JPH0744473B2 - 復調システム - Google Patents
復調システムInfo
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- JPH0744473B2 JPH0744473B2 JP5015416A JP1541693A JPH0744473B2 JP H0744473 B2 JPH0744473 B2 JP H0744473B2 JP 5015416 A JP5015416 A JP 5015416A JP 1541693 A JP1541693 A JP 1541693A JP H0744473 B2 JPH0744473 B2 JP H0744473B2
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- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
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- Noise Elimination (AREA)
Description
特に多値直交振幅変調又は多相位相変調方式を用いたデ
ジタル無線通信システムの受信側で用いられる自動等化
器を含む復調システムに関する。
伝搬路で発生する周波数選択性フェージングによる回線
品質の劣化を克服するために、受信側において、トラン
スバーサアルフィルタを用いた等化器を備えた復調シス
テムが使用されている。
FE)を用い、さらにこの判定帰還形等化器に適応形整
合フィルタ(AMF)を前置した復調システムでは、判
定帰還形等化器のみでは十分な等化能力が得られないρ
>1(ρはフェージングの遅延波の振幅/主波の振幅
比)の領域でも、0<ρ<1の領域と同程度の等化能力
が得られる。ρ>1の領域のフェージングは、主信号に
対して時間的に進んだ位置に干渉波が存在するフェージ
ングで、非最小位相推移形フェージングと呼ばれる。一
方、0<ρ<1の領域のフェージングは、主信号に対し
て時間的に遅れた位置に干渉波が存在するフェージング
で、最小位相推移形フェージングと呼ばれる。このよう
な復調システムは、特開平4−271508号公報に開
示されている。
す。入力端子1には中間周波数(IF)帯の変調信号S
iが供給される。入力端子1は復調器(DEM)11に
接続されている。DEM11は変調信号Siを復調して
アナログ・ベースバンド信号ABを出力する。このアナ
ログ・ベースバンド信号ABはアナログ・デジタル(A
/D)変換器12に供給される。A/D変換器12には
DEM11からクロック信号CLKも供給される。A/
D変換器12はこのクロック信号CLKを用いてアナロ
グ・ベースバンド信号ABを標本・量子化し、M列のデ
ジタル信号Sdを出力する。このM列のデジタル信号S
dは適応形整合フィルタ(AMF)13に供給される。
M列のデジタル信号Sd中には極性信号Aが含まれる。
適応形整合フィルタ13が出力する信号の中には極性信
号Dが含まれる。AMF13はトランスバーサル・フィ
ルタ(図示せず)を含む。適応形整合フィルタ13は、
極性信号Aと極性信号Dの相関及び時間平均をとったタ
ップ係数で、その内部のトランスバーサル・フィルタを
制御することにより、伝搬路のインパルス応答を対称化
することができる。その結果、非最小位相推移形フェー
ジングも最小位相推移形フェージングも、主信号に対し
て時間的前後にほぼ等しい干渉をもつ2つのフェージン
グに分けることができる。この場合、このようにして分
けられた2つのフェージングのそれぞれの干渉量は、適
応形整合フィルタ13に入力する信号のフェージングの
干渉量に比較して、小さくなっている。とにかく、適応
形整合フィルタ13は上記極性信号Dを含む整合した信
号Smをその出力信号として出力する。
FE)14に供給される。判定帰還形等化器14が出力
する信号の中には誤差信号Eが含まれる。この誤差信号
Eは、等化後信号Seの理想値からのずれの極性を表わ
す。判定帰還形等化器14は判定帰還形トランスバーサ
ル・フィルタ(後述する)を含む。判定帰還形等化器1
