JP3424816B2 - ダイバーシチ受信機及びダイバーシチ受信制御方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ダイバーシチ受信
機及びダイバーシチ受信制御方法に関し、特に、マルチ
パスフェージング歪が問題となる無線通信においてダイ
バーシチ受信と適応等化を行う場合に用いて好適なダイ
バーシチ受信機及びダイバーシチ受信制御方法に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】マルチパス（多重電波伝播）フェージン
グを有する無線伝送路において、高速データ通信を行う
需要は年々増している。特に、モバイル環境では、厳し
いマルチパスフェージングが生じるため、将来的に予想
される数メガから数十メガの高速デジタル伝送を行うた
めには、ダイバーシチ、適応等化などといった適応信号
処理は不可欠である。

【０００３】図５は従来例の遅延判定帰還形系列推定器
を用いたダイバーシチ受信装置の構成を示すブロック図
である。このダイバーシチ構成に関しては、例えば、電
子情報通信学会信学技報ＲＣ９８−１０２（１９９８−
１０）に報告されているように、切替ダイバーシチが用
いられている。図５において、５０１、５０２はアンテ
ナ、５０３は切替器、５０４は受信装置、５０５はＲＳ
ＳＩ検出回路、５０６は切替制御回路、５０７は位相回
転器、５０８は遅延判定帰還形系列推定器、５０９は位
相検出器、５１０はレプリカ生成器である。

【０００４】ＲＳＳＩ検出回路５０５は、受信プリアン
ブルより受信信号レベルの検出を行うが、その検出動作
時にはアンテナ５０１、５０２それぞれ切替えながら、
二つのアンテナ受信レベル（ＲＳＳＩ）を測定する。そ
のうちレベルの高いほうを切替制御回路５０６が選択を
行い、アンテナ１又は２を選択し、アンテナ切替を行
う。この切替ダイバーシチはバースト単位で行われる。
そのためには、プリアンブルにアンテナ切替用のプリア
ンブルが必要となる。

【０００５】図６は従来例のアンテナ切替ダイバーシチ
を行う場合のプリアンブルバーストの例を示す説明図で
ある。図６によれば、プリアンブルバーストとして、ヘ
ッドにキャリア検出バースト、次に複数のアンテナ１〜
２受信バースト、アンテナ切替時間、ＡＧＣ設定、ＡＦ
Ｃ設定、タップ係数設定、同期ビットの各バーストが続
き、その後データバーストとして受信すべきデータが送
信されてくる。

【０００６】アンテナ１受信用バースト時にアンテナ１
（上記図５ではアンテナ５０１）を選択し、アンテナ２
受信用バースト時にはアンテナ２（上記図５ではアンテ
ナ５０２）を選択する。また、上記図５の位相検出回路
５０９と位相回転器５０７は、キャリア位相のオフセッ
トを補償するためのものであるが、これに関する動作
は、特開平１０−１４５１０５号公報及び特開平９−１
３５４５４号公報で述べられている。

【０００７】他方、上記のマルチパス（多重電波伝播）
での周波数選択性フェージングによる伝送路歪みが発生
した信号から送信信号を推定する最尤系列推定受信装置
に関する従来例としては、例えば特開平１１−８５７５
号公報に記載の技術が提案されている。同公報は、簡単
なアルゴリズムで確実かつ正確に最適な推定領域を見つ
け出すことを目的としたものであり、伝送路歪みが発生
した信号から送信信号の推定を、伝送路歪みのインパル
ス応答の系列中から最適部分を選択して行う最尤系列推
定受信装置において、推定領域内の電力計算を絶対値演
算で代用し、推定領域内の絶対値の累積値が最大になる
タイミングを検出して少ない演算量で最適推定領域を判
定する判定処理手段を備えることを特徴とする最尤系列
推定受信装置が開示されている。

【０００８】また、上記のプリアンブル期間中に伝送路
特性を求めて受信信号の等化を行う方式の無線データ通
信端末の受信信号受信中における位相ずれの影響を補正
する位相同期ループ回路に関する従来例としては、例え
ば特開平１０−３２７２０４号公報に記載の技術が提案
されている。同公報は、周波数選択性マルチパスフェー
ジングの環境下でも位相誤差の影響を補正することを目
的としたものであり、等化器にセットされたタップ係数
と、前記等化器で復調されたデータをもとに復調前の受
信信号である実数部振幅値と虚数部振幅値を再生する受
信信号再生手段と、受信信号を遅延させ再生した受信信
号とタイミングを合わせるタイミング手段と、再生した
受信信号と復調前の遅延させた受信信号の位相差を検出
する位相差検出手段と、ノイズ等の歪みの影響を除くた
め、任意の割合で重み付けを行う重み付け手段と、シン
ボル単位で位相差を積分する積分手段と、積分された値
を余弦値と正弦値に変換するベクトル変換手段と、求め
られた余弦値と正弦値より、復調された受信信号の位相
の補正をする位相補正手段とを有することを特徴とする
位相同期ループ回路が開示されている。

