JPH03284011A

JPH03284011A - 適応受信機

Info

Publication number: JPH03284011A
Application number: JP2085636A
Authority: JP
Inventors: Ichiro Tsujimoto; 一郎辻本
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1990-03-30
Filing date: 1990-03-30
Publication date: 1991-12-13
Anticipated expiration: 2011-06-05
Also published as: JP2503715B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は適応受信機に関し、特にマルチパスフェージン
グ回線においてダイバーシティ受信によりマルチパス歪
の除去を行なう適応受信器に関する。

（従来の技術）従来、厳しいマルチパスフェージング回線に用いられる
受信機では、ダイバーシティ技術と波形歪の等化技術と
が併用されている。第４図に２重ダイバーシティの従来
の受信機を示す。ダイバーシティ合成は合成器４１で波
形歪の等化は適応等化器４２で行なわれる。ダイバーシ
ティ合成には切換え方式と合成方式とがあるが、厳しい
フェージング回線では合成方式が用いられている。さら
に合成方式は同相合成と最大比合成とに分けられる。一
般に、合成器４１のダイバーシティ合成の制御には、合
成出力と入力との相関値またはダイバーシティルート間
の位相差、振幅差が用いられている。ディジタルマイク
ロ波回線のインパルス応答は一般に２波モデルで近似さ
れ、ダイバーシティルート間では独立である。第４図の
４３および４４は、２つのダイバーシティルートのイン
パルス応答の一例である。４３は“主波＋進み波”で、
４４は“主波＋遅れ波”の状態を仮定している。送信シ
ンボル列をａ、（ｎ＝−■・・・＋ｏｏ）とし、判定基
準シンボルを當。とじた時、各ダイバーシティルートの
希望信号成分はＳ＋　＝ｈｏａｏおよびＳｔ　＝ｈｏａ
ａとなる。第５図は第４図に示す受信機のダイバーシテ
ィ合成の説明図である。第５図＋８）はダイバーシティ
人力１および２ともに符号量干渉量が主信号成分に比べ
小さい場合を示すもので、合成器４１により希望信号成
分のベクトルＳ１と８２とは同相に位相制御されて合成
される。

一方、第５図（ｂ）は符号量干渉量の方が希望信号成分
より大きい場合を示している。この場合、ダイバーシテ
ィルート１および２にて支配的レベルにある信号は、そ
れぞれａ、ｌおよびａ−＋となっており、希望信号ａ０
について同相合成の制御が行なわれない。従って第５図
（ｂ）において合成器４１の出力であるＳｌと８２との
合成ベクトル８つはレベル低下の可能性が出てくる。こ
の場合、ダイバーシティ効果が得られず、主信号レベル
の低下によるＳＮ比劣化および符号量干渉の増大などの
結果を招き、ダイバーシティ合成しない時より劣化する
ことになる。

以上に述べた従来の受信機の欠点は、ダイバーシティ合
成の制御に受信機の出力の判定信号が用いられていない
ために生じる。これを改善するものとして、ＭＦ／ＤＦ
Ｅ受信方式がある。これは、１９７９年２月に電子通信
学会、通信方式研究会において“マルチパス伝送路にお
ける適応受信方式”（ＣＳ７８−２０３）として提案さ
れたものである。ここでは、適応整合フィルタ（ＭＦ）
でダイバーシティ合成した後、判定帰還形等化器（ＤＦ
Ｅ）で歪を除去する。ダイバーシティ合成の制御には判
定信号が用いられているので、第５図（ｂ）に示すよう
に符号量干渉量が希望信号成分より大きい場合でも希望
信号成分は同相に制御されて最大比合成が行なわれる。

しかし、このＭＦ／ＤＦＥ受信方式の欠点は伝搬歪以外
に適応整合フィルタによる歪が生じることである。この
ため“主波＋遅れ波”の最小位相推移フェージングにつ
いては判定帰還形等化器単体より性能が劣る。

