JP2503715B2 - 適応受信機 - Google Patents
適応受信機Info
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- JP2503715B2 JP2503715B2 JP2085636A JP8563690A JP2503715B2 JP 2503715 B2 JP2503715 B2 JP 2503715B2 JP 2085636 A JP2085636 A JP 2085636A JP 8563690 A JP8563690 A JP 8563690A JP 2503715 B2 JP2503715 B2 JP 2503715B2
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- Japan
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- signal
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- diversity
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- Radio Transmission System (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は適応受信機に関し、特にマルチパスフェージ
ング回線においてダイバーシティ受信によりマルチパス
歪の除去を行なう適応受信器に関する。
ング回線においてダイバーシティ受信によりマルチパス
歪の除去を行なう適応受信器に関する。
（従来の技術） 従来、厳しいマルチパスフェージング回線に用いられ
る受信機では、ダイバーシティ技術と波形歪の等化技術
とが併用されている。第４図に２重ダイバーシティの従
来の受信機を示す。ダイバーシティ合成は合成器41で波
形歪の等化は適応等化器42で行なわれる。ダイバーシテ
ィ合成には切換え方式と合成方式とがあるが、厳しいフ
ェージング回線では合成方式が用いられている。さらに
合成方式は同相合成と最大比合成とに分けられる。一般
に、合成器41のダイバーシティ合成の制御には、合成出
力と入力との相関値またはダイバーシティルート間の位
相差、振幅差が用いられている。ディジタルマイクロ波
回線のインパルス応答は一般に２波モデルで近似され、
ダイバーシティルート間では独立である。第４図の43お
よび44は、２つのダイバーシティルートのインパルス応
答の一例である。43は“主波＋進み波”で、44は“主波
＋遅れ波”の状態を仮定している。送信シンボル列をan
（ｎ＝−∞…＋∞）とし、判定基準シンボルをとした
時、各ダイバーシティルートの希望信号成分はS1＝h0a0
およびS2＝h0a0となる。第５図は第４図に示す受信機の
ダイバーシティ合成の説明図である。第５図（ａ）はダ
イバーシティ入力１および２ともに符号間干渉量が主信
号成分に比べ小さい場合を示すもので、合成器41により
希望信号成分のベクトルS1とS2とは同相に位相制御され
て合成される。一方、第５図（ｂ）は符号間干渉量の方
が希望信号成分より大きい場合を示している。この場
合、ダイバーシティルート１および２にて支配的レベル
にある信号は、それぞれa+1およa-1となっており、希望
信号a0について同相合成の制御が行なわれない。従って
第５図（ｂ）において合成器41の出力であるS1とS2との
合成ベクトルS0はレベル低下の可能性が出てくる。この
場合、ダイバーシティ効果が得られず、主信号レベルの
低下によるSN比劣化および符号間干渉の増大などの結果
を招き、ダイバーシティ合成しない時より劣化すること
になる。
る受信機では、ダイバーシティ技術と波形歪の等化技術
とが併用されている。第４図に２重ダイバーシティの従
来の受信機を示す。ダイバーシティ合成は合成器41で波
形歪の等化は適応等化器42で行なわれる。ダイバーシテ
ィ合成には切換え方式と合成方式とがあるが、厳しいフ
ェージング回線では合成方式が用いられている。さらに
合成方式は同相合成と最大比合成とに分けられる。一般
に、合成器41のダイバーシティ合成の制御には、合成出
力と入力との相関値またはダイバーシティルート間の位
相差、振幅差が用いられている。ディジタルマイクロ波
回線のインパルス応答は一般に２波モデルで近似され、
ダイバーシティルート間では独立である。第４図の43お
よび44は、２つのダイバーシティルートのインパルス応
答の一例である。43は“主波＋進み波”で、44は“主波
＋遅れ波”の状態を仮定している。送信シンボル列をan
（ｎ＝−∞…＋∞）とし、判定基準シンボルをとした
時、各ダイバーシティルートの希望信号成分はS1＝h0a0
およびS2＝h0a0となる。第５図は第４図に示す受信機の
ダイバーシティ合成の説明図である。第５図（ａ）はダ
イバーシティ入力１および２ともに符号間干渉量が主信
号成分に比べ小さい場合を示すもので、合成器41により
希望信号成分のベクトルS1とS2とは同相に位相制御され
て合成される。一方、第５図（ｂ）は符号間干渉量の方