【０００９】また、伝送路歪みを受けた信号から送信信
号を推定する信号推定方式に関する従来例としては、例
えば特開平１０−２２８７９号公報に記載の技術が提案
されている。同公報は、帰還ループにおけるループ遅延
によって抑えられる演算速度を更に速くすることを目的
としたものであり、帰還ループの中の推定信号演算を複
数用意し、判定帰還等化処理の部分を予め予想される全
ての条件で行っておき、セレクタで選択する構成とする
ことにより、帰還ループの中から判定帰還等化処理の部
分を外し、帰還ループ内の演算処理遅延時間の中の推定
信号演算時間をセレクタの選択時間に置き換えられるよ
うにした判定帰還型信号推定器が開示されている。

【００１０】また、適応整合フィルタによるダイバーシ
チ合成と判定帰還形等化器による適応等化を組み合わせ
て受信を行う送受信装置の従来例としては、例えば特許
第２５６１０３１号公報に記載の技術が提案されてい
る。同公報は、アンテナの方向調整を迅速に行って最適
に保持して適応ダイバーシチ受信を行うことを目的とし
たものであり、送受信を行うＭ個のアダプティブアンテ
ナと、Ｍ個のアダプティブアンテナにより受信されて取
り出された信号を、それぞれ時間領域で最大比合成する
Ｍ個の適応整合フィルタと、Ｍ個の適応整合フィルタの
出力信号をそれぞれ合成する第１の合成器と、第１の合
成器の出力信号に対して適応等化を行い、得られた判定
データをＭ個の適応整合フィルタとＭ個のアダプティブ
アンテナにそれぞれ帰還してそれらのタップ係数を相関
制御する適応等化器とを有する構成とした送受信装置が
開示されている。同公報によれば、データ電送の際のデ
ータフォーマットについては一切記載されておらず、プ
リアンブルバーストとデータバーストとを一対として伝
送してきた場合でもやみくもにダイバーシチ合成と適応
等化処理を実行するのでは、正確なダイバーシチ効果を
得られない。

【００１１】更に、上記の適応整合フィルタによるダイ
バーシチ合成と判定帰還形等化器による適応等化を組み
合わせて受信を行う送受信装置の他の従来例としては、
例えば特許第２８８５６１８号公報（特開平７−３８４
７９号）に記載の技術が提案されている。同公報は、常
に安定した適応整合フィルタリングを行うことを目的と
したものであり、別々に受信された入力信号が供給され
る複数の適応整合フィルタによりＳＮ比を最大化した信
号を、合成器を通して判定帰還形等化器に入力し、判定
帰還形等化器により符号間干渉の除去された判定データ
を取り出すと共に、判定データにより前記複数の適応整
合フィルタのタップ係数を修正する構成の適応受信機に
おいて、前記複数の適応整合フィルタのそれぞれを、遅
延手段、第１の乗算手段、合成手段、第２の乗算手段、
及びタップ係数修正回路を有する構成とした適応受信機
が開示されている。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来例においては次のような問題点があった。

【００１３】上述したように、マルチパスフェージング
を有する無線伝送路において高速データ通信を行う需要
は年々増加し、特に、モバイル環境では厳しいマルチパ
スフェージングが生じるため、将来の数メガから数十メ
ガの高速デジタル伝送を行うにはダイバーシチ、適応等
化などといった適応信号処理は不可欠である。しかし、
従来の切替ダイバーシチの場合には、プリアンブルに各
アンテナの受信レベルを検出するためのバーストと、ア
ンテナ切替が完了するまでの切替用ガードタイムが必要
であるという問題があった。また、従来例では、周波数
・位相オフセットを吸収するための位相同期ループが必
要となる問題があった。

【００１４】本発明の目的は、シングルキャリア伝送を
行う場合のダイバーシチと適応等化の組み合せにより、
耐マルチパスフェージング特性の優れたダイバーシチ受
信機及びダイバーシチ受信制御方法を提供するものであ
る。

【００１５】

【課題を解決するための手段】本発明は、複数のダイバ
ーシチブランチを備えたダイバーシチ受信機において、
受信信号と基準信号との相関演算によりインパルス応答
を推定する複数の相関手段と、該複数の相関手段で推定
されたインパルス応答の複素共役時間反転の重み係数に
基づき整合フィルタリングを行う複数の適応整合フィル
タと、該複数の適応整合フィルタの出力を合成する合成
手段と、該合成手段の出力に基づき仮判定データを出力
する仮判定データ出力手段と、該仮判定データ出力手段
から出力される前記仮判定データに基づき受信信号レプ
リカを生成するレプリカ生成手段と、既知信号を発生す
るプリアンブル発生手段と、前記レプリカ生成手段で生
成された前記受信信号レプリカ又は前記プリアンブル発
生手段で発生された前記既知信号を前記複数の相関手段
に各々供給する複数の切替手段とを備えたことを特徴と
する。

