt ein verzögertes
Ausgangssignal an einen fünften Multiplizierer 29 an. Die
Multiplizierer 25, 26, 27 und die Verzögerungsschaltungen 21,
22 bilden zusammen eine Schaltung, die als Vorentzerrer 201
bezeichnet wird, und die Multiplizierer 28, 29 und die
Verzögerungsschaltungen 23, 24 bilden zusammen eine Schaltung, die
als Nachentzerrer 202 bezeichnet wird.
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Jede der Verzögerungsschaltungen 21 bis 24 weist einen
Flipflop oder dergleichen auf und verzögert das zugeführte
Signal um ein Bit. In den Multiplizierern 25 bis 29 wird
jedes der zugeführten Eingangssignale mit jeweiligen von
einem Steuersignalgenerator 102 zugeführten
Abgriffskoeffizienten C&submin;&sub2;, C&submin;&sub1;, C&sub0;, C&sub1;, C&sub2; multipliziert. Die sich ergebenden
Produkte werden als Multiplizierer-Ausgangssignale m&submin;&sub2;, m&submin;&sub1;,
m&sub0;, m&sub1;, m&sub2; einem Addierer 13 zugeführt. Der Addierer 13
addiert digital die zugeführten
Multiplizierer-Ausgangssignale m&submin;&sub2;, m&submin;&sub1;, m&sub0;, m&sub1;, m&sub2; und gibt ein entzerrtes Signal S1A,
aus dem die Zwischensymbolinterferenz infolge des im
ursprünglichen Signal S&sub1; enthaltenen Fadings entfernt ist, an
die Nachverarbeitungsschaltung 15 und die
Entscheidungsschaltung 14 aus. Die Entscheidungsschaltung 14 bestimmt einen
idealen Signalpegel, der dem Pegel des zugeführten binären
Signals am nächsten liegt, und gibt ein Signal des bestimmten
Signalpegels als Entscheidungssignal S1B aus. Da dem
Nachentzerrer 202 das Entscheidungssignal S1B zugeführt wird, aus
dem eine Wellenformverzerrung infolge von Fading oder
dergleichen entfernt worden ist, ist die
Zwischensymbolinterferenz, die durch den Nachentzerrer 202 entfernt werden kann,
vollkommen entzerrt, es sei denn, die dem Multiplizierer 28,
29 zugeführten Abgriffskoeffizienten sind genau und die
Multiplizierer-Ausgangssignale sind gesättigt. Die
Nachverarbeitungsschaltung 15 wird zum Wiederherstellen des
ursprünglichen Signals, das durch die
Verstärkungsanpassungsschaltung 11 auf 1/K komprimiert wurde, auf den
ursprünglichen Pegel verwendet, und sie gibt ein Signal mit dem richtig
korrigierten Pegel über einen Anschluß 3 aus.
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Die Arbeitsweise der Entscheidungsschaltung 14 und der
Nachverarbeitungsschaltung 15 werden in genauen Einzelheiten
mit Bezug auf Fig. 2 der anliegenden Zeichnung beschrieben.
Es wird angenommen, daß das an den Anschluß 1 angelegte
Eingangssignal ein 4-wertiges Signal ist, das ein gemäß einer
16-wertigen Quadraturamplitudenmodulation (16QAM) moduliertes
Grundbandsignal ist. Die Idealwerte des 4-wertigen Signals
weisen durch weiße Punkte A, B, C, D (Fig. 2) angegebene
Pegel als das an den A/D-Wandler 12 angelegte Eingangssignal
auf, wobei die weißen Punkte A, B, C, D jeweils
2-Bit-Informationssignalen (00), (01), (10), (11) entsprechen, die
jeweils aus dem ersten und dem zweiten Bit bestehen, wenn das
Kompressionsverhältnis 1 ist. Das dritte oder höhere Bits des
Ausgangssignals des A/D-Wandlers 12 sind ein Fehlersignal,
das eine Abweichung von den Idealwerten angibt. Falls das
Kompressionsverhältnis 1/K 1/2 ist, ist die Amplitude der
Punkte A, B, C, D halbiert, und sie sind zu jeweiligen
schwarzen Punkten A&sub1;, B&sub1;, C&sub1;, D&sub1; komprimiert. Die Idealwerte
der Punkte A&sub1;, B&sub1;, C&sub1;, D&sub1; sind jeweils durch 3-Bit-Signale
(010), (011), (100), (101) dargestellt. Dann sind das vierte
oder höhere Bits des Ausgangssignals des A/D-Wandlers 12 ein
Fehlersignal, das eine Abweichung von den Idealwerten angibt.