が希望信号成分より大きい場合を示している。この場
合、ダイバーシティルート１および２にて支配的レベル
にある信号は、それぞれa+1およa-1となっており、希望
信号a0について同相合成の制御が行なわれない。従って
第５図（ｂ）において合成器41の出力であるS1とS2との
合成ベクトルS0はレベル低下の可能性が出てくる。この
場合、ダイバーシティ効果が得られず、主信号レベルの
低下によるSN比劣化および符号間干渉の増大などの結果
を招き、ダイバーシティ合成しない時より劣化すること
になる。
以上に述べた従来の受信機の欠点は、ダイバーシティ
合成の制御に受信機の出力の判定信号が用いられていな
いために生じる。これを改善するものとして、MF/DFE受
信方式がある。これは、1979年２月に電子通信学会、通
信方式研究会において“マルチパス伝送路における適応
受信方式”（CS78−203）として提案されたものであ
る。ここでは、適応整合フィルタ（MF）でダイバーシテ
ィ合成した後、判定帰還形等化器（DFE）で歪を除去す
る。ダイバーシティ合成の制御には判定信号が用いられ
ているので、第５図（ｂ）に示すように符号間干渉量が
希望信号成分より大きい場合でも希望信号成分は同相に
制御されて最大比合成が行なわれる。しかし、このMF/D
FE受信方式の欠点は伝搬歪以外に適応整合フィルタによ
る歪が生じることである。このため“主波＋遅れ波”の
最小位相推移フェーシングについては判定帰還形等化器
単体より性能が劣る。
合成の制御に受信機の出力の判定信号が用いられていな
いために生じる。これを改善するものとして、MF/DFE受
信方式がある。これは、1979年２月に電子通信学会、通
信方式研究会において“マルチパス伝送路における適応
受信方式”（CS78−203）として提案されたものであ
る。ここでは、適応整合フィルタ（MF）でダイバーシテ
ィ合成した後、判定帰還形等化器（DFE）で歪を除去す
る。ダイバーシティ合成の制御には判定信号が用いられ
ているので、第５図（ｂ）に示すように符号間干渉量が
希望信号成分より大きい場合でも希望信号成分は同相に
制御されて最大比合成が行なわれる。しかし、このMF/D
FE受信方式の欠点は伝搬歪以外に適応整合フィルタによ
る歪が生じることである。このため“主波＋遅れ波”の
最小位相推移フェーシングについては判定帰還形等化器
単体より性能が劣る。
MF/DFE受信方式以外のものとしては、ダイバーシティ
合成機能を有する判定帰還形等化器（DFE）が1980年１
月アイ・イー・イー・コミュニケイション マガジン18
巻16ページ−18ページ“フェージング チャンネル コ
ミュニケイションズ”に記載されている。このダイバー
シティ合成機能を有する判定帰還形等化器は、その前方
等化器（FE）でダイバーシティ合成とインパルス応答の
前縁（Precursor）による歪の除去とを同い、その等化
器（BE）でインパルス応答の後縁（Postcursor）による
歪の除去を行なう。この方式で等化能力はMF/DFE受信方
式と同じである。このダイバーシティ合成機能を有する
判定帰還形等化器は、ダイバーシティ次数の増加に伴い
適応動作上の収束速度が極めて劣化するという欠点を持
つ。
合成機能を有する判定帰還形等化器（DFE）が1980年１
月アイ・イー・イー・コミュニケイション マガジン18
巻16ページ−18ページ“フェージング チャンネル コ
ミュニケイションズ”に記載されている。このダイバー
シティ合成機能を有する判定帰還形等化器は、その前方
等化器（FE）でダイバーシティ合成とインパルス応答の
前縁（Precursor）による歪の除去とを同い、その等化
器（BE）でインパルス応答の後縁（Postcursor）による
歪の除去を行なう。この方式で等化能力はMF/DFE受信方
式と同じである。このダイバーシティ合成機能を有する
判定帰還形等化器は、ダイバーシティ次数の増加に伴い
適応動作上の収束速度が極めて劣化するという欠点を持
つ。
（発明が解決しようとする課題） 上述した従来の受信機には、厳しいマルチパスフェー
ジング条件下ではダイバーシティ効果が得られない、ま
たはダイバーシティ効果が得られても等化能力が不足し
ている、または適応特性が悪い等の欠点がある。
ジング条件下ではダイバーシティ効果が得られない、ま
たはダイバーシティ効果が得られても等化能力が不足し
ている、または適応特性が悪い等の欠点がある。
そこで本発明の目的は、ダイバーシティ効果と適応等
化について優れた特性を有する適応受信機を提供するこ
とにある。
化について優れた特性を有する適応受信機を提供するこ
とにある。
（課題を解決するための手段） 本発明の適応受信機は、 シンボル長Ｔ間隔のトランスバーサルフィルタでなり
該トランスバーサルフィルタのセンターカップC0jの位
置を最終段側から前段側へＮタップだけシフトしてあっ
て入力信号に対して線形な等化を行うＭ個の前方等化手
段と、該Ｍ個の前方等化手段のそれぞれの出力を合成し
てＭ重ダイバーシティ合成を行う合成と、シンボル長Ｔ
間隔のトランスバーサルフィルタでなり入力信号に対し
て非線形な等化を行う後方等化手段と、該後方等化手段