ＭＦ／ＤＦＥ受信方式以外のものとしては、ダイバーシ
ティ合成機能を有する判定帰還形等化器（ＤＦＥ）が１
９８０年１月アイ・イー・イー・コミユニケイジョン　
マガジン１８巻１６ページー１８ページ“フェージング
　チャンネル　コミュニケイションズに記載されている
。このダイバーシティ合成機能を有する判定帰還形等化
器は、その前方等花器（ＦＥ）でダイバーシティ合成と
インパルス応答の前縁（Ｐｒｅｃｕｒｓｏｒ）による歪
の除去とを行い、その等花器（ＢＥ）でインパルス応答
の後縁（Ｐｏｓｔｃｕｒｓｏｒ）による歪の除去を行な
う。

この方式で等化能力はＭＦ／ＤＦＥ受信方式と同じであ
る。このダイバーシティ合成機能を有する判定帰還形等
化器は、ダイバーシティ次数の増加に伴い適応動作上の
収束速度が極めて劣化するという欠点を持つ。

（発明が解決しようとする諜Ｂ）上述した従来の受信機には、厳しいマルチパスフェージ
ング条件下ではダイバーシティ効果が得られない、また
はダイバーシティ効果が得られても等化能力が不足して
いる、または適応特性が悪い等の欠点がある。

そこで本発明の目的は、ダイバーシティ効果と適応等化
について優れた特性き有する適応受信機を提供すること
にある。

（課題を解決するための手段）本発明の適応受信機は、シンボル長Ｔ間隔のトランスバーサルフィルタでなり該
トランスバーサルフィルタのセンターカップＣ（ｌＪの
位置を最終段側から前段側へＮタップだけシフトしてあ
って入力信号に対して線形な等化を行う合成手段との出
力の前方等化手段と、該合成手段との出力の前方等化手
段のそれぞれの出力を合成してＭ重ダイバーシティ合成
を行う合成と、シンボル長Ｔ間隔のトと前記合成手段と
の出力の差をとる第１の減算手間の差を取り誤差信号ε
Ｏを得る第２の減算手段と、該誤差信号εＯと前記合成
手段との出力の前方等化手段および前記後方等化手段の
各タップ上の信号とからＬＭＳアルゴリズムによりタッ
プ係数を求めるタップ係数修正手段と、前記合成手段と
の出力の前方等化手段のそれぞれについてセンタータッ
プから最終段側まより回線のインパルス応答の主応答ｈ
　ｏｊおよび前１（Ｐｒｅｃｕｒｓｏｒ）　　ｈ−０ｊ
−、ｈ−＝ｊ、−，ｈ−ＮＪを監視する手段と、前記合
成手段との出力の前方等化手段のそれぞれのセンタータ
ップＣ，ｊより後段の各Ｃ１＋ｊ、Ｃ＊ｚＪ＋・・・、
Ｃ１目、・・・、Ｃ−Ｎｊタフブと前記後方等化手段の
タップ初段以降の各ｄｌｒｄ！＋・・・、ｄ、、・・・
、ｄＮタップについて前記前方等化手段のＣ＋　ｉ　ｊ
タップ乗算器出力と前記後方等化手段のｄ、タップ乗算
器出力との差を取って誤差と前記判定信号との差を５番
目ダイバーシティルートに対する誤差信号εｊとする第
３の減算手段と、監視されたインパルス応答のＰｒｅｃ
ｕｒｓｏｒ　ｈ−ｉＪの主応答ｈｏｊに対する増大に応
じて前記合成手段との出力の前方等化手段のセンタータ
ップＣＯＪからｉタップ後段のＣ＋　ｉ　ｊタップにつ
いてのＬＭＳアルゴリズムによるタップ修正を前記誤差
信号εＯから前記誤差信号εｉｊに切換で行なって、Ｐ
ｒｅｃｕｒｓｏｒ　）ｌ−ｉｉＯ主応答に対する減少に
応じて前記誤差信号εｉｊで制御されていたタップ修正
を前記誤差信号εＯの制御に切換え、さらにそのタップ
係数に１より小さな係数を逐次乗じて変更し、Ｐｒｅｃ
ｕｒｓｏｒ　）１−ｉ＝が定常または零となった場合に
は前記タップ修正を前記誤差信号εＯを用いるＬＭＳア
ルゴリズムに戻すタップ係数修正制御手段とを備えるこ
とを特徴とする。