【００１６】また、本発明は、複数のダイバーシチブラ
ンチを備えたダイバーシチ受信機に適用されるダイバー
シチ受信制御方法において、複数の相関手段により受信
信号と基準信号との相関演算を行いインパルス応答を推
定する工程と、前記推定されたインパルス応答の複素共
役時間反転の重み係数に基づき複数の適応整合フィルタ
により整合フィルタリングを行う工程と、前記複数の適
応整合フィルタの出力を合成する工程と、前記出力の合
成に基づき仮判定データを出力する工程と、前記仮判定
データに基づき受信信号レプリカを生成する工程と、プ
リアンブル発生回路で前記基準信号となる既知信号を発
生する工程と、バーストの初期引き込み段階では前記既
知信号を前記基準信号として前記複数の相関手段に各々
供給し、データバースト期間中は前記受信信号レプリカ
を前記基準信号として前記複数の相関手段に各々供給す
る工程とを有することを特徴とする。

【００１７】また、本発明のダイバーシチ受信機は、図
１を参照しつつ説明すれば、複数のダイバーシチブラン
チを備えたダイバーシチ受信機において、受信信号と基
準信号との相関演算によりインパルス応答を推定する複
数の相関手段（１０７、１０８）と、該複数の相関手段
で推定されたインパルス応答の複素共役時間反転の重み
係数に基づき整合フィルタリングを行う複数の適応整合
フィルタ（１０５、１０６）と、該複数の適応整合フィ
ルタの出力を合成する合成手段（１１３）と、該合成手
段の出力に基づき仮判定データを出力する仮判定データ
出力手段（１１５）と、該仮判定データ出力手段から出
力される前記仮判定データに基づき受信信号レプリカを
生成するレプリカ生成手段（１１６）と、既知信号を発
生するプリアンブル発生手段（１１４）と、前記レプリ
カ生成手段で生成された前記受信信号レプリカ又は前記
プリアンブル発生手段で発生された前記既知信号を前記
複数の相関手段に各々供給する複数の切替手段（１１
１、１１２）とを備えている。

【００１８】［作用］本発明のダイバーシチ受信機は、
ダイバーシチが最大比合成ダイバーシチになり、また、
適応整合フィルタによるインプリシットダイバーシチゲ
インの確保と併せて、ダイバーシチゲインが大幅に改善
される。

【００１９】更に、従来の切替ダイバーシチの場合に
は、プリアンブルに各受信アンテナの受信レベルを検出
するためのバーストと、受信アンテナ切替が完了するま
での切替用ガードタイムが必要であったが、本発明のよ
うな合成ダイバーシチの場合には、プリアンブル長にそ
のようなバーストが不要となる。

【００２０】尚、本発明の適応整合フィルタの初期立上
げには、仮判定データ出力手段のタップ係数設定用プリ
アンブルを共有するため、適応整合フィルタ専用のプリ
アンブルは不要である。従って、本発明は従来技術に比
べ、ダイバーシチ効果が増強され、しかも切替ダイバー
シチに比べ、少ないプリアンブルで初期立上げが可能と
なる。

【００２１】また、本発明の適応整合フィルタによるダ
イバーシチ合成では、適応整合フィルタ自体に受信信号
を実数ベクトルに位相制御する機能を有しているため、
従来技術のような周波数・位相オフセットを吸収するた
めの位相同期ループが不要となる。

【００２２】

【発明の実施の形態】次に、本発明の実施形態について
図面を参照して詳細に説明する。

【００２３】（１）構成の説明 本発明の実施形態のダイバーシチ受信機は、マルチパス
フェージング歪が問題となる無線通信においてダイバー
シチ受信と適応等化を行うものであり、ダイバーシチ合
成に適応整合フィルタを用い、適応等化器に遅延判定帰
還形系列推定器を用いている点が従来例と相違する。本
発明の実施形態のダイバーシチ受信機の特徴は、遅延判
定帰還形系列推定器の仮判定データに基づき適応ダイバ
ーシチの制御を行うことで、判定遅延の遅れがダイバー
シチ制御に影響しない受信を行うことである。

【００２４】本発明の実施形態のダイバーシチ受信機
は、図１に示す如く、２個の受信アンテナ１０１、１０
２、２個の受信機１０３、１０４、２個の適応整合フィ
ルタ１０５、１０６、２個の相関器１０７、１０８、２
個の遅延回路１０９、１１０、２個の切替器１１１、１
１２、合成回路１１３、プリアンブル発生回路１１４、
遅延判定帰還形系列推定器１１５、レプリカ生成器１１
６を備えている。

【００２５】上記構成を詳述すると、受信機１０３、１
０４は、各々、外部から送信されてきた信号を受信アン
テナ１０１、１０２を介して受信して復調する。復調さ
れた信号３００を入力する適応整合フィルタ１０５、１
０６は、各々、トランスバーサルフィルタにより構成さ
れており、相関器１０７、１０８が演算する複素タップ
係数によりトランスバーサルフィルタリングを行う。相
関器１０７、１０８は、各々、受信信号と基準信号３０
２ｄとの相関演算により伝送路応答を推定する。尚、適
応整合フィルタ１０５、１０６、相関器１０７、１０８
の詳細は、図３により後述する。遅延回路１０９、１１
０は、各々、受信信号と基準信号３０２ｄのタイミング
を併せるための遅延時間を設定する。