と前記合成手段との出力の差をとる第１の減算手段と、
該第１の減算手段の出力信号を入力して判定信号を出力
する判定手段と、該判定手段の入出力間の差を取り誤差
信号ε０を得る第２の減算手段と、該誤差信号ε０と前
記Ｍ個の前方等化手段および前記後方等化手段の各タッ
プ上の信号とからLMSアルゴリズムによりタップ係数を
求めるタップ係数修正手段と、前記Ｍ個の前方等化手段
のそれぞれについてセンタータップから最終段側までの
各C0j,C+1j,…,C+ij…,C+Njタップ上の受信信号と前記
判定信号との相関を取ることにより回線のインパルス応
答の主応答hojおよび前縁（Precursor）h-1j,…,h-ij,
…,h-Njを監視する手段と、前記Ｍ個の前方等化手段の
それぞれのセンタータップC0jより後段の各C+1j,C+2j,
…,C+iJ,…,C+Njタップと前記後方等化手段のタップ初
段以降の各d1,d2,…,di,…,dNタップについて前記前方
等化手段のC+ijタップ乗算器出力と前記後方等化手段の
diタップ乗算器出力との差を取って誤差と前記判定信号
との差をｊ番目ダイバーシティルートに対する誤差信号
εijとする第３の減算手段と、監視されたインパルス応
答のPrecursor h-ijの主応答h0jに対する増大に応じて
前記Ｍ個の前方等化手段のセンタータップC0jからｉタ
ップ後段のC+ijタップについてのLMSアルゴリズムによ
るタップ修正を前記誤差信号ε０から前記誤差信号εii
に切換て行なって、Precursor h-ijの主応答に対する減
少に応じて前記誤差信号εijで制御されていたタップ修
正を前記誤差信号ε０の制御に切換え、さらにそのタッ
プ係数に１より小さな係数を逐次乗じて変更し、Precur
sor h-ijが定常または零となった場合には前記タップ修
正を前記誤差信号ε０を用いるLMSアルゴリズムに戻す
タップ係数修正制御手段とを備えることを特徴とする。
該トランスバーサルフィルタのセンターカップC0jの位
置を最終段側から前段側へＮタップだけシフトしてあっ
て入力信号に対して線形な等化を行うＭ個の前方等化手
段と、該Ｍ個の前方等化手段のそれぞれの出力を合成し
てＭ重ダイバーシティ合成を行う合成と、シンボル長Ｔ
間隔のトランスバーサルフィルタでなり入力信号に対し
て非線形な等化を行う後方等化手段と、該後方等化手段
と前記合成手段との出力の差をとる第１の減算手段と、
該第１の減算手段の出力信号を入力して判定信号を出力
する判定手段と、該判定手段の入出力間の差を取り誤差
信号ε０を得る第２の減算手段と、該誤差信号ε０と前
記Ｍ個の前方等化手段および前記後方等化手段の各タッ
プ上の信号とからLMSアルゴリズムによりタップ係数を
求めるタップ係数修正手段と、前記Ｍ個の前方等化手段
のそれぞれについてセンタータップから最終段側までの
各C0j,C+1j,…,C+ij…,C+Njタップ上の受信信号と前記
判定信号との相関を取ることにより回線のインパルス応
答の主応答hojおよび前縁（Precursor）h-1j,…,h-ij,
…,h-Njを監視する手段と、前記Ｍ個の前方等化手段の
それぞれのセンタータップC0jより後段の各C+1j,C+2j,
…,C+iJ,…,C+Njタップと前記後方等化手段のタップ初
段以降の各d1,d2,…,di,…,dNタップについて前記前方
等化手段のC+ijタップ乗算器出力と前記後方等化手段の
diタップ乗算器出力との差を取って誤差と前記判定信号
との差をｊ番目ダイバーシティルートに対する誤差信号
εijとする第３の減算手段と、監視されたインパルス応
答のPrecursor h-ijの主応答h0jに対する増大に応じて
前記Ｍ個の前方等化手段のセンタータップC0jからｉタ
ップ後段のC+ijタップについてのLMSアルゴリズムによ
るタップ修正を前記誤差信号ε０から前記誤差信号εii
に切換て行なって、Precursor h-ijの主応答に対する減
少に応じて前記誤差信号εijで制御されていたタップ修
正を前記誤差信号ε０の制御に切換え、さらにそのタッ
プ係数に１より小さな係数を逐次乗じて変更し、Precur
sor h-ijが定常または零となった場合には前記タップ修
正を前記誤差信号ε０を用いるLMSアルゴリズムに戻す
タップ係数修正制御手段とを備えることを特徴とする。
（実施例） 次に、本発明について図面を参照して説明する。
第１図は本発明の一実施例の構成図である。第１図に
おいて、10は前方等化器、11,12,13,14,21,22,23,24は
送信シンボル長Ｔの遅延時間を有する遅延素子、15,16,
17,18,25,26,27,28は乗算器、71,72,73,74は相関器、4
0,41,61,62,63,64は減算器、31は加算器、80は判定器、
50は後方等化器、51,52は送信シンボル長Ｔの遅延時間
を有する遅延素子、53,54は乗算器、55は加算器、であ
る。前方等化器10は２つの等化器を１つにまとめたもの
で２入力となっている。
おいて、10は前方等化器、11,12,13,14,21,22,23,24は
送信シンボル長Ｔの遅延時間を有する遅延素子、15,16,