4は極性信号Dと誤差信号Eとの相関及び時間平均をと
ることにより得られるDFEタップ係数で、その内部の
判定帰還形トランスバーサル・フィルタを制御すること
により、フェージングで生じた符号間干渉を除去するこ
とができる。
を示す。判定帰還形等化器DFE14は判定帰還形トラ
ンスバーサル・フィルタ(DFEトランスバーサル・フ
ィルタ)31とDFE制御信号発生回路32とを有す
る。DFEトランスバーサル・フィルタ31は、前方等
化器(FE)41と後方等化器(BE)42と加算器4
3と判定器44とから構成される。DFE制御信号発生
回路32は、前方等化器用制御信号発生回路45と後方
等化器用制御信号発生回路46とを有する。前方等化器
41は主信号に対して時間的に進んだ干渉波を除去する
能力を有する。一方、後方等化器42は主信号に対して
時間的に遅れた干渉波を除去する能力を有する。特に、
後方等化器42は、等化後の判定信号SDをその入力信
号とし、この判定信号SDに基づいて干渉波を除去する
ので、ほとんど完全に干渉は除去することができる。
還形等化器の詳細な構成及び動作原理は上述した公開公
報に述べられているので、ここではそれらの説明を省略
する。
判定帰還形等化器の2波干渉フェージングに対する等化
特性を示す。図6はシグニチャ特性と呼ばれ、横軸にフ
ェージングのノッチ(落ち込み)周波数の変調スペクト
ラムの中心からの偏移をクロック周波数で正規化したノ
ッチ位置Δfd をとり、縦軸に反射波(遅延波)の振幅
を主波の振幅で正規化した振幅比ρがとられている。ノ
ッチ深さDnは、Dn=−20log(1−ρ)dBで
表わされる。したがって、ρ=1でノッチ深さDnは最
大(∞)となる。図6中のカーブSは,ノッチ位置Δf
d と振幅比ρをパラメータとして、誤り率P=1×10
-4となるノッチ位置Δfd と振幅比ρの点(座標)を結
んだものである。カーブSで囲まれた領域内ではP>1
0-4となっている。従って、カーブSで囲まれる面積
(図の斜線部)が小さいほど等化器の能力がすぐれい
る。図6に示すシグニチャ・カーブSは、ρ=1の近傍
以外は、等化可能であることを示している。
帰還形等化器のみを備えた復調システムのシグニチャ特
性を示す。0<ρ<1の場合、干渉波は主信号より時間
的に遅れた位置にのみ存在するので、判定帰還形等化器
14の後方等化器42が十分に効果を発揮し、完全に等
化をしている。一方、ρ>1では、干渉波が主信号より
時間的に進んだ位置にのみ存在するので、判定帰還形等
化器14の前方等化器41が動作する。しかしながら、
前方等化器41はフェージングで歪んだ信号を入力とし
ている為、十分な等化能力がなく、ρ>1におけるシグ
ニチャ特性は良くない。判定帰還形等化器に適応形整合
フィルタを付加すると、このρ>1のシグニチャ特性が
改善するのは図6に示した通りである。
ステムでは、ρ>1の領域から始まったフェージングに
対しては、判定帰還形等化器のみを備えた復調システム
に比して著しい改善特性を有するが、0<ρ<1の領域
から始まったフェージングに対しては、判定帰還形等化
器のみを備えた復調システムに比してシグニチャ特性が
劣るという欠点を有している。
ェージングの等化特性を改善できる復調システムを提供
することにある。
る復調システムは、伝搬路のフェージング等による符号
間干渉を有する中間周波数帯の変調信号をアナログ・ベ
ースバンド信号に復調する復調器と、アナログ・ベース
バンド信号を標本・量子化してデジタル・ベースバンド
信号を出力するアナログ・デジタル変換器と、デジタル
・ベースバンド信号を受け、このデジタル・ベースバン
ド信号における伝搬路の非対称なインパルス応答を対称
化して、整合した信号を出力する適応形整合フィルタ
と、整合した信号を受け、この整合した信号の符号間干
渉を除去し、等化後信号を出力する判定帰還形等化器と
を備えている。
ステムは、判定帰還形等化器のタップ係数に基づいて、
0<ρ<1(ρはフェージングの遅延波の振幅/主波の
振幅比)から始まるフェージングの場合には適応形整合
フィルタのタップ係数をあらかじめ定めた値に固定する
リセット回路を備える。