【００２６】切替器１１１、１１２は、各々、バースト
の初期引き込み段階ではプリアンブル発生回路１１４が
発生する既知信号を基準信号として、データバースト期
間中はレプリカ生成器１１６が生成する受信信号レプリ
カを基準信号として、相関器１０７、１０８に出力す
る。合成回路１１３は、適応整合フィルタ１０５、１０
６の各出力信号を合成する。プリアンブル発生回路１１
４は、既知信号を発生し、切替器１１１、１１２に出力
する。遅延判定帰還形系列推定器１１５は、最尤系列推
定（ＭＬＳＥ：Most Likelyhood serial estimation）
と判定帰還形等化器（ＤＦＥ：Decision Feedback Equa
lizer）の長所を組み合わせたものであり、詳細は、図
２で後述する。レプリカ生成器１１６は、遅延判定帰還
形系列推定器１１５が出力する仮判定データを用いて受
信信号レプリカを生成し、切替器１１１、１１２に出力
する。

【００２７】（２）動作の説明 次に、本発明の実施形態の動作について図１〜図４を参
照して詳細に説明する。

【００２８】本発明の実施形態では、上記の遅延判定帰
還形系列推定器１１５を用いたダイバーシチ受信機にお
いて、ダイバーシチ効果を最大限高めることであり、そ
の手段として上記の適応整合フィルタ１０５、１０６を
用いる。適応整合フィルタ１０５、１０６は、伝送路の
インパルス応答の時間反転複素共役の応答を信号に畳み
込むことで実現でき、その効果として時間領域に遅延分
散した信号エネルギを信号として最大限利用できる。ま
た、同時に複数のダイバーシチ・ブランチに対して、信
号ベクトルを同位相に制御でき、しかも、振幅について
は自乗特性を与えることができるので、ダイバーシチの
最大比合成も行われる。

【００２９】しかし、適応整合フィルタ１０５、１０６
を時間変動するマルチパスフェージング特性に追随させ
るには、適応制御が必要となる。本発明の実施形態で
は、プリアンブルを利用して、チャネルのインパルス応
答を初期設定し、プリアンブル以降のデータバーストに
対しては、遅延判定帰還形系列推定器１１５からのデー
タ信号を利用して適応制御を行う。

【００３０】上記図１に示した本発明の実施形態のダイ
バーシチ受信機の適応整合フィルタ１０５、１０６と相
関器１０７と１０８の詳細を図３に示す。図３におい
て、３０１は適応整合フィルタ、３０２は相関器、３０
３は遅延素子である。適応整合フィルタ３０１は、複数
の遅延素子３０１ａ、複数の複素乗算器３０１ｂ、合成
回路３０１ｃを備えており、相関器３０２は、複数の遅
延素子３０２ａ、複数の複素相関器３０２ｂ、分岐回路
３０２ｃを備えている。

【００３１】適応整合フィルタ３０１は、復調受信信号
３００を入力とするトランスバーサルフィルタで構成し
て合成回路３０１ｃから最適受信信号を強調された復調
信号３０１ｄを出力する。また、相関器３０２は基準信
号３０２ｄを入力として演算する複素タップ係数により
トランスバーサルフィルタリングを行う。これは、いわ
ゆる線形等化器とは異なり、相関器３０２が演算するイ
ンパルス応答の複素共役時間反転の重み係数により、整
合フィルタリングを行うものである。すなわち、相関器
３０２が伝送路応答を推定することになるが、その手段
は受信信号と基準信号との相関処理で行われる。

【００３２】ここで、基準信号には、プリアンブルバー
スト入力中のバースト引込み時においては、送信信号の
既知パターン（プリアンブル）を用いる。送信された信
号をＳ（ｔ）とした場合、受信信号は伝送路応答ｈ
（ｔ）との畳み込みで示される。すなわち、受信信号ｒ
（ｔ）は、 ｒ（ｔ）＝ｈ（ｔ）＊Ｓ（ｔ） ・・・（１） となる。ここで、＊は畳み込み（コンヴォリューショ
ン）を示す。相関器３０２は、受信信号の複素共役に送
信されたのと同じ既知信号を基準信号として相関演算を
行う。すなわち、相関値Ｗは、 Ｗ＝Ｅ［ｃｏｎｊ｛ｒ（ｔ）｝Ｓ（ｔ）］ ＝Ｅ［ｃｏｎｊ｛ｈ（ｔ）＊Ｓ（ｔ）｝Ｓ（ｔ）］ ＝Ｅ［ｃｏｎｊ｛ｈ（ｔ）｝］Ｅ［Ｓ（ｔ）ｃｏｎｊ｛Ｓ（ｔ）｝］ ・・・（２） となる。ここで、Ｅ［］は時間平均処理を、ｃｏｎ
ｊ［］は複素共役を示す。すなわち、相関結果Ｗは、イ
ンパルス応答の複素共役の時間平均と、送信信号Ｓ
（ｔ）のパワーの時間平均の積となる。

