JP2616152B2 - 自動等化器 - Google Patents
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- tap coefficient
- automatic equalizer
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- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、自動等化器に関し、特にデジタル無線通信
システムの復調装置において、フェージングによる伝送
路の波形歪みや、他無線システムからの干渉を自動的に
除去する、デジタル自動等化器に関する。
システムの復調装置において、フェージングによる伝送
路の波形歪みや、他無線システムからの干渉を自動的に
除去する、デジタル自動等化器に関する。
近年、デジタル無線通信方式において、周波数の利用
効率を高めるため、変調方式の多値化が進んでいる。一
方、多値数が増すにつれて、フェージングによる伝搬路
の波形歪みや、交差偏波間の干渉（コチャネル干渉）や
他無線システムからの干渉（FM干渉等）等の影響が大き
くなる。そのため、これらの波形歪みや干渉を除去する
自動等化器の開発が進められている。
効率を高めるため、変調方式の多値化が進んでいる。一
方、多値数が増すにつれて、フェージングによる伝搬路
の波形歪みや、交差偏波間の干渉（コチャネル干渉）や
他無線システムからの干渉（FM干渉等）等の影響が大き
くなる。そのため、これらの波形歪みや干渉を除去する
自動等化器の開発が進められている。
この自動等化器の１つとして、トランスバーサル・フ
ィルタのタップ係数を適応制御するトランスバーサル形
等化器が実用化されている。従来の全デジタル形トラン
スバーサル形等化器の一例を第２図に示す。
ィルタのタップ係数を適応制御するトランスバーサル形
等化器が実用化されている。従来の全デジタル形トラン
スバーサル形等化器の一例を第２図に示す。
第２図に示すように、従来の全デジタル形トランスバ
ーサル形等化器はアナログ・デジタル（A/D）変換器1
1、トランスバーサル・フィルタ12、およびタップ係数
制御回路13′から成る。
ーサル形等化器はアナログ・デジタル（A/D）変換器1
1、トランスバーサル・フィルタ12、およびタップ係数
制御回路13′から成る。
この例では、トランスバーサル・フィルタ12として、
簡単のために３タップのものを使用している。又、簡単
のために、入力信号として一次元ベースバンド信号を考
えている。しかしながら、入力信号が直交多値変調信号
を復調した場合に生じる同相及び直交の二次元の成分を
持つベースバンド信号である場合も、本等化器を組み合
わせることにより、等化システムを簡単に構成すること
ができる。
簡単のために３タップのものを使用している。又、簡単
のために、入力信号として一次元ベースバンド信号を考
えている。しかしながら、入力信号が直交多値変調信号
を復調した場合に生じる同相及び直交の二次元の成分を
持つベースバンド信号である場合も、本等化器を組み合
わせることにより、等化システムを簡単に構成すること
ができる。
端子１に入力された、復調器（図示せず）からの入力
ベースバンド信号は、A/D変換器11で標本・量子化され
２進信号列に変換される。この変換された２進信号列
は、トランスバーサル・フィルタ12に供給される。ここ
で、A/D変換器11から出力される２進信号列は、例え
ば、並列８ビット信号であり、その内の１ビットが判定
出力信号121である。
ベースバンド信号は、A/D変換器11で標本・量子化され
２進信号列に変換される。この変換された２進信号列
は、トランスバーサル・フィルタ12に供給される。ここ
で、A/D変換器11から出力される２進信号列は、例え
ば、並列８ビット信号であり、その内の１ビットが判定
出力信号121である。
トランスバーサル・フィルタ12は遅延回路21、22、乗
算器23、24、25、および加算器26より構成される３タッ
プ形で、−１タップ101、主タップ102及び＋１タップ10
3を有する。−１、主及び＋１タップ101〜103のタップ
出力信号は乗算器23、24、25にそれぞれ供給され、−
１、主及び＋１タップ係数を表すタップ係数制御信号11
1、112、及び113が乗ぜられて、加算器26に供給され
る。加算器26の出力はフェージングによる符号間干渉が
除去されたものとなり、トランスバーサル・フィルタ12
の出力となる。
算器23、24、25、および加算器26より構成される３タッ
プ形で、−１タップ101、主タップ102及び＋１タップ10
3を有する。−１、主及び＋１タップ101〜103のタップ
出力信号は乗算器23、24、25にそれぞれ供給され、−
１、主及び＋１タップ係数を表すタップ係数制御信号11
1、112、及び113が乗ぜられて、加算器26に供給され
る。加算器26の出力はフェージングによる符号間干渉が
除去されたものとなり、トランスバーサル・フィルタ12
の出力となる。
以上の様にして、トランスバーサル・フィルタ12で符
号間干渉が除去された出力信号が端子２に出力される。
号間干渉が除去された出力信号が端子２に出力される。
ここで、トランスバーサル・フィルタ12の出力は、例
えば、並列８ビット信号であり、その内の１ビットが送
信信号の推定値と等化後のデジタル信号の差を表わす誤
差信号122であり、別の１ビットが判定出力信号であ
る。
えば、並列８ビット信号であり、その内の１ビットが送