Insofern das entzerrte Ausgangssignal S1A vom Entscheidungs-
Rückkopplungs-Transversalfilter 101 thermisches Rauschen und
Zwischensymbolinterferenz enthält, die nicht entfernt werden
können, ändert sich das Fehlersignal stochastisch. Falls
daher Signale des ersten bis N-ten Bits direkt zum
Nachentzerrer 202 zurückgeführt werden würden, könnte das Signal
nicht in geeigneter Weise entzerrt werden, weil die
Eingangssignale des Nachentzerrers 202 Fehler enthalten. Zum Lösen
des oben angegebenen Problems bestimmt die
Entscheidungsschaltung 14 eindeutig, daß das erste bis dritte Bit einer
der vier Idealwerte 010, 011, 100, 101 ist, und sie bestimmt
auch, daß das vierte und höhere Bits entsprechend dem
Ausgangssignal der in Fig. 2 dargestellten
Entscheidungsschaltung einen festen Wert 100 ~ 0 (~ gibt ausschließlich Nullen
an) annehmen, wenn das Digitalsignal S1A eingegeben wird,
wodurch das Entscheidungssignal S1B erzeugt wird. Falls N = 5
ist, wird das Entscheidungssignal S1B = 10010 erzeugt, wenn
das Digitalsignal S1A = 10011 eingegeben wird, und wird das
Entscheidungssignal S1B = 10110 erzeugt, wenn das
Digitalsignal S1A = 11100 eingegeben wird. Zum Verdoppeln des auf
1/2 komprimierten Signals zum ursprünglichen Signal wandelt
die Nachverarbeitungsschaltung 15 das zugeführte Signal
entsprechend dem Ausgangssignal von der in Fig. 2
dargestellten Nachverarbeitungsschaltung um, wodurch 3-Bit-Signale des
Wegs 1, des Wegs 2 und des Wegs 3 erzeugt werden. Wenn
beispielsweise das Digitalsignal S1A = 10011 eingegeben wird,
erzeugt die Nachverarbeitungsschaltung 15 ein Ausgangssignal
D = 101, und wenn das Digitalsignal S1A = 11100 eingegeben
wird, erzeugt die Nachverarbeitungsschaltung 15 ein
Ausgangssignal D = 111. Die Wege 1, 2 sind Informationsbits, und der
Weg 3 ist ein Fehlerbit, der die Polarität des Fehlersignals
angibt. Die Abgriffskoeffizienten C&submin;&sub2;, C&submin;&sub1;, C&sub0;, C&sub1;, C&sub2; werden
anhand des Steuersignalgenerators 102 erhalten, der Exklusiv-
ODER-Berechnungen zwischen dem die Polarität des empfangenen
Signals angebenden Polaritätssignal d (Weg 1) und einem
Fehlersignal e (Weg 3) vornimmt, das Ergebnis zeitlich
mittelt und die gemittelte Ausgabe ausgibt. Die Grundgedanken
zum Erzeugen der Abgriffskoeffizienten werden beispielsweise
im Kapitel 11 von "Digital Signal Processing", herausgegeben
und veröffentlicht von "Institute of Electronics, Information
and Communication Engineering", 1975, Japan detailliert
beschrieben.
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Fig. 3 der anliegenden Zeichnung zeigt einen Fall eines
Zweistrahl-Fadings, auf den die
Zweistrahl-Fading-Entzerrkennlinie des oben erwähnten herkömmlichen Entscheidungs-
Rückkopplungsentzerrers angewendet ist. Die in Fig. 3
dargestellte Kurve S wird auch als eine Signaturkurve bezeichnet.
Der Graph aus Fig. 3 hat eine horizontale Achse, die eine
Dämpfungsposition fd darstellt, die die Verschiebung der
Fading-Dämpfungsfrequenz gegenüber dem Zentrum des Spektrums
eines gewünschten Signals angibt, wobei die Verschiebung
durch die Taktfrequenz normiert ist, und eine vertikale
Achse, die Amplitudenverhältnisse ρ darstellt, die Amplituden
der durch Amplituden der Hauptwelle normierten reflektierten
Welle (verzögerten Welle) angibt. Die Dämpfungstiefe Dn wird
durch Dn = -20log(1 - ρ)dB ausgedrückt. Die Kurve S wird
durch Verbinden der Punkte fd und ρ unter Verwendung der
Dämpfungsposition fd und des Amplitudenverhältnisses ρ als
Parameter aufgetragen, wobei das Fehlerverhältnis
P = 1 · 10&supmin;&sup4; ist. Das Fehlerverhältnis P ist in der Fläche,
die von der Kurve S in Fig. 3 umgeben ist, größer als 10&supmin;&sup4;.