は、中間周波数帯の変調信号を受け、この変調信号にお
ける伝搬路の非対称なインパルス応答を対称化し、整合
した信号を出力する適応形整合フィルタと、整合した信
号を受け、この整合した信号をアナログ・ベースバンド
信号に復調する復調器と、アナログ・ベースバンド信号
を標本・量子化してデジタル・ベースバンド信号を出力
するアナログ・デジタル変換器と、デジタル・ベースバ
ンド信号を受け、このデジタル・ベースバンド信号の符
号間干渉を除去し、等化後信号を出力する判定帰還形等
化器とを備えている。
ステムは、判定帰還形等化器のタップ係数に基づいて、
0<ρ<1(ρはフェージングの遅延波の振幅/主波の
振幅比)から始まるフェージングの場合には適応形整合
フィルタのタップ係数をあらかじめ定めた値に固定する
リセット回路を備える。
て説明する。
による復調システムは、AMFリセット回路15を有し
ている点を除いて図4に示すものと同様の構成を有す
る。従って、図4に示した復調システムの構成要素と同
様の機能を有するものには同一の参照符号を付して、そ
れらの説明については省略する。
Fトランスバーサル・フィルタ21とAMF制御信号発
生回路22とを有している。AMF制御信号発生回路2
2には、A/D変換回路12の出力信号列(デジタル・
ベースバンド信号)Sdの最上位ビット(MSB)であ
る原バースバンド信号の極性を表わす極性信号ビットA
と、AMFトランスバーサル・フィルタ21の出力信号
SmのMSBである極性信号Dとが供給される。AMF
制御信号発生回路22は極性信号ビットAと極性信号D
との相関及び時間平均処理によりAMFタップ係数CA
を出力する。AMFトランスバーサル・フィルタ21は
このAMFタップ係数CAで制御され、伝搬路のインパ
ルス応答を対称化する。AMF制御信号発生回路22
は、後述するAMFリセット回路15から出力される制
御信号Rにより制御される。すなわち、制御信号Rが0
<ρ<1から始まるフェージングを示しているときに
は、AMF制御信号発生回路22は、AMFタップ係数
CAをあらかじめ定めた値(例えば、主タップのみ1、
他のタップは0)に固定して、AMFトランスバーサル
・フィルタ21に出力する。一方、制御信号Rがρ>1
から始まるフェージングを示しているときには、AMF
制御信号発生回路22は、AMFタップ係数CAの固定
を行わず、通常の適応制御を行う。従って、ρ>1から
始まるフェージングの時のみ、適応形整合フィルタ13
は適応動作し、伝搬路のインパルス応答を対称化するよ
うに動作する。
タル信号(整合した信号)Smは、判定帰還形等化器
(DFE)14内のDFEトランスバーサル・フィルタ
31に供給される。DFE制御信号発生回路32には、
判定帰還形等化器14の入力デジタル信号SmのMSB
である極性信号Dと、判定帰還形等化器14の出力信号
の中の等化後信号Seの理想値からのずれの極性を表わ
す誤差信号Eとが供給される。DFE制御信号発生回路
32は極性信号Dと誤差信号Eとの相関及び時間平均を
とり、DFEタップ係数CDをDFEトランスバーサル
・フィルタ31に供給する。このDFEタップ係数CD
に応答して、DFEトランスバーサル・フィルタ31は
符号間干渉の除去されたデジタル信号列(等化後信号)
Seを出力端子2に出力する。この判定帰還形等化器1
4の動作は従来のものと同様である。したがって、前述
したように、判定帰還形等化器14は、0<ρ<1から
始まるフェージングをほぼ完全に等化できる。
明する。AMFリセット回路15は、判定帰還形等化器
14内のDFEタップ係数CDを受ける。AMFリセッ
ト回路15はこのDFEタップ係数CDに基づいてフェ
ージングが0<ρ<1かρ>1かを判定する。0<ρ<
1から始まるフェージングの場合は、AMFリセット回
路15は制御信号RによってAMF制御信号発生回路2
2に対してAMFタップ係数CAを、例えば、主タップ
を1に他のタップを0に固定させる。DFEタップ係数
CDは図5に示す2つのタップ係数FCおよびBCから
成る。
による判定動作について詳細に説明する。フェージング
が0<ρ<1のときは、主として後方等化器42用のタ
ップ係数BCの絶対値が大きくなり、前方等化器41用