17,18,25,26,27,28は乗算器、71,72,73,74は相関器、4
0,41,61,62,63,64は減算器、31は加算器、80は判定器、
50は後方等化器、51,52は送信シンボル長Ｔの遅延時間
を有する遅延素子、53,54は乗算器、55は加算器、であ
る。前方等化器10は２つの等化器を１つにまとめたもの
で２入力となっている。
第１図の実施例は２重ダイバーシティ合成を２入力の
前方等化器（FE）10により行なっているので、従来の技
術として前述した“ダイバーシティ合成機能を有する判
定帰還形等化器（DFE）”と類似しているが、前方等化
器10のセンタータップの位置を最終段側から前段側へシ
フトさせていることと、適応制御用の誤差信号として、
ε０に加えて新たにε１とε２を用意していることが異
なる。
前方等化器（FE）10により行なっているので、従来の技
術として前述した“ダイバーシティ合成機能を有する判
定帰還形等化器（DFE）”と類似しているが、前方等化
器10のセンタータップの位置を最終段側から前段側へシ
フトさせていることと、適応制御用の誤差信号として、
ε０に加えて新たにε１とε２を用意していることが異
なる。
ダイバーシティルート１すなわち入力１の受信信号は
遅延素子11,12,13,14に入力した後、15,16,17,18の各乗
算器にてそれぞれタップ係数c-2,c-1,c0,c+1が乗ぜら
れ、加算器31に入力する。ダイバーシティルート２すな
わち入力２の受信信号もルート１と同様の操作を受け加
算器31に入力してダイバーシティ合成が行なわれる。減
算器40において、加算器31の出力信号から後方等化器
（BE）50の出力信号である加算器55の出力信号を減算さ
れ、その減算された信号は判定器80により判定信号とし
て識別される。判定信号は後方等化器50の遅延素子51,5
2に入力し、乗算器53,54にてタップ係数d1,d2が乗ぜら
れ、加算器55に入力する。LMSアルゴリズムによるタッ
プ係数修正のために判定器80の入出力間の差が減算器41
で取られ、誤差信号ε０が出力される。一方、前方等化
器10のC+1,b+1タップ出力は、それぞれ63および64の減
算器にて後方等化器50のd1タップ出力と差が取られ、さ
らに61および62の減算器にて判定信号との差が取られて
誤差信号ε１とε２が得られる また判定器80から出力される判定信号は71,72おび73,
74の相関器にて前方等化器10のタップ上の受信信号u0,u
+1,v0,v+1と相関が取られ、相関値W1 0,W1 +1,W2 0,W2 +1が
出力される。
遅延素子11,12,13,14に入力した後、15,16,17,18の各乗
算器にてそれぞれタップ係数c-2,c-1,c0,c+1が乗ぜら
れ、加算器31に入力する。ダイバーシティルート２すな
わち入力２の受信信号もルート１と同様の操作を受け加
算器31に入力してダイバーシティ合成が行なわれる。減
算器40において、加算器31の出力信号から後方等化器
（BE）50の出力信号である加算器55の出力信号を減算さ
れ、その減算された信号は判定器80により判定信号とし
て識別される。判定信号は後方等化器50の遅延素子51,5
2に入力し、乗算器53,54にてタップ係数d1,d2が乗ぜら
れ、加算器55に入力する。LMSアルゴリズムによるタッ
プ係数修正のために判定器80の入出力間の差が減算器41
で取られ、誤差信号ε０が出力される。一方、前方等化
器10のC+1,b+1タップ出力は、それぞれ63および64の減
算器にて後方等化器50のd1タップ出力と差が取られ、さ
らに61および62の減算器にて判定信号との差が取られて
誤差信号ε１とε２が得られる また判定器80から出力される判定信号は71,72おび73,
74の相関器にて前方等化器10のタップ上の受信信号u0,u
+1,v0,v+1と相関が取られ、相関値W1 0,W1 +1,W2 0,W2 +1が
出力される。
前方等化器10のc+1,b+1タップを除くタップ係数の修
正には通常のLMS（least mean square）アルゴリズムす
なわち により、前方等化器10のタップ係数c1,b1およびd1をシ
ンボル毎に逐次算出する。ここでμおよびνはタップ修
正係数、ui,v1は前方等化器10のタップ上の受信信号、
n-1は判定信号がｎの時の後方等化器50のタップ上
の判定信号である。
正には通常のLMS（least mean square）アルゴリズムす
なわち により、前方等化器10のタップ係数c1,b1およびd1をシ
ンボル毎に逐次算出する。ここでμおよびνはタップ修
正係数、ui,v1は前方等化器10のタップ上の受信信号、
n-1は判定信号がｎの時の後方等化器50のタップ上
の判定信号である。
ダイバーシティルート１において、相関値W1 0およびW
1 +1よりインパルス応答の主応答h0とPrecursor h-1の変
動を監視することが出来る。その監視状態より前方等化
器10のc+1タップ係数の修正は以下のように行なう。
1 +1よりインパルス応答の主応答h0とPrecursor h-1の変
動を監視することが出来る。その監視状態より前方等化