【００３３】ここで、伝送路応答であるインパルス応答
ｈ（ｔ）は、マルチパスフェージングにより時間変動す
る複素関数として表現できるが、１秒間に数メガビット
の無線伝送を行うことを前提にすると、当該伝送データ
速度に比べて伝搬路のフェージング速度は、極めて低速
となる。一般に、フェージング速度は、数ヘルツから数
１００ヘルツ程度の変化速度である。従って、数メガビ
ットを平均処理するに十分な平均処理時間を設定した場
合、（２）式で示された時間平均（アンサンブル平均）
は、インパルス応答に対しては定数として扱える。すな
わち、（２）式は、 Ｗ＝ｃｏｎｊ［ｈ（ｔ）］×Ｐ ・・・（３） で表現できる。

【００３４】ここで、Ｐは送信信号のパワーであり、こ
れを１で正規化すれば、相関結果はインパルス応答の複
素共役で表現できる。これを時間反転、すなわち、ｈ
（−ｔ）の形式にて、適応整合フィルタ３０１に畳み込
めば、いわゆる通信理論上の整合フィルタリングが可能
となる。

【００３５】以上の操作においては、バースト初期引込
み時における整合フィルタのタップ係数設定を目的とし
て行われ、相関処理の基準信号にプリアンブルを用いら
れるが、そのプリアンブルパターンの例を図４に示す。
図４において、４０１はバースト信号を示し、プリアン
ブルバーストとデータバーストから構成される。プリア
ンブルパースとは、最初に信号検出用のキャリア検出バ
ースト、ＡＧＣ設定用バースト、ＡＦＣ設定用バース
ト、等化器などのタップ係数設定用バースト、同期ビッ
トの順序に配列される。図６の従来例とは、アンテナ１
受信、アンテナ２受信のバーストが存在しない。ここで
は、タップ係数設定用バーストを用いて、伝送路推定を
行い、４０２に示されるインパルス応答により遅延時間
τ１〜３…とその応答レベルを求める。この処理が、上
記に示した相関演算による結果（３）式の動作に該当す
る。

【００３６】また、求められたタップ係数により整合フ
ィルタリングを行えば、図４の４０３に示されるよう
に、インパルス応答は、遅延時間τ１〜τ３…というよ
うに、時間分散したエネルギーが主応答のタイミングτ
１に同位相で合成され、インパルス応答の主ピークが持
上がり、結果的に時間分散の度合が抑えられることにな
る。これは、インパルス応答ｈ（ｔ）とその時間反転複
素共役ｃｏｎｊ［ｈ（−ｔ）］との積が、理想的には絶
対値｜ｈ（ｔ）｜の自乗になることより容易に理解され
る。すなわち、絶対値となることで、複素関数ｈ（ｔ）
の成分がすべて実数化され、ｈ（ｔ）の時間関数成分が
実数軸上に位相制御されることを意味する。

【００３７】この動作は、ダイバーシチを考慮した場
合、重要な意味を持つ。例えば、２ブランチのダイバー
シチにおいて、同一の基準信号を用いて相関制御により
上記整合フィルタリングを行った場合、各ブランチは同
位相に信号ベクトルが制御され、そのままダイバーシチ
合成することにより、信号ベクトルの強化が図れる。ま
た、上記に説明したように、インパルス応答の絶対値の
自乗特性が得られるため、振幅情報について自乗特性を
示す。すなわち、ダイバーシチの最大比合成が実現でき
る。

【００３８】以上の適応整合フィルタ３０１（図３）に
よるダイバーシチ合成は、イクスプリシット（外在的）
ダイバーシチ合成に相当するが、上述の時間領域の信号
強化は、インプリシット（内在的）ダイバーシチ合成と
呼ばれることがある。特に、インプリシットダイバーシ
チゲインは、マルチパスの遅延分散が大きいほど効果が
あり、通常でも２〜３ｄＢは選られ、多い場合には４〜
５ｄＢ程度得ることもある。この整合フィルタ効果は、
ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）通信方式
ではＲＡＫＥ受信効果として知られている。

【００３９】上記図１において、バーストの初期引込み
段階では、適応整合フィルタ１０５、１０６をプリアン
ブルを利用して立ち上げるため、送信側と予め規定して
いる所定のパターン信号を発生するプリアンブル発生回
路１１４が供給する所定パターンの既知信号を、切替器
１１１、１１２を経由して相関器１０７、１０８に基準
信号として供給する。遅延回路１０９、１１０は、受信
信号と基準信号のタイミングを併せるための遅延時間を
設定するためのものである。以上の適応整合フィルタ１
０５、１０６の初期立上げにおいて求めた相関結果を、
プリアンブルに後続するデータバースト期間中は保持す
ることは、良く用いられる手段である。