Es ist daher verständlich, daß die Fähigkeit des Entzerrers
umso größer ist, je kleiner die von der Kurve S umgebene
Fläche ist. Weil die Interferenzwelle im Bereich 0 < ρ < 1
bezüglich der Hauptwelle verzögert ist, wird die
Zwischensymbolinterferenz durch den Nachentzerrer entfernt.
Im Bereich ρ > 1 wird die Zwischensymbolinterferenz durch den
Vorentzerrer 201 entfernt, wenn die verzögerte Welle zur
Hauptwelle wird. Beim Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrer
ist das an den Nachentzerrer angelegte Eingangssignal ein
entzerrtes Entscheidungssignal und gleicht im wesentlichen
dem Idealwert. Daher ist das Signal im Bereich 0 < ρ < 1 in
Fig. 3 im wesentlichen vollständig entzerrt. Im Bereich ρ > 1
ist die Entzerrungsfähigkeit kleiner als im Bereich
0 < ρ < 1, insofern eine Zwischensymbolinterferenz nicht aus
dem an den Vorentzerrer angelegten Eingangssignal entfernt
wird. Der Eingangspegel, die Abgriffskoeffizienten und der
Ausgangspegel der Multiplizierer im Vorentzerrer und im
Nachentzerrer haben Werte, die von der Dämpfungsposition -1
bis zur Dämpfungsposition +1 reichen.
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Weil die Verbesserungsfähigkeit beim oben beschriebenen
herkömmlichen Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrer im Bereich
ρ > 1, in dem die verzögerte Welle intensiver als die
Hauptwelle ist, wie durch die Signaturkurve S in Fig. 3
angegeben ist, nicht gut ist, ist die
Ausfallwahrscheinlichkeit bei einem digitalen Mikrowellen-Kommunikationssystem,
bei dem die Bedingungen ρ < 1 und ρ > 1 im wesentlichen mit
der gleichen Wahrscheinlichkeit auftreten, nicht wesentlich
verbessert.
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Hinsichtlich des oben beschriebenen
Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrer kann auf US-A-5 267 265 verwiesen werden.
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Weiterer Bezug kann auf IEEE 1986 International
Conference on Communications - ICC '86, Toronto, Kanada, 22.-25.
Juni 1986, Band 3, Seiten 1455-1459, Watanabe K. "Adaptive
matched filter and its significance to anti-multipath fading"
genommen werden. Hierin ist ein adaptives abgeglichenes
Filter offenbart, das mit einem
Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrer kombiniert ist. Der
Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrer umfaßt ein
Entscheidungs-Rückkopplungs-Transversalfilter mit einem Vorentzerrer, einem Nachentzerrer und einem
Addierer zum Addieren von Ausgangssignalen von dem
Vorentzerrer und dem Nachentzerrer. Ein Steuersignalgenerator liefert
dem Entscheidungs-Rückkopplungs-Transversalfilter
Abgriffskoeffizienten, und die Entscheidungsschaltung bestimmt den
idealen Signalpegel, der dem Ausgangssignal von dem Addierer
am nächsten liegt, und führt den idealen Signalpegel zum
Nachentzerrer zurück.
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Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin,
einen voll digitalen automatischen Entzerrer bereitzustellen,
der in der Lage ist, die Fading-Interferenz im Bereich ρ > 1
zu entzerren, in dem eine reflektierte Welle intensiver ist
als eine direkte Welle und in dem die Fading-Interferenz
durch den herkömmlichen Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrer
nicht angemessen entzerrt werden kann.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung ist ein automatischer
Entzerrer vorgesehen, der aufweist: eine
Verstärkungsanpassungsschaltung zum Komprimieren, bei einem bestimmten
Verhältnis, der Amplitude eines von einem Demodulator
zugeführten analogen Basisbandsignals, wobei das analoge
Basisbandsignal infolge des Fadings eines Ausbreitungswegs
eine Zwischensymbolinterferenz aufweist, einen A/D-Wandler
zum Umwandeln eines analogen Ausgangssignals von der
Verstärkungsanpassungsschaltung in ein Digitalsignal mit einem
extern zugeführten Taktsignal, einen
Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrer, der ein
Entscheidungs-Rückkopplungs-Transversalfilter mit einem Vorentzerrer zum Entfernen der
Zwischensymbolinterferenz aus dem vom A/D-Wandler zugeführten
Digitalsignal, wenn ρ > 1 ist (ρ ist das Verhältnis zwischen
der Amplitude einer reflektierten Welle und der Amplitude
einer Hauptwelle), einen Nachentzerrer zum Entfernen der
Zwischensymbolinterferenz aus dem Digitalsignal vom A/D-
Wandler, falls 0 < ρ < 1 ist, und einen Addierer zum Addieren
von Ausgangssignalen vom Vorentzerrer und vom Nachentzerrer,
einen Steuersignalgenerator zum Zuführen von
Abgriffskoeffizienten zum Entscheidungs-Rückkopplungs-Transversalfilter,
eine Entscheidungsschaltung zum Bestimmen des idealen
Signalpegels, der einem Ausgangssignal vom Addierer am nächsten
liegt, und zum Rückführen des idealen Signalpegels zum
Nachentzerrer sowie eine Nachverarbeitungsschaltung zum
Wiederherstellen der Amplitude des Ausgangssignals vom Addierer zu
der Amplitude des analogen Grundbandsignals, bevor es durch
die Verstärkungsanpassungsschaltung komprimiert wird,
aufweist, und ein adaptives abgeglichenes Filter, das zwischen
den A/D-Wandler und den Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrer
geschaltet ist, um eine asymmetrische Impulsantwort infolge
der Zwischensymbolinterferenz des digitalen Signals vom A/D-
Wandler zu symmetrisieren.