器10のc+1タップ係数の修正は以下のように行なう。
（１）h-1増大時（|h-1|＞γ|h0|）の場合 （２）h-1増大時（|h-1|＜γ|h0|）またはh-1定常また
は零の場合 （３）h-1減少の場合 ここで、μは修正係数である。またγはε２とε１と
の切換え用しきい値である。
は零の場合 （３）h-1減少の場合 ここで、μは修正係数である。またγはε２とε１と
の切換え用しきい値である。
ダイバーシティルート２についても相関値W2 0およびW
2 +1を監視することにより、前方等化器10のb+1タップ係
数の修正をダイバーシティルート１と同様に（４），
（５），（６）式により行なう。
2 +1を監視することにより、前方等化器10のb+1タップ係
数の修正をダイバーシティルート１と同様に（４），
（５），（６）式により行なう。
以下に、本発明による前方等化器のタップ修正につい
て説明する。第２図は発明による２重ダイバーシティ合
成の説明図である。ルート１および２の回線インパルス
応答は第４図の43および44に示す回線インパルス応答と
同じとする。各ルートの前方等化器210,220はそのセン
タータップを最終段から前段方向へ１つシフトさせてお
り、“主波＋進み波”の２波モデルに対しては強い進み
波による歪を等価的に遅れ性の歪に変換し等化するか
ら、強い等化能力が得られる。第２図において、ルート
１の前方等化器210のセンタータップc0からc-2までのタ
ップ係数は零に近ずき、c+1タップ係数が支配的レベル
になることによってc+1タップ上の受信信号u+1＝h0a-1
＋h-1a0にc+1タップ係数が乗ぜられたものがルート１の
前方等化器210の出力となる。一方、ルート２では回線
インパルス応答が“主波＋遅れ波”の２波モデルである
から、通常の判定帰還形等化器と同じようにそのセンタ
ータップb0が支配的レベルとなり、v0＝h0a0＋h+1a-1に
b0タップ係数が乗ぜられたものがルート２の前方等化器
220の出力となる。従って、加算器230の出力y0は、 y0＝c+1u+1＋b0v0＝ （c+1h-1＋b0h0）a0＋（c+1h0＋b0h+1）a-1 となる。ここで上式の第１項は希望信号成分であり、第
２項はa-1による符号間干渉で、後方等化器260のd1タッ
プにより除去される。この動作をベクトルで説明したも
のが第３図（ａ）のISI1はh-1による符号間干渉であ
り、S1はh0による信号成分である。S1はISI1ベクトルを
希望信号ベクトルとしてルート２のS2ベクトルと同相に
位相制御され、前方等化器のタップ係数を乗ぜられてダ
イバーシティ合成される。ルート１のS1とルート２のIS
I2ベクトルの合成ベクトルISI0はa-1による符号間干渉
であり、このISI0はこれと逆位相の後方等化器220のd1
出力ベクトルBE1により除去される。本実施例では、第
５図（ｂ）に示すように従来の受信機のダイバーシティ
合成において、ダイバーシティ効果が得られなかった場
合でも、第３図（ｂ）に示すようにダイバーシティ効果
が得られ、かつ符号間干渉が線形等化ではなく判定帰還
のd1タップで除去される。従って、進み性のマルチパス
波が存在する場合でも判定帰還の等化を効果的に施すこ
とができるので、ダイバーシティ効果と共に強い等化能
力が得られる。
て説明する。第２図は発明による２重ダイバーシティ合
成の説明図である。ルート１および２の回線インパルス
応答は第４図の43および44に示す回線インパルス応答と
同じとする。各ルートの前方等化器210,220はそのセン
タータップを最終段から前段方向へ１つシフトさせてお
り、“主波＋進み波”の２波モデルに対しては強い進み
波による歪を等価的に遅れ性の歪に変換し等化するか
ら、強い等化能力が得られる。第２図において、ルート
１の前方等化器210のセンタータップc0からc-2までのタ
ップ係数は零に近ずき、c+1タップ係数が支配的レベル
になることによってc+1タップ上の受信信号u+1＝h0a-1
＋h-1a0にc+1タップ係数が乗ぜられたものがルート１の
前方等化器210の出力となる。一方、ルート２では回線
インパルス応答が“主波＋遅れ波”の２波モデルである
から、通常の判定帰還形等化器と同じようにそのセンタ
ータップb0が支配的レベルとなり、v0＝h0a0＋h+1a-1に
b0タップ係数が乗ぜられたものがルート２の前方等化器
220の出力となる。従って、加算器230の出力y0は、 y0＝c+1u+1＋b0v0＝ （c+1h-1＋b0h0）a0＋（c+1h0＋b0h+1）a-1 となる。ここで上式の第１項は希望信号成分であり、第
２項はa-1による符号間干渉で、後方等化器260のd1タッ
プにより除去される。この動作をベクトルで説明したも
のが第３図（ａ）のISI1はh-1による符号間干渉であ
り、S1はh0による信号成分である。S1はISI1ベクトルを
希望信号ベクトルとしてルート２のS2ベクトルと同相に
位相制御され、前方等化器のタップ係数を乗ぜられてダ
イバーシティ合成される。ルート１のS1とルート２のIS
I2ベクトルの合成ベクトルISI0はa-1による符号間干渉
であり、このISI0はこれと逆位相の後方等化器220のd1