【００４０】しかし、フェージング速度とバースト長、
データ速度の関係によりデータバースト期間中、適応整
合フィルタ１０５、１０６のタップ係数を固定にしてい
ると、伝送路推定にずれが次第に生じてくる場合があ
る。これは、適応等化器にも問題となるケースがあり、
このような場合には伝送路応答をデータバースト中もト
ラッキングさせ、タップ係数を更新していく必要があ
る。本発明の実施形態では、その手段として適応等化器
としての遅延判定帰還形系列推定器１１５が出力する仮
判定データを用いることを提案する。

【００４１】本発明の実施形態のダイバーシチ受信機の
遅延判定帰還形系列推定器１１５の内部構造を図２に示
すが、これに関しては公開特許公報（特開平１０−２２
８７９号公報）、及び電子情報通信学会信学技報ＲＣＳ
９８−１０２（１９９８−１０）「遅延判定帰還形信号
推定器による高速無線モデム」に示されている。遅延判
定帰還形系列推定器１１５は、図２に示すごとく、複数
の減算器２０１、２０２、複数の絶対値演算回路２０
３、加算比較選択回路（ＡＣＳ）２０４、複数の判定帰
還形等化器２０５、推定信号発生回路２０６を備えてい
る。

【００４２】ここで、遅延判定帰還形系列推定器１１５
について簡単に説明すると、その特徴は、最尤系列推定
（ＭＬＳＥ）と判定帰還形等化器（ＤＦＥ）の長所を組
み合せていることである。最尤系列推定（ＭＬＳＥ）
は、インパルス応答のプリカーサによる符号間干渉（Ｉ
ＳＩ）を除去し、判定帰還形等化器（ＤＦＥ）は、ポス
トカーサによる符号間干渉を除去する。このように、Ｍ
ＬＳＥとＤＦＥの役割分担を行うことで、等化器の特性
を実用レベルに高めつつ、完全なＭＬＳＥよりも演算規
模の小さな装置化を可能とすることを特徴としている。

【００４３】上記図２において、入力が複数に分岐され
ているが、これは最尤系列推定（ＭＬＳＥ）の状態遷移
に該当するブランチであり、推定信号発生回路２０６が
ＭＬＳＥによる推定信号を発生する。２０１及び２０２
は減算器であり、合成回路１１３の出力である入力信号
２００はＭＬＳＥの推定する系列信号との差がまず取ら
れる。これがブランチメトリックと呼ばれるものであ
り、続いて、判定帰還形等化器（ＤＦＥ）が推定する等
化信号との差もまた、メトリックとして扱われる。各ブ
ランチ・メトリックは、加算比較選択回路（ＡＣＳ：Ad
der Comparing Selection circuit）２０４において、
最もブランチメトリックの小さい信号系列パスが選択さ
れ、最終的な判定データ２０７及びＤＦＥ２０５を通さ
ない場合の加算比較選択回路の出力である仮判定データ
２０８として出力される。この判定データはＳ／Ｎの高
い、マルチパス等のフェージングに影響されない復調デ
ータとして、出力される。

【００４４】しかし、ＤＦＥのタップ数は１０数ビット
に及ぶため、最終的な判定データが出力されるまで、か
なりの遅延時間が生じる。上記適応整合フィルタ１０
５、１０６を制御するための相関演算に、この判定デー
タを基準信号に用いた場合には、相関ループにかなりの
遅延時間が含まれ、伝送路変動をトラッキングするのに
遅れを生じるという欠点がある。

【００４５】本発明の実施形態では、この問題を解決す
るひとつの手段として、遅延判定帰還形系列推定器１１
５の仮判定データを相関演算に用いることを提案する。
仮判定データとは、判定帰還形等化器（ＤＦＥ）２０５
の処理を行う前の、最尤系列推定（ＭＬＳＥ）が推定す
る信号系列を仮の判定結果である。これはＤＦＥの効果
は反映されていないが、本来強力な等化器であるＭＬＳ
Ｅが推定するものであるため、かなりの符号間干渉は除
去されたのと等価である。

【００４６】特に、伝送路におけるインパルス成分の応
答の際に、該応答の最高レベルを主応答レスポンスとし
て、その主応答レスポンス成分を基準に、進み成分とな
る応答と遅れ成分となる応答とが発生し、伝送路応答に
おける先行波となるプリカーサ（pre-cursor）応答（進
み成分）が少なく、ポストカーサ（post-cursor）の遅
れ成分が支配的となるチャネルにおいては、最尤系列推
定（ＭＬＳＥ）がポストカーサ歪を受持つため、その強
力な等化能力で、仮判定データの信号品質は極めて高い
ものとなる。このプリカーサ応答とポストカーサ応答と
の関係は、進みエコーと遅れエコーとの関係にも通じる
ことである。

【００４７】また、上述した適応整合フィルタ１０５、
１０６における相関演算では、時間平均処理を行うた
め、基準信号となるデータが多少ビット誤りを含んでい
たとしても、ビット誤りによる擾乱成分は、時間平均す
るとゼロとなるため、仮判定データでも伝送路推定のた
めの基準信号として実用に供する。