信信号の推定値と等化後のデジタル信号の差を表わす誤
差信号122であり、別の１ビットが判定出力信号であ
る。
トランスバーサル・フィルタ12のタップ係数制御信号
111、112、113はタップ係数制御回路13′で決定され
る。タップ係数制御回路13′は乗算器31、32、33及び相
関回路34より構成される。
111、112、113はタップ係数制御回路13′で決定され
る。タップ係数制御回路13′は乗算器31、32、33及び相
関回路34より構成される。
相関回路34は、図示しないが、相関器及び積分器を含
む。相関回路34は、A/D変換器11の判定出力信号121とト
ランスバーサル・フィルタ12の誤差信号122とを受け、
相関器及び積分器を用いて、各タップに対応する時間平
均された相関値134、135、136を出力する。相関回路34
の相関値134、135、136に乗算器31、32、33において所
定の制限値131、132、133を与えたものが、トランスバ
ーサル・フィルタ12のタップを制御するタップ係数制御
信号111、112、113となる。
む。相関回路34は、A/D変換器11の判定出力信号121とト
ランスバーサル・フィルタ12の誤差信号122とを受け、
相関器及び積分器を用いて、各タップに対応する時間平
均された相関値134、135、136を出力する。相関回路34
の相関値134、135、136に乗算器31、32、33において所
定の制限値131、132、133を与えたものが、トランスバ
ーサル・フィルタ12のタップを制御するタップ係数制御
信号111、112、113となる。
尚、この適応形自動等化アルゴリズムには、様々な実
施形態があり、それらは文献等（例えば「ディジタル信
号処理」、電子通信学会編、昭和50年、241頁表11.2）
に詳述されているので、ここでは省略する。A/D変換器
の判定出力信号121の代わりに、トランスバーサル・フ
ィルタ12の判定出力信号を用いてもよい。
施形態があり、それらは文献等（例えば「ディジタル信
号処理」、電子通信学会編、昭和50年、241頁表11.2）
に詳述されているので、ここでは省略する。A/D変換器
の判定出力信号121の代わりに、トランスバーサル・フ
ィルタ12の判定出力信号を用いてもよい。
乗算器31、32、33によってタップ係数の絶対値に制限
を与える技術は、タップ係数の収束性を高める為に一般
に用いられている。以下にその必要性について説明す
る。
を与える技術は、タップ係数の収束性を高める為に一般
に用いられている。以下にその必要性について説明す
る。
自動等化器は、先にも述べたように、伝送路上に発生
するフェージングによる波形歪みをトランスバーサル・
フィルタ12により除去する働きを持つ。トランスバーサ
ル・フィルタ12のタップ係数は、フェージングの大小に
応じて、タップ係数制御回路13′で決定される。ところ
で、適応形自動等化器では、タップ係数を反復アルゴリ
ズムにより収束させる。このアルゴリズムは、まずタッ
プ係数の初期値を任意に与え、この状態でトランスバー
サル・フィルタ12の出力の誤差信号が小さくなるように
タップ係数に微小量の修正を加える。この動作を繰り返
すことにより、タップ係数は最適値へと収束する。とこ
ろが、初期状態での波形歪みが大きい場合には、反復ア
ルゴリズムによるタップ係数の最適値への収束が不可能
になったり、或いは時間がかかる事がある。これは、タ
ップ係数の初期値が最適値とかけ離れていることによ
り、フェージングによる波形歪みに加えて、トランスバ
ーサル・フィルタ12による付加的な波形歪みが生じるた
めである。そのため、従来の自動等化器では、各タップ
係数に１より小さい最大値制限を与え、主タップ102以
外のタップのダイナミックレンジを主タップ102のそれ
よりも狭める事により、先に述べた付加的な波形歪みを
抑え、その結果、等化器の収束性を高めている。
するフェージングによる波形歪みをトランスバーサル・
フィルタ12により除去する働きを持つ。トランスバーサ
ル・フィルタ12のタップ係数は、フェージングの大小に
応じて、タップ係数制御回路13′で決定される。ところ
で、適応形自動等化器では、タップ係数を反復アルゴリ
ズムにより収束させる。このアルゴリズムは、まずタッ
プ係数の初期値を任意に与え、この状態でトランスバー
サル・フィルタ12の出力の誤差信号が小さくなるように
タップ係数に微小量の修正を加える。この動作を繰り返
すことにより、タップ係数は最適値へと収束する。とこ
ろが、初期状態での波形歪みが大きい場合には、反復ア
ルゴリズムによるタップ係数の最適値への収束が不可能
になったり、或いは時間がかかる事がある。これは、タ
ップ係数の初期値が最適値とかけ離れていることによ
り、フェージングによる波形歪みに加えて、トランスバ
ーサル・フィルタ12による付加的な波形歪みが生じるた
めである。そのため、従来の自動等化器では、各タップ
係数に１より小さい最大値制限を与え、主タップ102以
外のタップのダイナミックレンジを主タップ102のそれ
よりも狭める事により、先に述べた付加的な波形歪みを
抑え、その結果、等化器の収束性を高めている。
制限値としては、例えば、NTT研究実用化報告第23巻
（1974）第６号p.1141によれば、±ｎタップの制限値
は、1/（ｎ＋１）で与えられている。実用の自動等化器
においても、±ｎタップには1/2の制限値が与えられて
いる。即ち、主タップ102のタップ係数の絶対値の最大
値を１とすると、±ｎタップのタップ係数の絶対値の最