（実施例）次に、本発明について図面を参照して説明する。

第１図は本発明の一実施例の構成図である。第１図にお
いて、１０は前方等化器、１１，１２゜１３．１４，２
１，２２，２３．２４は送信シンボル長Ｔの遅延時間を
有する遅延素子、１５゜１６．１７．１８．２５．２６
．２７．２８は乗算器、７１．７２，７３．７４は相関
器、４０゜４１．６１．６２，６３．６４は減算器、３
１は加算器、８０は判定器、５０は後方等花器、５１゜
５２は送信シンボル長Ｔの遅延時間を有する遅延素子、
５３．５４は乗算器、５５は加算器、である。前方等化
器ｌＯは２つの等花器を１つにまとめたもので２人力と
なっている。

第１図の実施例は２重ダイバーシティ合成を２人力の前
方等化器（ＦＥ）１０により行なっているので、従来の
技術として前述した“ダイバーシティ合成機能を有する
判定帰還形等化器（Ｄ　Ｆ　Ｅ）”と類似しているが、
前方等化器１０のセンタータップの位置を最終段側から
前段側ヘシフトさせていることと、適応制御用の誤差信
号として、εＯに加えて新たに８１とＣ２を用意してい
ることが異なる。

ダイバーシティルート１すなわち入力１の受信信号は遅
延素子１１，１２．１３．１４に入力した後、１５．１
６．１７．１８の各乗算器にてそれぞれタップ係数０４
．ｃ−１＋　　ｃｏｌ　ｃ”ｌが乗ぜられ、加算器３１
に入力する。ダイバーシティルート２すなわち入力２の
受信信号もルート１と同様の操作を受は加算器３１に入
力してダイバーシティ合成が行なわれる。減算器４０に
おいて、加算器３１の出力信号から後方等化器（ＢＥ）
５０の出力信号である加算器５５の出力信号を減算され
、その減算された信号は判定器８０により判定信号とし
て識別される。判定信号は後方等化器５０の遅延素子５
１．５２に入力し、乗算器５３．５４にてタップ係数ｄ
、、ｄ、が乗ぜられ、加算器５５に入力する。ＬＭＳア
ルゴリズムによるタップ係数修正のために判定器８０の
入出力間の差が減算器４１で取られ、誤差信号εＯが出
力される。

方、前方等化器１０のｃ、、、ｂ。、タップ出力は、そ
れぞれ６３および６４の減算器にて後方等化器５０のｄ
、タップ出力と差が取られ、さらに６１および６２の減
算器にて判定信号との差が取られて誤差信号ε１と６２
とが得られるまた判定器８０から出力される判定信号は７１７２およ
び７３．７４の相関器にて前方等化器ｌＯのタップ上の
受信信号ｕＯ＋　ｕ　＋　Ｉ　、ｖ６．ｖ＋　１と相関
が取られ、相関値Ｗ　’　ｏ　ｒ　Ｗ　’　＋　ｒ　＋
　Ｗ　”　（１＋　Ｗ　”　＋　＋が出力される。

前方等化器１０のｃ、Ｉ、ｂ＋１タップを除くタップ係
数の修正には通常のＬ　Ｍ　Ｓ　（ｌｅａｓｔ　ｎ＋ｅ
ａｎｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムすなわち＝Ｃｉ　　−μ　５ｌｌｕｉ（ｉ＝−２・・・０゜＋１）・・・（１１（ｉ＝−２・・・０．　　＋１）　　・・・（２）（ｉ
＝１．２）　　　　　　　・・・（３）により、前方等
化器１０のタップ係数ｃ、、ｂ、およびｄｌをシンボル
毎に逐次算出する。ここでμおよびνはタップ修正係数
、ｕｉ、Ｖ、は前方等化器１０のタップ上の受信信号、
↑７−４は判定信号が↑７の時の後方等化器５０のタッ
プ上の判定信号である。