【００４８】以上のことより、上記図１においてデータ
バースト期間中は、遅延判定帰還形系列推定器１１５が
出力する仮判定データを用いて、レプリカ生成器１１６
にて受信信号レプリカを生成する。このために遅延判定
帰還形系列推定器１１５がその動作上演算するインパル
ス応答情報も、レプリカ生成器１１６に供給される。
尚、遅延判定帰還形系列推定器１１５が求めるインパル
ス応答は、無線伝送路と整合フィルタを含むダイバーシ
チ合成系の伝送路応答を指示する。レプリカ生成器１１
６からの受信レプリカを基準信号として、切替器１１
１、１１２を経由して、データバースト期間中は、これ
を相関器１０７、１０８に供給し、相関演算を行わせ
る。

【００４９】以上の動作より、本発明の実施形態のダイ
バーシチ受信機は、遅延判定帰還形系列推定器１１５の
仮判定データを利用することにより、トラッキング遅れ
の小さい適応ダイバーシチ合成を行うことができる。

【００５０】以上説明したように本発明の実施形態のダ
イバーシチ受信機によれば、ダイバーシチが、本発明に
より最大比合成ダイバーシチになったこと、また、適応
整合フィルタ１０５、１０６によるインプリシットダイ
バーシチゲインの確保と併せて、ダイバーシチゲインが
大幅に改善される効果がある。

【００５１】更に、従来の切替ダイバーシチの場合に
は、プリアンブルに各受信アンテナ１０１、１０２の受
信レベルを検出するためのバーストと、受信アンテナ切
替が完了するまでの切替用ガードタイムが必要であった
が、本発明のような合成ダイバーシチの場合には、プリ
アンブル長にそのようなバーストが不要となる効果があ
る。

【００５２】尚、本発明の実施形態の適応整合フィルタ
１０５、１０６の初期立上げには、遅延判定帰還形系列
推定器１１５のタップ係数設定用プリアンブルを共有す
るため、適応整合フィルタ１０５、１０６専用のプリア
ンブルは不要である。従って、本発明は従来技術に比
べ、ダイバーシチ効果が増強され、しかも切替ダイバー
シチに比べ、少ないプリアンブルで初期立上げが可能と
なる効果がある。

【００５３】また、本発明の実施形態の適応整合フィル
タ１０５、１０６によるダイバーシチ合成では、適応整
合フィルタ１０５、１０６自体に受信信号を実数ベクト
ルに位相制御する機能を有しているため、従来技術のよ
うな周波数・位相オフセットを吸収するための位相同期
ループが不要となる効果がある。

【００５４】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、バ
ーストの初期引き込み段階では、プリアンブル発生手段
で発生する既知信号を基準信号として複数の相関手段に
各々供給し、データバースト期間中は、レプリカ生成手
段で生成する受信信号レプリカを基準信号として複数の
相関手段に各々供給し、また、複数の適応整合フィルタ
は、受信信号を実数ベクトルに位相制御する機能を有
し、仮判定データ出力手段は、インパルス応答のプリカ
ーサによる符号間干渉を除去する最尤系列推定機能と、
ポストカーサによる符号間干渉を除去する判定帰還形等
化機能とを有するため、下記のような効果を奏する。

【００５５】ダイバーシチが、本発明により最大比合成
ダイバーシチになったこと、また、適応整合フィルタに
よるインプリシットダイバーシチゲインの確保と併せ
て、ダイバーシチゲインが大幅に改善される効果があ
る。

【００５６】更に、従来の切替ダイバーシチの場合に
は、プリアンブルに各受信アンテナの受信レベルを検出
するためのバーストと、受信アンテナ切替が完了するま
での切替用ガードタイムが必要であったが、本発明のよ
うな合成ダイバーシチの場合には、プリアンブル長にそ
のようなバーストが不要となる効果がある。

【００５７】尚、本発明の適応整合フィルタの初期立上
げには、遅延判定帰還形系列推定器のタップ係数設定用
プリアンブルを共有するため、適応整合フィルタ専用の
プリアンブルは不要である。従って、本発明は従来技術
に比べ、ダイバーシチ効果が増強され、しかも切替ダイ
バーシチに比べ、少ないプリアンブルで初期立上げが可
能となる効果がある。

【００５８】また、本発明の適応整合フィルタによるダ
イバーシチ合成では、適応整合フィルタ自体に受信信号
を実数ベクトルに位相制御する機能を有しているため、
従来技術のような周波数・位相オフセットを吸収するた
めの位相同期ループが不要となる効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態のダイバーシチ受信機の構成
例を示すブロック図である。