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Der automatische Entzerrer umfaßt weiterhin einen
Frequenzmultiplizierer zum Multiplizieren der Frequenz des
extern zugeführten Taktsignals mit n (n ist eine ganze Zahl
von 2 oder mehr) zu einer dem A/D-Wandler zuzuführenden
Abtastfrequenz, wobei das
Entscheidungs-Rückkopplungs-Transversalfilter Abgriffsintervalle von T/n (Sekunden) aufweist
(T ist der Kehrwert der Symbolfrequenz des extern zugeführten
Taktsignals).
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Das adaptive abgeglichene Filter umfaßt ein
Transversalfilter und einen Steuersignalgenerator zum Erfassen der
Korrelation zwischen dem vom A/D-Wandler dem
Transversalfilter zugeführten Digitalsignal und einem vom
Transversalfilter zugeführten Ausgangssignal, zum Erfassen von
Abgriffskoeffizientensignalen durch zeitliches Mitteln der erfaßten
Korrelation und zum Zuführen der erzeugten
Abgriffskoeffizientensignale zum Transversalfilter.
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Das adaptive abgeglichene Filter umfaßt auch ein
Transversalfilter und einen Zwischenspeicher zum Zwischenspeichern
eines Ausgangssignals vom Transversalfilter bei Intervallen T
und zum Ausgeben des zwischengespeicherten Signals an den
Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrer.
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Die oben angegebenen und andere Aufgaben, Merkmale und
Vorteile der vorliegenden Erfindung werden anhand der
folgenden Beschreibung in Zusammenhang mit der anliegenden
Zeichnung, in der eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung beispielhaft dargestellt ist, verständlich werden.
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Fig. 1 ist ein Blockdiagramm eines herkömmlichen voll
digitalen Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrers mit 5
Abgriffen,
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Fig. 2 ist ein Diagramm, das die Art veranschaulicht, in
der Signale von Schaltungen des in Fig. 1 dargestellten
herkömmlichen Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrers
verarbeitet werden,
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Fig. 3 ist ein Diagramm, in dem eine Signatur des in
Fig. 1 dargestellten herkömmlichen
Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrers dargestellt ist,
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Fig. 4 ist ein Blockdiagramm, in dem die Grundgedanken
eines zur vorliegenden Erfindung hinzugefügten adaptiven
abgeglichenen Filters dargestellt sind,
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die Fig. 5(a), 5(b) und 5(c) sind Diagramme von
Impulsantworten, die die in Fig. 4 dargestellten
Grundgedanken veranschaulichen,
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die Fig. 6(a), 6(b) und 6(c) sind Diagramme, die die
in Fig. 4 dargestellten Grundgedanken veranschaulichen,
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Fig. 7 ist ein Blockdiagramm eines automatischen
Entzerrers gemäß der vorliegenden Erfindung,
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Fig. 8 ist ein Blockdiagramm eines
Entscheidungskoeffizienten- oder Steuersignalgenerators für das adaptive
abgeglichene Filter beim in Fig. 7 dargestellten automatischen
Entzerrer, und
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Fig. 9 ist ein Diagramm, in dem eine Signatur des in
Fig. 7 dargestellten automatischen Entzerrers dargestellt
ist.