のタップ係数FCはほとんど0に近い。又、フェージン
グがρ>1のときは、主として前方等化器41用のタッ
プ係数FCの絶対値が大きくなり、後方等化器42用の
タップ係数BCはほとんど0に近い。従って、AMFリ
セット回路15は、前方等化器41用のタップ係数FC
と後方等化器42用のタップ係数BCとをモニターし、
それらの値の大小を判別して、フェージングが0<ρ<
1かρ>1かを判定する。
チャ特性を示す。前述したように、0<ρ<1から始ま
るフェージングでは、適応形整合フィルタ13の動作が
停止している。このため、判定帰還形等化器14のみに
よるシグニチャ特性と同様に、0<ρ<1のフェージン
グをほぼ完全に等化できる。
合は、適応形整合フィルタ13が動作する。これによ
り、ρ>1の場合に生じる、主信号より時間的に進んだ
干渉波は、主信号に対して時間的に進んだ成分と遅れた
成分との二つに分散され、その各々の干渉量は元の干渉
量に比して小さくなる。前述したように、進み干渉波は
DFEトランスバーサル・フィルタ31内の前方等化器
41で等化され、遅れ干渉波はDFEトランスバーサル
・フィルタ31内の後方等化器42で等化される。進み
干渉波および遅れ干渉波のそれぞれの干渉量が適応形整
合フィルタ13によって小さくなっているため、等化特
性は適応形整合フィルタ13がない場合に比べて、著し
く改善される。
来の適応形整合フィルタ付き判定帰還形等化器によるシ
グニチャ特性に比して0<ρ<1のフェージングが完全
に等化されたシグニチャ特性が得られる。
フィルタ13がベースバンド帯で動作する全デジタル形
の場合であるが、本発明による復調システムは、適応形
整合フィルタが中間周波数(IF)帯で動作する場合に
も適用できる。
施例による復調システムを示す。入力端子1から入力さ
れたIF変調波Siは、IF帯で動作するIF形適応形
整合フィルタ(AMF)16に供給される。IF形適応
形整合フィルタ16は、後述するAMFリセット回路1
7で制御され、フェージングが0<ρ<1から始まる時
は動作を停止し、ρ>1から始まる時は伝搬路のインパ
ルス応答を対称化するように動作する。IF形適応形整
合フィルタ16の出力IF信号(整合した信号)S´m
は復調器11に供給される。復調器11は出力IF信号
S´mを復調してアナログ・ベースバンド信号AB´を
出力する。このアナログ・ベースバンド信号AB´はA
/D変換器12に供給される。A/D変換器12には復
調器11からクロック信号CLKも供給される。A/D
変換器12は、アナログ・ベースバンド信号AB´をク
ロック信号CLKを用いて標本・量子化し、デジタル信
号列(デジタル・ベースバンド信号)S´dを出力す
る。デジタル信号列S´dは判定帰還形等化器(DF
E)14に供給される。判定帰還形等化器14はデジタ
ル信号列S´dから符号間干渉を除去し、符号間干渉を
除去したデジタル信号列(等化後信号)Seを出力端子
2から出力する。
化器14からDFEタップ係数CDを受ける。AMFリ
セット回路17はDFEタップ係数CDに基づいてフェ
ージングが0<ρ<1かρ>1かを判定する。0<ρ<
1から始まるフェージングの場合は、AMFリセット回
路15は制御信号RによってIF形適応形整合フィルタ
16に対してそのタップ係数をあらかじめ定めた値(例
えば、主タップを1、他のタップを0)に固定させる。
成した場合(図3)にも、適応形整合フィルタをベース
バンド帯で構成したとき(図1)と同じく、改善された
シグニチャ特性が得られる。
では、判定帰還形等化器のタップ係数に基づいてフェー
ジングの型を判定し、0<ρ<1から始まるフェージン
グの時は、適応形整合フィルタの動作を停止して判定帰
還形等化器の等化効果を十分に発揮できるように構成し
たので、0<ρ<1のフェージングを完全に等化できる
という効果を奏する。
成を示すブロック図である。
図である。
成を示すブロック図である。
ある。
る。
を含む復調システムのシグニチャ特性を示す図である。
シグニチャ特性を示す図である。
Claims (2)
- 【請求項1】 伝搬路のフェージング等による符号間干
渉を有する中間周波数帯の変調信号をアナログ・ベース