ダイバーシティルート１において、相関値ｗ１゜および
Ｗ１＋１よりインパルス応答の主応答ｈ０とＰｒｅｃｕ
ｒｓｏｒ　ｈ−＋の変動を監視することが出来る。

その監視状態より前方等化器１０のＣ１，タップ係数の
修正は以下のように行なう。

（１）　ｈ　−、増大時（ｌｈ−１１＞γ１ｈｏｌ）の
場合ｉ１Ｃ＊Ｈ＝　Ｃ＊ｌ−μ　ε＋　　ｕ＋＋　　　　　　　
　　　“”（４）（２Ｊｈ−、増大時（ｌｈ−１１＜７
”ｌｈＯｌ）またはり、−、定常または零の場合（３）　ｈ　−１減少の場合・・・（６）ここで、μは修正係数である。またγはＣ２と８１との
切換え用しきい値である。

ダイバーシティルート２についても相関値Ｗ２゜および
Ｗ２１．を監視することにより、前方等化器ｌＯのす。

１タツプ係数の修正をダイバーシティルート１と同様に
＋４１．　（５）、　（６）式により行なう。

以下に、本発明による前方等化器のタップ修正について
説明する。第２図は発明による２重ダイバーシティ合成
の説明図である。ルート１および２の回線インパルス応
答は第４図の４３および４４に示す回線インパルス応答
と同じとする。各ルートの前方等化器２１０．２２０は
そのセンタ−タップを最終段から前段方向へ１つシフト
させており、“主波十進み波”の２波モデルに対しては
強い進み波による歪を等価的に遅れ性の歪に変換し等化
するから、強い等化能力が得られる。第２図において、
ルート１の前方等花器２１０のセンタータップＣ０から
Ｃ４までのタップ係数は零に近すき、Ｃ，ｔタップ係数
が支配的レベルになることによってＣ９，タップ上の受
信信号Ｕ、、＝ｈ（ｌａ、＋ｈ−ＩａｏにＣ，ｌタップ
係数が乗ぜられたものがルート１の前方等化器２１０の
出力となる。一方、ルート２では回線インパルス応答が
“主波士遅れ波”の２波モデルであるから、通常の判定
帰還形等化器と同じようにそのセンタータップｂ０が支
配的レベルとなり、ｖ６　＝ｈ６　ａ。

＋ｈ、Ｉａ−，にｂ０タフブ係数が乗ぜられたものがル
ート２の前方等化器２２０の出力となる。従って、加算
器２３０の出力ｙ０は、 ’Ｊｏ　ｗｅ◆Ｉｕ、＋ｂａ　ｖｏ　＝（Ｃ＊Ｉｈ−１
＋ｂ６　Ｌ　）Ｃ６＋（Ｃ＋　１　ｈ　６　＋　ｂ　Ｏｈ　＋　ｌ）　ａ　−
Ｉとなる。ここで上式の第１項は希望信号成分であり、
第２項はａ−ｉによる符号量干渉で、後方等花器２６０
のｄ、タップにより除去される。この動作をベクトルで
説明したものが第３図ｆａ）のｌ５ＩＩはｈ−、による
符号量干渉であり、ＳＩはｈｏによる信号成分である。

ＳｌはＩＳＩ＋ベクトルを希望信号ベクトルとしてルー
ト２の８２ベクトルと同相に位相制御され、前方等化器
のタップ係数を乗ぜられてダイバーシティ合成される。

ルート１のＳｌとルート２のｔｓｒｚベクトルの合成ベ
クトルＩＳＩ。はａ−１による符号量干渉であり、この
ｌ５Ｉｏはこれと逆位相の後方等化器２２０のｄ１出力
ベクトルＢＥ、により除去される。本実施例では、第５
図（ｂ）に示すように従来の受信機のダイバーシティ合
成において、ダイバーシティ効果が得られなかった場合
でも、第３図（ｂ）に示すようにダイバーシティ効果が
得られ、かつ符号量干渉が線形等化ではなく判定帰還の
ｄ、タップで除去される。従って、進み性のマルチパス
波が存在する場合でも判定帰還の等化を効果的に施すこ
とができるので、ダイバーシティ効果と共に強い等化能
力が得られる。