大値は1/（ｎ＋１）に制限されている。
（1974）第６号p.1141によれば、±ｎタップの制限値
は、1/（ｎ＋１）で与えられている。実用の自動等化器
においても、±ｎタップには1/2の制限値が与えられて
いる。即ち、主タップ102のタップ係数の絶対値の最大
値を１とすると、±ｎタップのタップ係数の絶対値の最
大値は1/（ｎ＋１）に制限されている。
上述した従来の自動等化器は、トランスバーサル・フ
ィルタ12のタップ係数に制限値が与えられているため、
収束時に大きなフェージングによる波形歪みが生じた場
合には、それを除去するためのタップ係数をとることが
できない。
ィルタ12のタップ係数に制限値が与えられているため、
収束時に大きなフェージングによる波形歪みが生じた場
合には、それを除去するためのタップ係数をとることが
できない。
以下にフェージングとタップ係数との関係を説明し、
さらに上述の欠点についても説明する。
さらに上述の欠点についても説明する。
第３図に直接波と反射波（遅延波）の２波干渉によっ
て周波数選択性フェージングが発生した場合の、３タッ
プ形トランスバーサル・フィルタ12の各タップ係数の絶
対値を示す。
て周波数選択性フェージングが発生した場合の、３タッ
プ形トランスバーサル・フィルタ12の各タップ係数の絶
対値を示す。
第３図（ａ）−（１），（ｂ）−（１），（ｃ）−
（１）は、各タップの制限値を全て１とした場合を示
し、第３図（ａ）−（２），（ｂ）−（２），（ｃ）−
（２）は主タップの制限値を１、±１タップの制限値を
1/2とした場合を示す。第３図（ａ）−（１），（ｂ）
−（２）は、フェージングが無い場合で、タップ係数の
絶対値は主タップが１、他のタップは０である。
（１）は、各タップの制限値を全て１とした場合を示
し、第３図（ａ）−（２），（ｂ）−（２），（ｃ）−
（２）は主タップの制限値を１、±１タップの制限値を
1/2とした場合を示す。第３図（ａ）−（１），（ｂ）
−（２）は、フェージングが無い場合で、タップ係数の
絶対値は主タップが１、他のタップは０である。
次に、フェージングが発生すると、フェージングが小
さい場合には、必要なタップ係数の絶対値は1/2より小
さくて良いので、第３図（ｂ）−（１），（ｂ）−
（２）に示すように、±１タップの制限値の違いによら
ず、どちらの場合も同じタップ係数により波形歪みを除
去することが可能である。
さい場合には、必要なタップ係数の絶対値は1/2より小
さくて良いので、第３図（ｂ）−（１），（ｂ）−
（２）に示すように、±１タップの制限値の違いによら
ず、どちらの場合も同じタップ係数により波形歪みを除
去することが可能である。
フェージングが大きい場合には、必要なタップ係数は
1/2より大きくなる。そのため、±１タップの制限値が
１である第３図（ｃ）−（１）の場合は十分に波形を除
去することができる。しかしながら、±１タップの制限
値が1/2である第３図（ｃ）−（２）の場合にはタップ
係数値が最大値1/2で飽和してしまい、波形歪みを十分
に除去することができない。
1/2より大きくなる。そのため、±１タップの制限値が
１である第３図（ｃ）−（１）の場合は十分に波形を除
去することができる。しかしながら、±１タップの制限
値が1/2である第３図（ｃ）−（２）の場合にはタップ
係数値が最大値1/2で飽和してしまい、波形歪みを十分
に除去することができない。
結局、タップ係数の最大値が１より小さい値に制限さ
れている従来の自動等化器では、大きなフェージングに
よる波形歪みを除去できないという欠点を有する。
れている従来の自動等化器では、大きなフェージングに
よる波形歪みを除去できないという欠点を有する。
本発明の目的は、各タップ係数の制限値を可変とする
ことにより、発散時の収束特性を犠牲にすることなく、
収束時で良好なフェージング補償特性を発揮できる自動
等化器を提供することにある。
ことにより、発散時の収束特性を犠牲にすることなく、
収束時で良好なフェージング補償特性を発揮できる自動
等化器を提供することにある。
本発明による自動等化器は、デジタル無線通信方式の
復調装置に用いられ、該復調装置の復調器からの多値ベ
ースバンド信号を自動等化し、自動等化されたデジタル
信号を出力する自動等化器であって、 前記多値ベースバンド信号をアナログデジタル変換し
て変換されたデジタル信号を出力するアナログデジタル
変換器と、前記変換されたデジタル信号を１個の主タッ
プと（ｎ−１）個の残りのタップとを制御するためのｎ
個のタップ係数制御信号に基づき自動等化し、前記自動
等化されたデジタル信号を出力するタップ係数可変デジ
タル形トラスバーサルフィルタと、前記変換されたデジ
タル信号中の第１の判定出力信号と前記自動等化された
デジタル信号中の第２の判定出力信号のうちいずれか一
方の判定出力信号を第１の入力信号とし前記自動等化さ
れたデジタル信号の中の前記第２の判定出力信号と送信
信号の推定値との誤差分を表す誤差信号を第２の入力信
号としてｎ個のタップの相関値を出力する相関回路と、
前記ｎ個のタップの相関値にそれぞれｎ個の制限値を乗
じて前記ｎ個のタップ係数制御信号を出力するｎ個の乗
算器とを備えた自動等化器において、 前記復調器の同期外れを検出して同期外れ検出信号を
出力する同期外れ検出回路と、 前記同期外れ検出信号に応答して前記ｎ個の制限値を
変化させる制限値制御回路とを有し、 該制限値制御回路は、前記同期外れ検出信号が同期外
れ状態を示しているときは前記主タップ係数に対応する
制限値を１に前記残りのタップ係数に対応する（ｎ−