出力ベクトルBE1により除去される。本実施例では、第
５図（ｂ）に示すように従来の受信機のダイバーシティ
合成において、ダイバーシティ効果が得られなかった場
合でも、第３図（ｂ）に示すようにダイバーシティ効果
が得られ、かつ符号間干渉が線形等化ではなく判定帰還
のd1タップで除去される。従って、進み性のマルチパス
波が存在する場合でも判定帰還の等化を効果的に施すこ
とができるので、ダイバーシティ効果と共に強い等化能
力が得られる。
本実施例では２波モデルで近似されるダイバーシティ
ルートに対し、それぞれルート毎の最適な等化ダイバー
シティ合成を同時に行なうから、優れたダイバーシティ
効果および強力な等化能力が得られる。
ルートに対し、それぞれルート毎の最適な等化ダイバー
シティ合成を同時に行なうから、優れたダイバーシティ
効果および強力な等化能力が得られる。
前方等化器のセンタータップをシフトさせた判定帰還
形等化器では、前方等化器のセンタータップより後段の
タップに対する固定値は非常に小さくなる。従って、こ
れらのタップ係数のLMSアルゴリズムによる収束性は極
めて劣化する。そこで本発明では、第１図に示すように
判定器の入出力間の誤差信号のε０以外に２つの誤差信
号ε１およびε２を導入し、各ダイバーシティルートに
てh-1の変動に応じてLMSアルゴリズムに用いる誤差信号
（４），（５），（６）式のように切換え制御すること
により収束性の問題を解決する。インパルス応答のPrec
ursor h-1が増大している時は正規方程式で与えられる
タップ係数理想解において前方等化器10,20のc+1,b+1が
大となる。この場合（４）式に示すようにε1,ε２を用
いてタップ修正を行なえば、インパルス応答のPrecurso
r h-1の増大に応じてc+1,b+1タップ係数を成長させるこ
とが出来る。逆にh-1が減少している時は、c+1,b-1が縮
小し、センタータップc0,b0係数が大となる。この場合
には（６）式を用いることにより、h-1の減少に応じてc
+1,b+1タップ係数を縮小させることが出来る。ところ
で、h-1が増大時であっても、主応答のh0に比べて非常
に小さい場合、その理想解は線形等化であってc+1,b+1
係数は大とはならない。この場合にはh-1増大中であっ
ても、誤差信号ε1,ε２に切り替えない方がよい。従っ
て、制御アルゴリズムの切換え用のちきい値としてγを
（４），（５）式の切換え用のパラメータとして導入し
ている。（６）式により成長したc+1,b+1タップ係数は
正規方程式の解そのものではなく、近似解であるので、
h-1定常となった場合、（５）式のように誤差信号を判
定信号に戻すことによりさらに理想解に近ずけることが
できる。
形等化器では、前方等化器のセンタータップより後段の
タップに対する固定値は非常に小さくなる。従って、こ
れらのタップ係数のLMSアルゴリズムによる収束性は極
めて劣化する。そこで本発明では、第１図に示すように
判定器の入出力間の誤差信号のε０以外に２つの誤差信
号ε１およびε２を導入し、各ダイバーシティルートに
てh-1の変動に応じてLMSアルゴリズムに用いる誤差信号
（４），（５），（６）式のように切換え制御すること
により収束性の問題を解決する。インパルス応答のPrec
ursor h-1が増大している時は正規方程式で与えられる
タップ係数理想解において前方等化器10,20のc+1,b+1が
大となる。この場合（４）式に示すようにε1,ε２を用
いてタップ修正を行なえば、インパルス応答のPrecurso
r h-1の増大に応じてc+1,b+1タップ係数を成長させるこ
とが出来る。逆にh-1が減少している時は、c+1,b-1が縮
小し、センタータップc0,b0係数が大となる。この場合
には（６）式を用いることにより、h-1の減少に応じてc
+1,b+1タップ係数を縮小させることが出来る。ところ
で、h-1が増大時であっても、主応答のh0に比べて非常
に小さい場合、その理想解は線形等化であってc+1,b+1
係数は大とはならない。この場合にはh-1増大中であっ
ても、誤差信号ε1,ε２に切り替えない方がよい。従っ
て、制御アルゴリズムの切換え用のちきい値としてγを
（４），（５）式の切換え用のパラメータとして導入し
ている。（６）式により成長したc+1,b+1タップ係数は
正規方程式の解そのものではなく、近似解であるので、
h-1定常となった場合、（５）式のように誤差信号を判
定信号に戻すことによりさらに理想解に近ずけることが
できる。
以上の操作により前方等化器のセンタータップより後
段のタップ収束性の悪さを解決し、適応特性を改善す
る。
段のタップ収束性の悪さを解決し、適応特性を改善す
る。
（発明の効果） 本発明は、以上説明したように、判定帰還等化器（DF
E）のセンタータップを前段方向にシフトした複数の前
方等化器によりダイバーシティ合成を行い、さらにダイ
バーシティルート毎の回線インパルス応答を監視し、そ
れに応じてタップ修正アルゴリズムを切換え制御するこ
とによりダイバーシティルート毎に最適な等化を行うか
ら、ダイバーシティとの相乗効果によって少ないタップ