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Bevor auf die detaillierte Beschreibung der vorliegenden
Erfindung eingegangen wird, werden weiter unten zuerst die
Grundgedanken des zur vorliegenden Erfindung hinzugefügten
adaptiven abgeglichenen Filters mit Bezug auf die Fig. 4,
5(a) bis 5(c) und 6(a) bis 6(c) beschrieben. In Fig. 4 ist
ein Transversalfilter 105 mit 2 Abgriffen in einem adaptiven
abgeglichenen Filter dargestellt. Gewöhnlich muß zum
Übertragen von Impulsen ohne Zwischensymbolinterferenz über einen
Übertragungsweg mit einer Bandbegrenzung, wie sie bei der
digitalen Mikrowellenkommunikation verwendet wird, eine
Impulsantwort des ganzen Übertragungssystems in jedem
Zeitintervall T mit Ausnahme der zentralen Spitze null sein, wie
in Fig. 5(a) dargestellt ist. Falls der Übertragungsweg
jedoch zwei Wege aufweist, wobei jeweils einer für direkte
und reflektierte Wellen vorgesehen ist, interferieren diese
Wellen miteinander, wodurch ein Mehrweg-Fading hervorgerufen
wird. Wenn die Amplitude der reflektierten Welle an diesem
Punkt größer ist als die der direkten Welle (ρ > 1), weist
die Impulsantwort des Übertragungswegs zur Zeit t = -T eine
erhebliche nachteilige Zwischensymbolinterferenz auf, wie in
Fig. 5(b) dargestellt ist. Falls die Hauptwelle s&sub0; (= a(m))
und die Zwischensymbolinterferenz s&submin;&sub1; (= a(m + 1)) zur Zeit
t = -T durch die in Fig. 6(a) dargestellten Pfeile angegeben
sind, sind die Hauptwelle und die Zwischensymbolinterferenz
in Fig. 6(b) als um T verzögert dargestellt. Wenn das
Transversalfilter 105 mit 2 Abgriffen eine Verzögerungsschaltung
41, Multiplizierer 42, 43 und einen Addierer 44 aufweist, wie
in Fig. 4 dargestellt ist, ist das Signal S&sub0; durch Fig. 5(a)
angegeben und ist das Signal S&sub1; durch Fig. 5(b) angegeben.
Der Addierer 44 erzeugt ein Ausgangssignal S&sub2;, das
folgendermaßen ausgedrückt ist:
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S&sub2; = α · S&sub0; + β · S&sub1; (1)
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Falls α = 1/1,9 und β = -1/1,9 ist, ist das
Ausgangssignal S&sub2; durch die folgende Gleichung (2) gegeben:
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S&sub2; = 1/1,9 · S&sub0; + (-1/1,9) · S&sub1; (2)
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Daher ist das Ausgangssignal S&sub2; so angegeben, wie in
Fig. 6(c) dargestellt ist. Wenn die Abgriffskoeffizienten α,
β in das Transversalfilter 105 eingegeben wurden, wird die
Zwischensymbolinterferenz der Impulsantwort des
Eingangssignals S&sub0; dann, wenn das Eingangssignal S&sub0;, das einer
wesentlichen Zwischensymbolinterferenz s&submin;&sub1; infolge der
fortschreitenden Welle unterzogen wurde, wie in Fig. 6(a)
dargestellt ist, durch das Transversalfilter 105 läuft, in
symmetrische Zwischensymbolinterferenzen s&submin;&sub1;, s&sub1; vor und nach
dem Hauptsignal S&sub0; (t = 0) dispergiert. Es sei bemerkt, daß
die Beträge der Zwischensymbolinterferenzen s&submin;&sub1;, s&sub1; infolge
der Dispersion auf etwa 1/2 der Zwischensymbolinterferenz s&submin;&sub1;
vor der Dispersion verringert sind. Falls der Vorentzerrer
des herkömmlichen Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrers eine
auf die Beträge der Zwischensymbolinterferenzen s&submin;&sub1;, s&sub1; von
0,5 oder weniger begrenzte Entzerrfähigkeit aufweist und der
Nachentzerrer eine auf den Betrag der
Zwischensymbolinterferenz s&sub1; von 0,9 oder weniger begrenzte Entzerrfähigkeit
aufweist, kann die Zwischensymbolinterferenz s&submin;&sub1; = 0,9 des
Signals S&sub0; bei Abwesenheit des Transversalfilters 105, also
nur mit einem herkömmlichen
Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrer 106 nicht entzerrt werden, wenn das
Transversalfilter 105 jedoch dem herkömmlichen
Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrer 106 vorhergeht, werden die
Zwischensymbolinterferenz s&submin;&sub1; = 0,9/1,9, also etwa 0,47, und die
Zwischensymbolinterferenz s&sub1; = 1/1,9 = 0,53 vollkommen entzerrt. Das
Transversalfilter mit dieser Funktion wird als ein
abgeglichenes Filter bezeichnet.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung umfaßt ein automatischer
Entzerrer ein voll digitales, adaptives abgeglichenes Filter
in Form einer voll digitalen Schaltung in Kombination mit
einem Abgriffskoeffizientengenerator, der in der Lage ist,
adaptiv automatisch Abgriffskoeffizienten anzupassen, die
abhängig von der Impulsantwort eines Übertragungswegs, also
dem Zustand des Fadings an das adaptive abgeglichene Filter
zu übergeben sind, und einen voll digitalen Entscheidungs-
Rückkopplungsentzerrer, dem das adaptive abgeglichene Filter
vorhergeht. Der automatische Entzerrer gemäß der vorliegenden
Erfindung ist in der Lage, das Fading im Bereich ρ > 1 zu
entzerren, der bisher nicht angemessen entzerrt wurde.