１）個の制限値を１より小さい値に設定し、前記同期外
れ検出信号が同期状態を示しているときは前記主タップ
係数及び前記残りのタップ係数に対応するｎ個の制限値
の全てを１に設定することを特徴とする。
復調装置に用いられ、該復調装置の復調器からの多値ベ
ースバンド信号を自動等化し、自動等化されたデジタル
信号を出力する自動等化器であって、 前記多値ベースバンド信号をアナログデジタル変換し
て変換されたデジタル信号を出力するアナログデジタル
変換器と、前記変換されたデジタル信号を１個の主タッ
プと（ｎ−１）個の残りのタップとを制御するためのｎ
個のタップ係数制御信号に基づき自動等化し、前記自動
等化されたデジタル信号を出力するタップ係数可変デジ
タル形トラスバーサルフィルタと、前記変換されたデジ
タル信号中の第１の判定出力信号と前記自動等化された
デジタル信号中の第２の判定出力信号のうちいずれか一
方の判定出力信号を第１の入力信号とし前記自動等化さ
れたデジタル信号の中の前記第２の判定出力信号と送信
信号の推定値との誤差分を表す誤差信号を第２の入力信
号としてｎ個のタップの相関値を出力する相関回路と、
前記ｎ個のタップの相関値にそれぞれｎ個の制限値を乗
じて前記ｎ個のタップ係数制御信号を出力するｎ個の乗
算器とを備えた自動等化器において、 前記復調器の同期外れを検出して同期外れ検出信号を
出力する同期外れ検出回路と、 前記同期外れ検出信号に応答して前記ｎ個の制限値を
変化させる制限値制御回路とを有し、 該制限値制御回路は、前記同期外れ検出信号が同期外
れ状態を示しているときは前記主タップ係数に対応する
制限値を１に前記残りのタップ係数に対応する（ｎ−
１）個の制限値を１より小さい値に設定し、前記同期外
れ検出信号が同期状態を示しているときは前記主タップ
係数及び前記残りのタップ係数に対応するｎ個の制限値
の全てを１に設定することを特徴とする。
以下、本発明の実施例について図面を参照して説明す
る。
る。
第１図は本発明の実施例によるトランスバーサル形自
動等化器であり、アナログ・デジタル（A/D）変換器1
1、トランスバーサル・フィルタ12、タップ係数制御回
路13、および同期外れ検出回路14を有する。
動等化器であり、アナログ・デジタル（A/D）変換器1
1、トランスバーサル・フィルタ12、タップ係数制御回
路13、および同期外れ検出回路14を有する。
本実施例のトランスバーサル形自動等化器は、タップ
係数制御回路13が変更され、同期外れ検出回路14が付加
されている点を除いて、従来のトランスバーサル形自動
等化器と同様の構成を有する。入力端子１に供給された
入力信号の符号間干渉が除去され出力端子２から送出さ
れる様子は従来と同様である。従って、従来と同じ構成
及び動作の部分の説明については省略する。
係数制御回路13が変更され、同期外れ検出回路14が付加
されている点を除いて、従来のトランスバーサル形自動
等化器と同様の構成を有する。入力端子１に供給された
入力信号の符号間干渉が除去され出力端子２から送出さ
れる様子は従来と同様である。従って、従来と同じ構成
及び動作の部分の説明については省略する。
復調器は、この復調器の搬送波再生を制御する搬送波
再生回路（図示せず）を有する。搬送波再生回路は端子
３へ搬送波再生制御信号100を送出する。同期外れ検出
回路14は、端子３から供給された搬送波再生制御信号10
0を監視する。同期外れ検出回路14は、復調器による再
生搬送波が受信信号と非同期状態となると、直ちに、搬
送波非同期信号123を出力する。この同期外れ検出回路1
4は、例えば、特開昭48−17661号公報に開示されてい
る。
再生回路（図示せず）を有する。搬送波再生回路は端子
３へ搬送波再生制御信号100を送出する。同期外れ検出
回路14は、端子３から供給された搬送波再生制御信号10
0を監視する。同期外れ検出回路14は、復調器による再
生搬送波が受信信号と非同期状態となると、直ちに、搬
送波非同期信号123を出力する。この同期外れ検出回路1
4は、例えば、特開昭48−17661号公報に開示されてい
る。
タップ係数制御回路13は、従来のタップ係数制御回路
13′の乗算回路31、32、33、及び相関回路34に加えて、
制限値制御回路30を有する。制限値制御回路30は同期外
れ検出回路14から供給される搬送波非同期信号123に基
づきタップ係数の最大値の制限値131、132、133を出力
する。
13′の乗算回路31、32、33、及び相関回路34に加えて、
制限値制御回路30を有する。制限値制御回路30は同期外
れ検出回路14から供給される搬送波非同期信号123に基
づきタップ係数の最大値の制限値131、132、133を出力
する。
次に、本実施例のトランスバーサル形自動等化器の動
作について説明する。
作について説明する。
今、トランスバーサル・フィルタ12のタップ係数がフ
ェージング補償の為の最適値であるか或いは最適値の近
傍にあり波形歪みを受けた信号を除去している状態を収
束、それ以外の状態を発散と定義する。
ェージング補償の為の最適値であるか或いは最適値の近
傍にあり波形歪みを受けた信号を除去している状態を収
束、それ以外の状態を発散と定義する。
先に述べたように、発散時に収束性を高める為には、
主タップ以外のタップ係数の制限値は１より小さい方が
良い。ところが、収束時にフェージング補償特性を高め
る為には、制限値は１が良い。
主タップ以外のタップ係数の制限値は１より小さい方が
良い。ところが、収束時にフェージング補償特性を高め
る為には、制限値は１が良い。
