JPH05344029A - 干渉波除去装置 - Google Patents
干渉波除去装置Info
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- JPH05344029A JPH05344029A JP4149038A JP14903892A JPH05344029A JP H05344029 A JPH05344029 A JP H05344029A JP 4149038 A JP4149038 A JP 4149038A JP 14903892 A JP14903892 A JP 14903892A JP H05344029 A JPH05344029 A JP H05344029A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】角度ダイバーシティ受信を用いる見通し外通信
回線において希望波対干渉波レベル比をマイナスとする
ような強度の広帯域干渉波が存在する場合に、ダイバー
シティ効果を損なわないで広帯域干渉波の除去とマルチ
パス歪の除去を実現する。 【構成】角度ビームホーン１０３Ａを方向制御し、角度
ダイバーシティブランチ間での希望波にτだけの遅延差
を生じさせるために判定帰還形等化器１１９出力の判定
データを遅延素子１２１により遅延させ、相関器１１４
により角度ビーム受信波３２２との相関値をとり、ＡＧ
Ｃ増幅器１０６，１０７，１０８，１０９と、乗算器１
１０，１１１と、相関器１１２，１１３と、加算器１１
５と、減算器１１６とから構成されるパワー・インバー
ジョン・アダプティブ・アレイにより広帯域干渉波除去
を行う。また、切替器１１７は干渉除去を行わない時に
はダイバーシティの最大比合成出力であるＡＧＣ増幅器
１０８の出力を選択し、干渉除去動作時にはＡＧＣ増幅
器１０９出力を選択する。
回線において希望波対干渉波レベル比をマイナスとする
ような強度の広帯域干渉波が存在する場合に、ダイバー
シティ効果を損なわないで広帯域干渉波の除去とマルチ
パス歪の除去を実現する。 【構成】角度ビームホーン１０３Ａを方向制御し、角度
ダイバーシティブランチ間での希望波にτだけの遅延差
を生じさせるために判定帰還形等化器１１９出力の判定
データを遅延素子１２１により遅延させ、相関器１１４
により角度ビーム受信波３２２との相関値をとり、ＡＧ
Ｃ増幅器１０６，１０７，１０８，１０９と、乗算器１
１０，１１１と、相関器１１２，１１３と、加算器１１
５と、減算器１１６とから構成されるパワー・インバー
ジョン・アダプティブ・アレイにより広帯域干渉波除去
を行う。また、切替器１１７は干渉除去を行わない時に
はダイバーシティの最大比合成出力であるＡＧＣ増幅器
１０８の出力を選択し、干渉除去動作時にはＡＧＣ増幅
器１０９出力を選択する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は干渉波除去装置に関し、
特に角度ダイバーシティを採用した見通し外マイクロ波
通信回線においてＤ／Ｕ（希望波対干渉波比）がマイナ
スとなるような強度な近端妨害波である広帯域干渉波の
除去ができる干渉波除去装置に関する。
特に角度ダイバーシティを採用した見通し外マイクロ波
通信回線においてＤ／Ｕ（希望波対干渉波比）がマイナ
スとなるような強度な近端妨害波である広帯域干渉波の
除去ができる干渉波除去装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に角度ダイバーシティを採用した見
通し外マイクロ波通信回線は、図７に示すように、送信
点Ａから送信ホーン３０２経由送信アンテナ３０１から
マイクロ波が照射され、散乱点Ｐで散乱された電波を受
信点Ｂのアンテナ３０３から主ビームホーン３４により
受信する主ビームと、行路差の相異なる散乱点Ｑで散乱
され、いわゆるマルチパスの電波を角度ビームホーン３
０５により受信する角度ビームとで通信回線を形成して