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Nun wird ein automatischer Entzerrer gemäß einer
speziellen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weiter unten
mit Bezug auf Fig. 7 beschrieben. Die Teile des in Fig. 7
dargestellten automatischen Entzerrers, die mit denen des in
Fig. 1 dargestellten herkömmlichen
Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrers identisch sind, sind mit identischen
Bezugssymbolen bezeichnet und werden nicht detailliert beschrieben.
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Wie in Fig. 7 dargestellt ist, weist der automatische
Entzerrer zusätzlich zu Eingangsanschlüssen 1, 2, einer
Verstärkungsanpassungsschaltung 11, eines A/D-Wandlers 12,
und eines Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrers (DFE) 301,
die mit denen der herkömmlichen Schaltungsanordnung identisch
sind, einen Frequenzverdoppler 16 zum Verdoppeln der Frequenz
des dem Eingangsanschluß 2 zugeführten Taktsignals CLK&sub1; und
ein adaptives abgeglichenes Filter (AMF) 302 auf. Das
adaptive abgeglichene Filter 302 weist ein Transversalfilter 103
mit 5 Abgriffen, einen Abgriffskoeffizienten- oder
Steuersignalgenerator 104 und einen Zwischenspeicher 107 auf.
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Ein von einem Demodulator (nicht dargestellt) an den
Eingangsanschluß 1 angelegtes analoges Grundbandsignal wird
der Verstärkungsanpassungsschaltung 11 zugeführt. Die
Verstärkungsanpassungsschaltung 11 komprimiert die
Signalverstärkung mit einem Kompressionsverhältnis 1/K (K > 1 oder
K = 1), so daß das Niveau des Signals einen vorgegebenen
Bereich des Eingangssignalpegels des daran angeschlossenen
A/D-Wandlers 12 selbst dann nicht übersteigt, wenn die
Signalwellenform infolge von Fading im Ausbreitungsweg
verzerrt ist. Das komprimierte Signal wird dann an den A/D-
Wandler 12 angelegt. Das Taktsignal CLK&sub1; mit der Frequenz fc,
das dem Eingangsanschluß 2 zugeführt wird, wird in der
Frequenz durch einen Frequenzverdoppler 16 verdoppelt, der das
Taktsignal CLK&sub2; mit der Abtastfrequenz 2fc an den A/D-Wandler
12 anlegt. Der A/D-Wandler 12 tastet das analoge Ausgangs-
Grundbandsignal von der Verstärkungsanpassungsschaltung 11
dann mit der Abtastfrequenz 2fc ab und quantisiert es und
führt den digitalen Signalzug DS&sub0; mit N Bit dem
Transversalfilter 103 mit 5 Abgriffen zu.
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Das Transversalfilter 103 mit 5 Abgriffen umfaßt erste
bis vierte Verzögerungsschaltungen (jeweils mit einer
Verzögerungszeit T/2) 31 bis 34, die in Reihe geschaltet sind,
einen ersten Multiplizierer 35, der an den Eingangsanschluß
der ersten Verzögerungsschaltung 31 angeschlossen ist, zweite
bis fünfte Multiplizierer 36 bis 39, die jeweils an die
Ausgangsanschlüsse der ersten bis vierten
Verzögerungsschaltungen 31 bis 34 angeschlossen sind, und einen Addierer 40
zum Addieren von Ausgangssignalen von den jeweiligen ersten
bis fünften Multiplizierern 35 bis 39. Den ersten bis fünften
Multiplizierern 35 bis 39 werden jeweilige
Abgriffskoeffizienten
A&submin;&sub2;, A&submin;&sub1;, A&sub0;, A&sub1;, A&sub2; von einem Steuersignalgenerator 104
zugeführt, der Abgriffskoeffizientensignale erzeugt. Der
Addierer 40 erzeugt ein Summenausgangssignal DS&sub1;, das die
Summe der Produkte von den ersten bis fünften Multiplizierern
35 bis 39 angibt. Das Summenausgangssignal DS&sub1; dient dem
Symmetrisieren einer durch den Mehrweg-Fading-Übertragungsweg
hervorgerufenen asymmetrischen Impulsantwort. Bei der
dargestellten Ausführungsform ist das Abgriffsintervall (also
die Verzögerungszeit von jeder der Verzögerungsschaltungen 31
bis 34) als T/2 gewählt (T ist zu fc reziprok), weil die
Impulsantwort selbst dann angemessen symmetrisiert werden
kann, wenn die Verzögerungszeit zwischen der direkten und der
reflektierten Welle einen Wert nahe bei T/2 oder 3/2·T
aufweist. Das Transversalfilter 103 kann mehr oder weniger als
die fünf Abgriffe aufweisen. Jede der Verzögerungsschaltungen
31 bis 34 kann einen Flipflop aufweisen, der ansprechend auf
ein zugeführtes Taktsignal mit der Frequenz 2fc arbeitet.