本発明においては、収束・発散の判断を先に述べた搬
送波非同期信号123を用いて行う。
送波非同期信号123を用いて行う。
即ち、搬送波非同期信号123が発生していなければ自
動等化器は収束状態、搬送波非同期信号123の発生中は
自動等化器が発散状態と解釈する。また、制限値制御回
路30には、発散時に各タップに与える制限値（例えば、
主タップは１、±１タップは1/2）が予め設定してあ
る。
動等化器は収束状態、搬送波非同期信号123の発生中は
自動等化器が発散状態と解釈する。また、制限値制御回
路30には、発散時に各タップに与える制限値（例えば、
主タップは１、±１タップは1/2）が予め設定してあ
る。
フェージングが非常に大きい場合やシステムの起動時
等には、自動等化器は発散状態にある。受信品質監視信
号である搬送波非同期信号123によって発散中と判断し
た場合、制限値制御回路30は予め設定した制限値131,13
2,133を各タップの乗算器31、32、33に出力する。乗算
器31、32、33は、相関値134、135、136にそれぞれ制限
値131、132、133を乗じて、タップ係数制御信号111、11
2、113を出力する。発散時の制限値を従来と同じ値にす
れば、本発明の自動等化器は、発散時の収束特性に関し
て、従来の自動等化器と同じ特性を持ち、同様の働きを
示す。
等には、自動等化器は発散状態にある。受信品質監視信
号である搬送波非同期信号123によって発散中と判断し
た場合、制限値制御回路30は予め設定した制限値131,13
2,133を各タップの乗算器31、32、33に出力する。乗算
器31、32、33は、相関値134、135、136にそれぞれ制限
値131、132、133を乗じて、タップ係数制御信号111、11
2、113を出力する。発散時の制限値を従来と同じ値にす
れば、本発明の自動等化器は、発散時の収束特性に関し
て、従来の自動等化器と同じ特性を持ち、同様の働きを
示す。
一方、フェージングが小さくなり、自動等化器が収束
状態にあるとしよう。制限値制御回路30は、このことを
搬送波非同期信号123により判断して、制限量１の制限
値131、132、133をそれぞれ乗算器31、32、33に出力す
る。乗算器31、32、33は、この制限値131、132、133に
従いタップ係数111、112、113を出力する。
状態にあるとしよう。制限値制御回路30は、このことを
搬送波非同期信号123により判断して、制限量１の制限
値131、132、133をそれぞれ乗算器31、32、33に出力す
る。乗算器31、32、33は、この制限値131、132、133に
従いタップ係数111、112、113を出力する。
収束時における本発明の自動等化器は、各タップ係数
の絶対値の最大値が１であるため、従来の自動等化器よ
りも大きなフェージングを補償することができる。即
ち、大きな波形歪みを除去することができる。
の絶対値の最大値が１であるため、従来の自動等化器よ
りも大きなフェージングを補償することができる。即
ち、大きな波形歪みを除去することができる。
又、自動等化器が発散状態から収束状態に変化した場
合に、主タップ以外のタップ係数の制限値を瞬時に1/2
から１に切り替えると、そのタップ係数値に不連続が生
じて十分な収束特性が得られないことがある。そのた
め、本発明では、主タップ以外のタップ係数の制限値を
1/2から１へ切り替える際には、微小量づつ制限値を大
きくする方法をとる。逆に、自動等化器が収束状態から
発散状態に変化した場合には、主タップ以外のタップ係
数の制限値を瞬時に切り替えても構わない。
合に、主タップ以外のタップ係数の制限値を瞬時に1/2
から１に切り替えると、そのタップ係数値に不連続が生
じて十分な収束特性が得られないことがある。そのた
め、本発明では、主タップ以外のタップ係数の制限値を
1/2から１へ切り替える際には、微小量づつ制限値を大
きくする方法をとる。逆に、自動等化器が収束状態から
発散状態に変化した場合には、主タップ以外のタップ係
数の制限値を瞬時に切り替えても構わない。
最後に、本発明の自動等化器は、同相及び直交の２つ
の成分をもつ二次元ベースバンド信号が入力信号の場合
にも容易に適用することが可能である。
の成分をもつ二次元ベースバンド信号が入力信号の場合
にも容易に適用することが可能である。
第４図に従来の自動等化器及び本発明の自動等化器に
よって得られるシグニチュア曲線を示す。シグニチュア
曲線はフェージングによる伝送路の歪みに対して受信装
置の性能を評価するためのものである。シグニチュア曲
線はフェージングのノッチ周波数fnに対して所要の符号
誤り率Peを得るノッチの深さDnを示した図である。
よって得られるシグニチュア曲線を示す。シグニチュア
曲線はフェージングによる伝送路の歪みに対して受信装
置の性能を評価するためのものである。シグニチュア曲
線はフェージングのノッチ周波数fnに対して所要の符号
誤り率Peを得るノッチの深さDnを示した図である。
従来の自動等化器では、タップ係数の飽和のため、第
４図（ａ）のような、シグニチュア特性しか得られな
い。これに対し、本発明の自動等化器では、タップ係数
の収束特性を犠牲にすることなく、第４図（ｂ）のよう
な、良好なシグニチュア特性を得ることができる。
４図（ａ）のような、シグニチュア特性しか得られな
い。これに対し、本発明の自動等化器では、タップ係数
の収束特性を犠牲にすることなく、第４図（ｂ）のよう
な、良好なシグニチュア特性を得ることができる。
以上説明したように本発明によると、トランスバーサ