本実施例では２波モデルで近似されるダイバーシティル
ートに対し、それぞれルート毎の最適な等化ダイバーシ
ティ合成を同時に行なうから、優れたダイバーシティ効
果および強力な等化能力が得られる。

前方等化器のセンタータップをシフトさせた判定帰還形
等化器では、前方等化器のセンタータップより後段のタ
ップに対する固有値は非常に小さくなる。従って、これ
らのタップ係数のＬＭＳアルゴリズムによる収束性は極
めて劣化する。そこで本発明では、第１図に示すように
判定器の入出力間の誤差信号のε０以外に２つの誤差信
号ε１およびＣ２を導入し、各ダイバーシティルートに
てｈ−、の変動に応じてＬＭＳアルゴリズムに用いる誤
差信号（４１，（５）、　＋６）式のように切換え制御
することにより収束性の問題を解決する。インパルス応
答のＰｒｅｃｕｒｓｏｒｈ−、が増大している時は正規
方程式で与えられるタップ係数理想解において前方等化
器１０．２０のｃ＋＋＋　　ｂ。、が大となる。この場
合（４）式に示すように８１．Ｃ２を用いてタップ修正
を行なえば、インパルス応答のＰｒｅｃｕｒｓｏｒｈ−
、の増大に応じてＣ１ｌ＋　　ｂ＋１タップ係数を成長
させることが出来る。逆にｈ−Ｉが減少している時は、
ｃ＋＋＋　　ｂ　＋ｌが縮小し、センタータップｃＯ＋
ｂ０係数が大となる。この場合には（６）式を用いるこ
とにより、ｈ−、の減少に応じてｃ＋＋＋　　ｂ＋、タ
ップ係数を縮小させることが出来る。ところで、ｈ−、
が増大時であっても、主応答のｈｏに比べて非常に小さ
い場合、その理想解は線形等化であってｃ＋＋＋　　ｂ
４．係数は大とはならない。この場合にはｈ−、増大中
であっても、誤差信号ε１．Ｃ２に切り替えない方がよ
い。従って、制御アルゴリズムの切換え用のちきい値と
してＴを（４）、　（５１式の切換え用のパラメータと
して導入している。（６）式により成長したＣ１１．ｂ
。、タップ係数は正規方程式の解そのものではなく、近
億解であるので、ｈ−。

定常となった場合、（５）式のように誤差信号を判定信
号に戻すことによりさらに理想解に近すけることができ
る。

以上の操作により前方等化器のセンタータップより後段
のタップ収束性の悪さを解決し、適応特性を改善する。

（発明の効果）本発明は、以上説明したように、判定帰還等化器（ＤＦ
Ｅ）のセンタータップを前段方向にシフトした複数の前
方等化器によりダイバーシティ合成を行い、さらにダイ
バーシティルート毎の回線インパルス応答を監視し、そ
れに応じてタップ修正アルゴリズムを切換え制御するこ
とによりダイバーシティルート毎に最適な等化を行うか
ら、ダイバーシティとの相乗効果によって少ないタップ
数で極めて高い等化能力が得られる。従って、本発明に
は、ダイバーシティ受信を必要とする厳しいマルチパス
フェージング回線での多値Ｑ　Ａ　Ｍ　伝送などにおい
て、より一層の伝送速度の高速化および回線区間の長距
離化を可能とするという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図は本発
明の等化動作を説明する図、第３図は本発明のダイバー
シティ合成動作を説明する図、第４図は従来の受信機を
示す構成図、第５図は従来の受信機のダイバーシティ合
成動作を説明する図である。１０．２１０ｊ２２０・・・前方等化器、１１゜１２．
１３，１４．２１．２２．２３．２４゜５１．５２・・
・遅延素子、１５．１６，１７．１Ｂ。２５．２６，２７．２８．５３．５４・・・乗算器、３
１．５５．２３０・・・加算器、４０ｊ４１．６１゜６
２．６３，６４．２４０・・・減算器、５０ｊ２６０・
・・後方等化器、７１．７２．７３．７４・・・相関器
、８０．２５０・・・判定器。