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Das Ausgangssignal vom Addierer 40 hat eine Periode T/2.
Weil das zum Erhalten des zu übertragenden Signalzugs
erforderliche Informationssignal jedoch bei der Periode T
auftritt, sind die anderen vorübergehend auftretenden
Signalkomponenten unnötig. Daher wählt der Zwischenspeicher 17, der
einen Flipflop aufweisen kann, der ansprechend auf das
zugeführte Taktsignal mit der Frequenz fc arbeitet, das
Informationssignal bei jedem Intervall T aus und gibt das
ausgewählte Signal als Ausgangssignal DS&sub2; des adaptiven
abgeglichenen Filters 302 an den
Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrer 301 aus. Selbst dann, wenn die Impulsantwort des dem
adaptiven abgeglichenen Filter 302 zugeführten
Eingangssignals DS&sub0; infolge des Mehrweg-Fadings von ρ = 1,1 einer
erheblichen Zwischensymbolinterferenz zur Zeit t = -T
ausgesetzt ist, wie in Fig. 6(b) dargestellt ist, ist die
Impulsantwort des Ausgangssignals DS&sub2; des adaptiven abgeglichenen
Filters 302 symmetrisch, wie in Fig. 6(c) dargestellt ist.
Das heißt, daß die erhebliche Zwischensymbolinterferenz zur
Zeit t = -T, wie in Fig. 6(b) dargestellt ist, die nicht
durch den Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrer entzerrt
werden kann, zur Zeit t = +T und -T in kleine
Zwischensymbolinterferenzen umgewandelt wird, wie in Fig. 6(c)
dargestellt ist, und daß diese kleinen Zwischensymbolinterferenzen
durch den Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrer 301 angemessen
entzerrt werden können.
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Der Abgriffskoeffizienten- oder Steuersignalgenerator 104
wird weiter unten mit Bezug auf Fig. 8 beschrieben. Der in
Fig. 8 dargestellte Abgriffskoeffizientengenerator 104 umfaßt
in Reihe geschaltete Verzögerungsschaltungen 41 bis 44, die
jeweils eine Verzögerungszeit T/2 aufweisen, eine
Verzögerungsschaltung 55, die eine Verzögerungszeit τ aufweist,
Multiplizierer 45 bis 49, die jeweils an die
Ausgangsanschlüsse Di (i = -2, -1, 0, 1, 2) der
Verzögerungsschaltungen 55, 41 bis 44 und auch an den Ausgangsanschluß des
Zwischenspeichers 17 angeschlossen sind, und
Zeitmittelungsschaltungen 50 bis 54, die jeweils an die Ausgangsanschlüsse
der Multiplizierer 45 bis 49 angeschlossen sind. Ein
Digitalsignal d&sub1;, das aus m Bits (1 < m < M) vom MSB (höchstwertigen
Bit) des Ausgangssignals DS&sub2; (M-Bit-Digitalsignal) vom in
Fig. 7 dargestellten adaptiven abgeglichenen Filter 302
besteht, ist an den in Fig. 8 dargestellten Anschluß 4
angelegt. Ein Digitalsignal d&sub2;, das aus n Bits (1 < n < N) vom
MSB des an das adaptive abgeglichene Filter 302 angelegten
Eingangssignals DS&sub0; (N-Bit-Digitalsignal) besteht, ist an den
in Fig. 8 dargestellten Anschluß 5 angelegt. Die
Verzögerungsschaltung 55 dient dem Kompensieren der durch einen
Multiplizierer 37, einen Addierer 40 und den Zwischenspeicher
17, die in Fig. 7 dargestellt sind, hervorgerufenen
Verzögerung. Falls die durch die Verzögerungsschaltung 55 zu
kompensierende Verzögerung bezüglich der Verzögerung T/2
ausreichend klein ist, kann auf die Verzögerungsschaltung 55
verzichtet werden. Es wird angenommen, daß die Impulsantwort so
ist, wie in Fig. 6(a) dargestellt ist. Falls ein übertragener
Symbolzug durch a(m) angegeben ist (m ist eine ganze Zahl),
gelten s&sub0; = a(m) und s&submin;&sub1; = a(m + 1) in Fig. 6(a) und
s&sub0;&sub1;=
a(m) in Fig. 6(c). Das heißt, daß d&sub1; = a(m) ist. Wie
oben bezüglich der Grundgedanken der vorliegenden Erfindung
beschrieben wurde, ist es zum Erhalten einer symmetrisierten
Impulsantwort, wie in Fig. 6(c) dargestellt ist,
erforderlich, einen Abgriff zu finden, der eine Impulsantwort
erzeugt, wie sie in Fig. 6(b) dargestellt ist, wobei a(m) zur
Zeit t = 0 vorhanden ist. Anders ausgedrückt kann ein Abgriff
mit der größten Korrelation mit d&sub1; (= a(m)) lokalisiert
werden. Die in Fig. 8 dargestellten Abgriffskoeffizienten Ai
(i = -2, -1, 0, 1, 2) können anhand des Mittelwerts von
d&sub1; · Di bestimmt werden. Wie anhand des Mittelwerts von
A&sub0; = d&sub1; · D&sub0; und Fig. 6(b) ersichtlich ist, weist der
Mittelwert von A&sub2; = d&sub1; · D&sub2; die größte Korrelation mit d&sub1; auf.