ル・フィルタのタップ係数が最適な係数値に収束してい
るか否かを検出することにより、収束中は制限値を解放
するようにタップ係数の制限値を制御して、トランスバ
ーサル・フィルタのもつ最大限の能力を発揮することが
可能となる。又、タップ係数が発散している間は、タッ
プ係数に従来の自動等化器と同様の制限値を与えること
により、その収束特性も従来と同様の特性を得ることが
できる。
ル・フィルタのタップ係数が最適な係数値に収束してい
るか否かを検出することにより、収束中は制限値を解放
するようにタップ係数の制限値を制御して、トランスバ
ーサル・フィルタのもつ最大限の能力を発揮することが
可能となる。又、タップ係数が発散している間は、タッ
プ係数に従来の自動等化器と同様の制限値を与えること
により、その収束特性も従来と同様の特性を得ることが
できる。
第１図は本発明の一実施例による自動等化器を示すブロ
ック図、第２図は従来の自動等化器を示すブロック図、
第３図はフェージングの大きさの変化によるトランスバ
ーサル・フィルタのタップ係数値の変化を示す図で、
（ａ）はフェージング無し、（ｂ）はフェージング小、
（ｃ）はフェージング大の場合を示し、（１）は全タッ
プの制限値が１の場合、（２）は主タップの制限値が
１、±１タップの制限値が1/2の場合を示し、第４図は
シグニチュア曲線を示す図で、（ａ）は従来の自動等化
器によるシグニチュア曲線、（ｂ）は本発明の自動等化
器によるシグニチュア曲線を示す。 11……A/D変換器、12……トランスバーサル・フィル
タ、13……タップ係数制御回路、14……同期外れ検出回
路、21,22……遅延回路、23〜25,31〜33……乗算器、26
……加算器、30……制限値制御回路、34……相関回路。
ック図、第２図は従来の自動等化器を示すブロック図、
第３図はフェージングの大きさの変化によるトランスバ
ーサル・フィルタのタップ係数値の変化を示す図で、
（ａ）はフェージング無し、（ｂ）はフェージング小、
（ｃ）はフェージング大の場合を示し、（１）は全タッ
プの制限値が１の場合、（２）は主タップの制限値が
１、±１タップの制限値が1/2の場合を示し、第４図は
シグニチュア曲線を示す図で、（ａ）は従来の自動等化
器によるシグニチュア曲線、（ｂ）は本発明の自動等化
器によるシグニチュア曲線を示す。 11……A/D変換器、12……トランスバーサル・フィル
タ、13……タップ係数制御回路、14……同期外れ検出回
路、21,22……遅延回路、23〜25,31〜33……乗算器、26
……加算器、30……制限値制御回路、34……相関回路。
Claims (3)
- 【請求項１】デジタル無線通信方式の復調装置に用いら
れ、該復調装置の復調器からの多値ベースバンド信号を
自動等化し、自動等化されたデジタル信号を出力する自
動等化器であって、 前記多値ベースバンド信号をアナログデジタル変換して
変換されたデジタル信号を出力するアナログデジタル変
換器と、前記変換されたデジタル信号を１個の主タップ
と（ｎ−１）個の残りのタップとを制御するためのｎ個
のタップ係数制御信号に基づき自動等化し、前記自動等
化されたデジタル信号を出力するタップ係数可変デジタ
ル形トラスバーサルフィルタと、前記変換されたデジタ
ル信号中の第１の判定出力信号と前記自動等化されたデ
ジタル信号中の第２の判定出力信号のうちいずれか一方
の判定出力信号を第１の入力信号とし前記自動等化され
たデジタル信号の中の前記第２の判定出力信号と送信信
号の推定値との誤差分を表す誤差信号を第２の入力信号
としてｎ個のタップの相関値を出力する相関回路と、前
記ｎ個のタップの相関値にそれぞれｎ個の制限値を乗じ
て前記ｎ個のタップ係数制御信号を出力するｎ個の乗算
器とを備えた自動等化器において、 前記復調器の同期外れを検出して同期外れ検出信号を出
力する同期外れ検出回路と、 前記同期外れ検出信号に応答して前記ｎ個の制限値を変
化させる制限値制御回路とを有し、 該制限値制御回路は、前記同期外れ検出信号が同期外れ
状態を示しているときは前記主タップ係数に対応する制
限値を１に前記残りのタップ係数に対応する（ｎ−１）
個の制限値を１より小さい値に設定し、前記同期外れ検
出信号が同期状態を示しているときは前記主タップ係数
及び前記残りのタップ係数に対応するｎ個の制限値の全
てを１に設定することを特徴とする自動等化器。 - 【請求項２】前記復調器は当該復調器の搬送波再生を制
御して搬送波再生制御信号を出力する搬送波再生回路を
含み、前記同期外れ検出回路は、前記搬送波再生制御信
号を監視し、前記復調器による再生搬送波が受信信号と
非同期状態となるとき、前記同期外れ検出信号として前
記非同期状態を表す搬送波非同期信号を出力することを
特徴とする請求項１記載の自動等化器。 - 【請求項３】前記制限値制御回路は、前記同期外れ検出
信号が同期外れ状態から同期状態へ変化したときは、前
記ｎ個の制限値を１まで微小量づつ変化させることを特
徴とする請求項１記載の自動等化器。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2155483A JP2616152B2 (ja) | 1990-06-15 | 1990-06-15 | 自動等化器 |
| EP91305433A EP0461931B1 (en) | 1990-06-15 | 1991-06-14 | Adaptive equalizer capable of effectively removing a remaining fading in an equalized signal |