バンド信号に復調する復調器と、前記アナログ・ベース
バンド信号を標本・量子化してデジタル・ベースバンド
信号を出力するアナログ・デジタル変換器と、前記デジ
タル・ベースバンド信号を受け、該デジタル・ベースバ
ンド信号における前記伝搬路の非対称なインパルス応答
を対称化して、整合した信号を出力する適応形整合フィ
ルタと、前記整合した信号を受け、該整合した信号の符
号間干渉を除去し、等化後信号を出力する判定帰還形等
化器とを備えた復調システムにおいて、 前記判定帰還形等化器のタップ係数に基づいて、0<ρ
<1(ρはフェージングの遅延波の振幅/主波の振幅
比)から始まるフェージングの場合には前記適応形整合
フィルタのタップ係数をあらかじめ定めた値に固定する
リセット回路を備えることを特徴とする復調システム。 - 【請求項2】 中間周波数帯の変調信号を受け、該変調
信号における伝搬路の非対称なインパルス応答を対称化
し、整合した信号を出力する適応形整合フィルタと、前
記整合した信号を受け、該整合した信号をアナログ・ベ
ースバンド信号に復調する復調器と、前記アナログ・ベ
ースバンド信号を標本・量子化してデジタル・ベースバ
ンド信号を出力するアナログ・デジタル変換器と、前記
デジタル・ベースバンド信号を受け、該デジタル・ベー
スバンド信号の符号間干渉を除去し、等化後信号を出力
する判定帰還形等化器とを備えた復調システムにおい
て、 前記判定帰還形等化器のタップ係数に基づいて、0<ρ
<1(ρはフェージングの遅延波の振幅/主波の振幅
比)から始まるフェージングの場合には前記適応形整合
フィルタのタップ係数をあらかじめ定めた値に固定する
リセット回路を備えることを特徴とする復調システム。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP5015416A JPH0744473B2 (ja) | 1993-02-02 | 1993-02-02 | 復調システム |
EP94101462A EP0609828B1 (en) | 1993-02-02 | 1994-02-01 | Adaptive matched filter |
DE69431495T DE69431495T2 (de) | 1993-02-02 | 1994-02-01 | Adaptiver, signalangepasster Filter |
US08/190,453 US5394110A (en) | 1993-02-02 | 1994-02-02 | Demodulation system having adaptive matched filter and decision feedback equalizer |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5015416A JPH0744473B2 (ja) | 1993-02-02 | 1993-02-02 | 復調システム |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH06232774A JPH06232774A (ja) | 1994-08-19 |
JPH0744473B2 true JPH0744473B2 (ja) | 1995-05-15 |
Family
ID=11888157
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5015416A Expired - Lifetime JPH0744473B2 (ja) | 1993-02-02 | 1993-02-02 | 復調システム |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5394110A (ja) |
EP (1) | EP0609828B1 (ja) |
JP (1) | JPH0744473B2 (ja) |
DE (1) | DE69431495T2 (ja) |
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