数で極めて高い等化能力が得られる。従って、本発明に
は、ダイバーシティ受信を必要とする厳しいマルチパス
フェージング回線での多値QAM伝送などにおいて、より
一層の伝送速度の高速化および回線区間の長距離化を可
能とするという効果がある。
E）のセンタータップを前段方向にシフトした複数の前
方等化器によりダイバーシティ合成を行い、さらにダイ
バーシティルート毎の回線インパルス応答を監視し、そ
れに応じてタップ修正アルゴリズムを切換え制御するこ
とによりダイバーシティルート毎に最適な等化を行うか
ら、ダイバーシティとの相乗効果によって少ないタップ
数で極めて高い等化能力が得られる。従って、本発明に
は、ダイバーシティ受信を必要とする厳しいマルチパス
フェージング回線での多値QAM伝送などにおいて、より
一層の伝送速度の高速化および回線区間の長距離化を可
能とするという効果がある。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図は本発
明の等化動作を説明する図、第３図は本発明のダイバー
シティ合成動作を説明する図、第４図は従来の受信機を
示す構成図、第５図は従来の受信機のダイバーシティ合
成動作を説明する図である。 10,210,220……前方等化器、11,12,13,14,21,22,23,24,
51,52……遅延素子、15,16,17,18,25,26,27,28,53,54…
…乗算器、31,55,230……加算器、40,41,61,62,63,64,2
40……減算器、50,260……後方等化器、71,72,73,74…
…相関器、80,250……判定器。
明の等化動作を説明する図、第３図は本発明のダイバー
シティ合成動作を説明する図、第４図は従来の受信機を
示す構成図、第５図は従来の受信機のダイバーシティ合
成動作を説明する図である。 10,210,220……前方等化器、11,12,13,14,21,22,23,24,
51,52……遅延素子、15,16,17,18,25,26,27,28,53,54…
…乗算器、31,55,230……加算器、40,41,61,62,63,64,2
40……減算器、50,260……後方等化器、71,72,73,74…
…相関器、80,250……判定器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭60−74823（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−194506（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−60314（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−159424（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−284012（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−159424（ＪＰ，Ａ) 米国特許5119401（ＵＳ，Ａ) 英国特許2238932（ＧＢ，Ａ) 1990年電子情報通信学会春季全国大 会、Ｂ−400、ｐ２−400、「ディジタル マイクロ波通信における新等化方式」 電子情報通信学会技術研究報告 Ａ・ Ｐ89−87、Ｐ25−30、「ディジタルマイ クロ波通信における新等化方式」
Claims (1)
- 【請求項１】シンボル長Ｔ間隔のトランスバーサルフィ
ルタでなり該トランスバーサルフィルタのセンターカッ
プC0jの位置を最終段階から前段側へＮタップだけシフ
トしてあって入力信号に対して線形な等化を行うＭ個の
前方等化手段と、該Ｍ個の前方等化手段のそれぞれの出
力を合成してＭ重ダイバーシティ合成を行う合成と、シ
ンボル長Ｔ間隔のトランスバーサルフィルタでなり入力
信号に対して非線形な等化を行う後方等化手段と、該後
方等化手段と前記合成手段との出力の差をとる第１の減
算手段と、該第１の減算手段の出力信号を入力して判定
信号を出力する判定手段と、該判定手段の入出力間の差
を取り誤差信号ε０を得る第２の減算手段と、該誤差信
号ε０と前記Ｍ個の前方等化手段および前記後方等化手
段の各タップ上の信号とからLMSアルゴリズムによりタ
ップ係数を求めるタップ係数修正手段と、前記Ｍ個の前
方等化手段のそれぞれについてセンタータップから最終
段側までの各C0j,C+1j,…,C+ij…,C+Njタップ上の受信
信号と前記判定信号との相関取をることにより回線のイ
ンパルス応答の主応答hojおよび前縁（Precursor）
h-1j,…,h-ij,…,h-Njを監視する手段と、前記Ｍ個の前
方等化手段のそれぞれのセンタータップC0jより後段の
各C+1j,C+2j,…,C+iJ,…,C+Njタップと前記後方等化手
段のタップ初段以降の各d1,d2,…,di,…,dNタップにつ
いて前記前方等化手段のC+jiタップ乗算器出力と前記後
方等化手段のdiタップ乗算器出力との差を取って誤差と
前記判定信号との差をｊ番目ダイバーシティルートに対
する誤差信号εijとする第３の減算手段と、監視された