| CA002044707A CA2044707C (en) | 1990-06-15 | 1991-06-14 | Adaptive equalizer capable of effectively removing a remaining fading in an equalized signal |
| DE69127403T DE69127403T2 (de) | 1990-06-15 | 1991-06-14 | Adaptiver Entzerrer, der zur wirksamen Beseitigung eines nachbleibenden Schwunds in einem entzerrten Signal geeignet ist |
| AU78465/91A AU637913B2 (en) | 1990-06-15 | 1991-06-17 | Adaptive equalizer capable of effectively removing a remaining fading in an equalized signal |
| US07/716,473 US5230006A (en) | 1990-06-15 | 1991-06-17 | Adaptive equalizer capable of effectively removing a remaining fading in an equalized signal |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2155483A JP2616152B2 (ja) | 1990-06-15 | 1990-06-15 | 自動等化器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0447721A JPH0447721A (ja) | 1992-02-17 |
| JP2616152B2 true JP2616152B2 (ja) | 1997-06-04 |
Family
ID=15607035
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2155483A Expired - Lifetime JP2616152B2 (ja) | 1990-06-15 | 1990-06-15 | 自動等化器 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5230006A (ja) |
| EP (1) | EP0461931B1 (ja) |
| JP (1) | JP2616152B2 (ja) |
| AU (1) | AU637913B2 (ja) |
| CA (1) | CA2044707C (ja) |
| DE (1) | DE69127403T2 (ja) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2611557B2 (ja) * | 1991-02-19 | 1997-05-21 | 日本電気株式会社 | 判定帰還形自動等化器 |
| CA2074782C (en) * | 1991-07-30 | 1997-10-07 | Akihiko Sugiyama | Method of and apparatus for identifying unknown system using adaptive filter |
| JPH0590904A (ja) * | 1991-09-27 | 1993-04-09 | Nec Corp | 制御信号発生回路 |
| JPH05183456A (ja) * | 1991-12-27 | 1993-07-23 | Nec Corp | 制御信号発生装置 |
| US5483552A (en) * | 1992-10-27 | 1996-01-09 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Adaptive equalizing apparatus for controlling the input signal level of quantized feedback |
| JPH0738560B2 (ja) * | 1993-02-23 | 1995-04-26 | 日本電気株式会社 | 自動等化器 |
| DE69533816T2 (de) * | 1994-03-28 | 2005-04-21 | Nec Corp | Verfahren und Vorrichtung zum Steuern der Filterkoeffizienten eines adaptiven signalangepassten Filters in einem automatischen Entzerrer |
| CA2148962C (en) * | 1994-05-23 | 2000-03-28 | Douglas G. Pedersen | Coherence optimized active adaptive control system |
| JPH08213943A (ja) * | 1995-01-31 | 1996-08-20 | Nec Corp | 干渉補償器 |