Wenn zwei Abgriffskoeffizienten A&sub0;, A&sub2; A&sub0; = α = 1/1,9 und
A&sub2; = β = -1/1,9 sind, ist die Impulsantwort im wesentlichen
symmetrisch, wie in Fig. 6(c) dargestellt ist. Die so
erzeugten Abgriffskoeffizienten A&submin;&sub2;, A&submin;&sub1;, A&sub0;, A&sub1;, A&sub2; werden
jeweils an die Multiplizierer 35 bis 39 eines
Transversalfilters 103 angelegt. Jede der Zeitmittelungsschaltungen 50
bis 54 weist einen digitalen Addierer und einen Dividierer
auf. Die Zeitmittelungsschaltungen 50 bis 54 erzeugen jeweils
Abgriffskoeffizienten A&submin;&sub2;, A&submin;&sub1;, A&sub0;, A&sub1;, A&sub2; durch mit einer
vorgegebenen Häufigkeit L erfolgendes digitales Addieren der
Ausgangssignale von den Multiplizierern 45 bis 49 und durch
Dividieren der Summen durch die Zahl L. Daher ist der
Abgriffskoeffizient Ai durch die folgende Gleichung (3)
gegeben:
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Ai = (d&sub1;(k) · Di(k))/L (3)
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Alternativ kann die folgende Gleichung (4) unter
Verwendung des Verfahrens des gleitenden Mittelns zum Berechnen von
Abgriffskoeffizienten verwendet werden:
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Ai(l) = (d&sub1;(k) · Di(k))/L (4)
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wobei k, l ganze Zahlen sind.
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Durch in der oben beschriebenen Weise erfolgendes
Kombinieren des adaptiven abgeglichenen Filters 302 und des
Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrers 301 weist der automatische
Entzerrer gemäß der vorliegenden Erfindung eine Signatur auf,
wie in Fig. 9 dargestellt ist. Die Entzerrungskennlinie des
Fadings des automatischen Entzerrers im Bereich ρ > 1 ist
bezüglich der Signatur (Fig. 3) von nur einem herkömmlichen
Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrer stark verbessert.
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Wenngleich das dargestellte adaptive abgeglichene Filter
fünf Abgriffe aufweist, kann es jede beliebige andere Anzahl
von Abgriffen aufweisen, und es bietet größere Vorteile, wenn
die Anzahl der verwendeten Abgriffe größer ist. Die
Abtastfrequenz des Taktsignals CLK&sub2; ist nicht auf das Doppelte der
Frequenz des Eingangstaktsignals beschränkt, sondern sie kann
ein anderes Vielfaches der Frequenz von diesem sein.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung ist das voll digitale
adaptive abgeglichene Filter zum Symmetrisieren der
Impulsantwort des Übertragungswegs, wie oben beschrieben wurde, vor
den Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrer geschaltet, und die
Abgriffskoeffizienten werden abhängig vom Zustand des Fadings
gemäß dem Verfahren zum Erfassen der Korrelation adaptiv
gesteuert. Daher kann der automatische Entzerrer gemäß der
vorliegenden Erfindung eine Zwischensymbolinterferenz
entzerren, die durch den herkömmlichen
Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrer nicht angemessen entzerrt werden kann, bei dem die
reflektierte Welle intensiver als die direkte Welle ist.
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Wenngleich eine bestimmte bevorzugte Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung dargestellt und detailliert
beschrieben wurde, sei bemerkt, daß daran verschiedene Änderungen und
Modifikationen vorgenommen werden können, ohne vom
Schutzumfang der anliegenden Ansprüche abzuweichen.