インパルス応答のPrecursor h-ijの主応答h0jに対する
増大に応じて前記Ｍ個の前方等化手段のセンタータップ
C0jからｉタップ後段のC+ijタップについてLMSアルゴリ
ズムによるタップ修正を前記誤差信号ε０から前記誤差
信号εijに切換て行なって、Precursor h-ijの主応答に
対する減少に応じて前記誤差信号εijで制御されていた
タップ修正を前記誤差信号ε０の制御に切換え、さらに
そのタップ係数に１より小さな係数を逐次乗じて変更
し、Precursor h-ijが定常または零となった場合には前
記タップ修正を前記誤差信号ε０を用いるLMSアルゴリ
ズムに戻すタップ係数修正制御手段とを備えることを特
徴とする適応受信機。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2085636A JP2503715B2 (ja) | 1990-03-30 | 1990-03-30 | 適応受信機 |
| US07/615,617 US5119401A (en) | 1989-11-17 | 1990-11-19 | Decision feedback equalizer including forward part whose signal reference point is shiftable depending on channel response |
| GB9025086A GB2238932B (en) | 1989-11-17 | 1990-11-19 | Decision feedback equalizer including forward part whose signal reference point is shiftable depending on channel response |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2085636A JP2503715B2 (ja) | 1990-03-30 | 1990-03-30 | 適応受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03284011A JPH03284011A (ja) | 1991-12-13 |
| JP2503715B2 true JP2503715B2 (ja) | 1996-06-05 |
Family
ID=13864318
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2085636A Expired - Lifetime JP2503715B2 (ja) | 1989-11-17 | 1990-03-30 | 適応受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2503715B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05284063A (ja) * | 1992-03-30 | 1993-10-29 | Idou Tsushin Syst Kaihatsu Kk | 自動等化器 |
| JP2663820B2 (ja) * | 1992-12-28 | 1997-10-15 | 日本電気株式会社 | 判定帰還形等化器 |
| JP2885612B2 (ja) * | 1993-06-25 | 1999-04-26 | 日本電気株式会社 | 干渉波除去装置 |
| JPH0786972A (ja) * | 1993-09-09 | 1995-03-31 | Nec Corp | 適応等化器 |
| JPH09116475A (ja) * | 1995-10-23 | 1997-05-02 | Nec Corp | 時間ダイバーシチ送受信システム |
| JP4503657B2 (ja) * | 2008-03-29 | 2010-07-14 | 株式会社豊田中央研究所 | ダイバーシチ受信装置 |
| JP7008248B2 (ja) * | 2018-03-29 | 2022-01-25 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 受信装置、受信方法、及び受信システム |
-
1990
- 1990-03-30 JP JP2085636A patent/JP2503715B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| １９９０年電子情報通信学会春季全国大会、Ｂ−４００、ｐ２−４００、「ディジタルマイクロ波通信における新等化方式」 |
| 電子情報通信学会技術研究報告Ａ・Ｐ８９−８７、Ｐ２５−３０、「ディジタルマイクロ波通信における新等化方式」 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03284011A (ja) | 1991-12-13 |
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