| US5942003A (en) * | 1996-12-23 | 1999-08-24 | Lsi Logic Corporation | Error burst detector for lowering receiver bit error rate |
| US7071918B2 (en) | 2000-01-28 | 2006-07-04 | Hosiden Corporation | Volume-integral type multi directional input apparatus |
| ES2160087B1 (es) * | 2000-02-18 | 2003-03-01 | Mier Comunicaciones S A | Procedimiento para la repeticion de señales en insofrecuencia y repetidor de señales en isofrecuencia. |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2945331C2 (de) * | 1979-11-09 | 1984-05-30 | Nixdorf Computer Ag, 4790 Paderborn | Vorrichtung in einer Signal-oder Datenverarbeitungsanlage zur Einstellung einer Signalverarbeitungsschaltung |
| JPS5741022A (en) * | 1980-08-26 | 1982-03-06 | Nec Corp | Automatic equalizer |
| FR2496363A1 (fr) * | 1980-12-12 | 1982-06-18 | Cit Alcatel | Procede et dispositif de detection de la sequence d'apprentissage d'un egaliseur auto-adaptatif |
| JPS5897916A (ja) * | 1981-12-07 | 1983-06-10 | Hitachi Ltd | 自動等化器制御方式 |
| JPS5962228A (ja) * | 1982-10-01 | 1984-04-09 | Nec Corp | 自動等化器 |
| JPS5992631A (ja) * | 1982-11-19 | 1984-05-28 | Fujitsu Ltd | タツプ重み係数制御方式 |
| US4597089A (en) * | 1983-07-11 | 1986-06-24 | Hycom Incorporated | Single pulse fast learn modem |
| JPH0681167B2 (ja) * | 1984-07-28 | 1994-10-12 | 富士通株式会社 | ディジタル無線通信用の受信装置 |
| JPH0752856B2 (ja) * | 1987-04-30 | 1995-06-05 | 日本電気株式会社 | 復調装置 |
| US4805191A (en) * | 1987-11-25 | 1989-02-14 | Motorola, Inc. | Modem with improved timing recovery using equalized data |
-
1990
- 1990-06-15 JP JP2155483A patent/JP2616152B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1991
- 1991-06-14 EP EP91305433A patent/EP0461931B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-06-14 CA CA002044707A patent/CA2044707C/en not_active Expired - Fee Related
- 1991-06-14 DE DE69127403T patent/DE69127403T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1991-06-17 AU AU78465/91A patent/AU637913B2/en not_active Ceased
- 1991-06-17 US US07/716,473 patent/US5230006A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA2044707A1 (en) | 1991-12-16 |
| EP0461931A3 (en) | 1993-08-25 |
| AU637913B2 (en) | 1993-06-10 |
| US5230006A (en) | 1993-07-20 |
| EP0461931B1 (en) | 1997-08-27 |
| CA2044707C (en) | 1996-02-20 |
| EP0461931A2 (en) | 1991-12-18 |
| DE69127403D1 (de) | 1997-10-02 |
| JPH0447721A (ja) | 1992-02-17 |
| AU7846591A (en) | 1991-12-19 |
| DE69127403T2 (de) | 1998-01-02 |
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