【図２】本発明の実施形態のダイバーシチ受信機の遅延
判定帰還形系列推定器の詳細構成例を示すブロック図で
ある。

【図３】本発明の実施形態のダイバーシチ受信機の適応
整合フィルタと相関器の詳細構成例を示すブロック図で
ある。

【図４】本発明の実施形態のダイバーシチ受信機におけ
るプリアンブルパターンの例を示す説明図である。

【図５】従来例の遅延判定帰還形系列推定器を用いたダ
イバーシチ受信機の構成を示すブロック図である。

【図６】従来例のアンテナ切替ダイバーシチを行う場合
のブリアンブルバーストの例を示す説明図である。

【符号の説明】

１０５、１０６ 適応整合フィルタ １０７、１０８ 相関器 １１１、１１２ 切替器 １１３ 合成回路 １１４ プリアンブル発生回路 １１５ 遅延判定帰還形系列推定器 １１６ レプリカ生成器

Claims (7)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数のダイバーシチブランチを備えたダ
   イバーシチ受信機において、 受信信号と基準信号との相関演算によりインパルス応答
   を推定する複数の相関手段と、該複数の相関手段で推定
   されたインパルス応答の複素共役時間反転の重み係数に
   基づき整合フィルタリングを行う複数の適応整合フィル
   タと、該複数の適応整合フィルタの出力を合成する合成
   手段と、該合成手段の出力に基づき仮判定データを出力
   する仮判定データ出力手段と、該仮判定データ出力手段
   から出力される前記仮判定データに基づき受信信号レプ
   リカを生成するレプリカ生成手段と、前記基準信号とな
   る既知信号を発生するプリアンブル発生手段と、前記レ
   プリカ生成手段で生成された前記受信信号レプリカ又は
   前記プリアンブル発生手段で発生された前記既知信号を
   前記基準信号として前記複数の相関手段に各々供給する
   複数の切替手段とを備えたことを特徴とするダイバーシ
   チ受信機。
2. 【請求項２】 前記複数の適応整合フィルタは、前記受
   信信号を実数ベクトルに位相制御する機能を有し、前記
   仮判定データ出力手段は、前記インパルス応答のプリカ
   ーサによる符号間干渉を除去する最尤系列推定機能と、
   ポストカーサによる符号間干渉を除去する判定帰還形等
   化機能とを有することを特徴とする請求項１に記載のダ
   イバーシチ受信機。
3. 【請求項３】 前記複数の切替手段は、前記受信信号の
   バーストの初期引き込み段階では、前記プリアンブル発
   生手段で発生する前記既知信号を前記基準信号として前
   記複数の相関手段に各々供給し、データバースト期間中
   は、前記レプリカ生成手段で生成する前記受信信号レプ
   リカを前記基準信号として前記複数の相関手段に各々供
   給することを特徴とする請求項１に記載のダイバーシチ
   受信機。
4. 【請求項４】 前記仮判定データ出力手段は、無線伝送
   路と前記適応整合フィルタを含むダイバーシチ合成系の
   伝送路応答を示すインパルス応答情報を演算して出力す
   る機能を有し、前記レプリカ生成手段は、前記データバ
   ースト期間中は、前記仮判定データ出力手段から出力さ
   れる前記仮判定データと前記インパルス応答情報に基づ
   き受信信号レプリカを生成することを特徴とする請求項
   １乃至３の何れかに記載のダイバーシチ受信機。
5. 【請求項５】 前記仮判定データとは、前記仮判定デー
   タ出力手段の判定帰還形等化機能による処理を行う前の
   最尤系列推定機能により推定する信号系列の仮の判定結
   果であることを特徴とする請求項１、２、４の何れかに
   記載のダイバーシチ受信機。
6. 【請求項６】 複数のダイバーシチブランチを備えたダ
   イバーシチ受信機に適用されるダイバーシチ受信制御方
   法において、 複数の相関手段により受信信号と基準信号との相関演算
   を行いインパルス応答を推定する工程と、前記推定され
   たインパルス応答の複素共役時間反転の重み係数に基づ
   き複数の適応整合フィルタにより整合フィルタリングを
   行う工程と、前記複数の適応整合フィルタの出力を合成
   する工程と、前記出力の合成に基づき仮判定データを出
   力する工程と、前記仮判定データに基づき受信信号レプ
   リカを生成する工程と、プリアンブル発生回路で前記基
   準信号となる既知信号を発生する工程と、バーストの初
   期引き込み段階では前記既知信号を前記基準信号として
   前記複数の相関手段に各々供給し、データバースト期間
   中は前記受信信号レプリカを前記基準信号として前記複
   数の相関手段に各々供給する工程とを有することを特徴
   とするダイバーシチ受信制御方法。
7. 【請求項７】 前記ダイバーシチ受信機は前記受信信号
   レプリカと前記プリアンブル発生回路からの既知信号と
   を切り替える切替手段を有し、該切替手段は、前記受信
   信号のバーストの初期引き込み段階では、前記既知信号
   を前記基準信号として前記複数の相関手段に各々供給
   し、データバースト期間中は、前記受信信号レプリカを
   前記基準信号として前記複数の相関手段に各々供給する
   ことを特徴とする請求項６に記載のダイバーシチ受信制
   御方法。