Claims

【特許請求の範囲】

シンボル長Ｔ間隔のトランスバーサルフィルタでなり該
トランスバーサルフィルタのセンターカップＣ＿０＿ｊ
の位置を最終段側から前段側へＮタップだけシフトして
あって入力信号に対して線形な等化を行うＭ個の前方等
化手段と、該Ｍ個の前方等化手段のそれぞれの出力を合
成してＭ重ダイバーシティ合成を行う合成と、シンボル
長Ｔ間隔のトランスバーサルフィルタでなり入力信号に
対して非線形な等化を行う後方等化手段と、該後方等化
手段と前記合成手段との出力の差をとる第１の減算手段
と、該第１の減算手段の出力信号を入力して判定信号を
出力する判定手段と、該判定手段の入出力間の差を取り
誤差信号ε０を得る第２の減算手段と、該誤差信号ε０
と前記Ｍ個の前方等化手段および前記後方等化手段の各
タップ上の信号とからＬＭＳアルゴリズムによりタップ
係数を求めるタップ係数修正手段と、前記Ｍ個の前方等
化手段のそれぞれについてセンタータップから最終段側
までの各Ｃ＿０＿ｊ、Ｃ＿＋＿１＿ｊ・・・、Ｃ＿＋＿
ｉ＿ｊ・・・、Ｃ＿＋＿Ｎ＿ｊタップ上の受信信号と前
記判定信号との相関を取ることにより回線のインパルス
応答の主応答ｈ＿０＿ｊおよび前縁（Ｐｒｅｃｕｒｓｏ
ｒ）ｈ＿−＿１＿ｊ、・・・、ｈ＿−＿ｉ＿ｊ、・・・
、ｈ＿−＿Ｎ＿ｊを監視する手段と、前記Ｍ個の前方等
化手段のそれぞれのセンタータップＣ＿０＿ｊより後段
の各Ｃ＿＋＿１＿ｊ、Ｃ＿＋＿２＿ｊ、・・・、Ｃ＿＋
＿ｉ＿ｊ、・・・、Ｃ＿＋＿Ｎ＿ｊタップと前記後方等
化手段のタップ初段以降の各ｄ＿１、ｄ＿２、・・・、
ｄ＿ｉ、・・・、ｄ＿Ｎタップについて前記前方等化手
段のＣ＿＋＿ｉ＿ｊタップ乗算器出力と前記後方等化手
段のｄ＿ｉタップ乗算器出力との差を取って該差と前記
判定信号との差をｊ番目ダイバーシティルートに対する
誤差信号εｊとする第３の減算手段と、監視されたイン
パルス応答のＰｒｅｃｕｒｓｏｒｈ＿−＿ｉ＿ｊの主応
答れｈ＿０＿ｊに対する増大に応じて前記Ｍ個の前方等
化手段のセンタータップＣ＿０＿ｊからｉタップ後段の
Ｃ＿＋＿ｉ＿ｊタップについてのＬＭＳアルゴリズムに
よるタップ修正を前記誤差信号ε０から前記誤差信号ε
ｉｊに切換て行なって、Ｐｒｅｃｕｒｓｏｒｈ＿−＿ｉ
＿＿ｊの主応答に対する減少に応じて前記誤差信号εｉ
ｊで制御されていたタップ修正を前記誤差信号ε０の制
御に切換え、さらにそのタップ係数に１より小さな係数
を逐次乗じて変更し、Ｐｒｅｃｕｒｓｏｒｈ＿−＿ｉ＿
＿ｊが定常または零となった場合には前記タップ修正を
前記誤差信号ε０を用いるＬＭＳアルゴリズムに戻すタ
ップ係数修正制御手段とを備えることを特徴とする適応
受信機。