いる。このＡＱＢの経路をとる角度ビームの伝搬時間と
ＡＰＢの経路をとる主ビームの伝搬時間は角度ビームホ
ーン３０５の仰角および伝搬条件により時間的に変動し
ている。一方、受信点Ｂにおいて近端妨害波と云われる
強い干渉波Ｊが存在する場合に、ＰＳＫやＱＡＭを用い
たディジタル見通し外マイクロ波回線に対して受信点近
傍のＦＭ回線による干渉や、隣接チャンネルからの干渉
等の妨害波などが問題となることがある。特にディジタ
ル伝送が高速の場合、ＦＭ干渉波は狭帯域干渉波と見な
せるが、それ以外の干渉波は広帯域の場合がある。特に
見通し外通信での受信信号レベルは低いために、干渉波
レベルの方が高くなりやすい。
通し外マイクロ波通信回線は、図７に示すように、送信
点Ａから送信ホーン３０２経由送信アンテナ３０１から
マイクロ波が照射され、散乱点Ｐで散乱された電波を受
信点Ｂのアンテナ３０３から主ビームホーン３４により
受信する主ビームと、行路差の相異なる散乱点Ｑで散乱
され、いわゆるマルチパスの電波を角度ビームホーン３
０５により受信する角度ビームとで通信回線を形成して
いる。このＡＱＢの経路をとる角度ビームの伝搬時間と
ＡＰＢの経路をとる主ビームの伝搬時間は角度ビームホ
ーン３０５の仰角および伝搬条件により時間的に変動し
ている。一方、受信点Ｂにおいて近端妨害波と云われる
強い干渉波Ｊが存在する場合に、ＰＳＫやＱＡＭを用い
たディジタル見通し外マイクロ波回線に対して受信点近
傍のＦＭ回線による干渉や、隣接チャンネルからの干渉
等の妨害波などが問題となることがある。特にディジタ
ル伝送が高速の場合、ＦＭ干渉波は狭帯域干渉波と見な
せるが、それ以外の干渉波は広帯域の場合がある。特に
見通し外通信での受信信号レベルは低いために、干渉波
レベルの方が高くなりやすい。
【０００３】他方、近傍からの干渉のほかに、送信点Ａ
から受信点Ｂ間で生ずる強度のマルチパスフェージング
の発生する見通し外通信回線においては、角度ダイバー
シティ方式や符号間干渉を消去する適応等化技術が不可
欠で、見通し外通信のように伝搬距離が大きな回線では
整合フィルタ（ＭＦ）と判定帰還形等化器（ＤＦＥ）が
符号間干渉を消去する重要な技術として開発されてい
る。
から受信点Ｂ間で生ずる強度のマルチパスフェージング
の発生する見通し外通信回線においては、角度ダイバー
シティ方式や符号間干渉を消去する適応等化技術が不可
欠で、見通し外通信のように伝搬距離が大きな回線では
整合フィルタ（ＭＦ）と判定帰還形等化器（ＤＦＥ）が
符号間干渉を消去する重要な技術として開発されてい
る。
【０００４】従来、前者の受信点近傍の強度の広帯域干
渉波を除去するためにはパワー・インバージョン・アダ
プティブ・アレイを用いた従来技術がある。このシステ
ムは図４の構成図に示すように、受信用アンテナの主ビ
ームホーン１０２、角度ビームホーン１０３、ＰＳＫ復
調器を含む受信機１０４，１０５、ベースバンドレベル
安定化用のＡＧＣ増幅器１０６，１０７、後述する乗算
器１１０，１１１、相関器１１２，１１３、加算器１１
５、減算器１１６、ＡＧＣ増幅器１０８，１０９、切替
器１１７、適応整合フィルタ（ＡＭＦ）１１８、判定帰
還形等化器１１９、切替制御器１２２から構成される。
渉波を除去するためにはパワー・インバージョン・アダ
プティブ・アレイを用いた従来技術がある。このシステ
ムは図４の構成図に示すように、受信用アンテナの主ビ
ームホーン１０２、角度ビームホーン１０３、ＰＳＫ復
調器を含む受信機１０４，１０５、ベースバンドレベル
安定化用のＡＧＣ増幅器１０６，１０７、後述する乗算
器１１０，１１１、相関器１１２，１１３、加算器１１
５、減算器１１６、ＡＧＣ増幅器１０８，１０９、切替
器１１７、適応整合フィルタ（ＡＭＦ）１１８、判定帰
還形等化器１１９、切替制御器１２２から構成される。
【０００５】次に従来例の動作を説明する。各ダイバー
シティ入力は受信機１０４，１０５で復調され、ＡＧＣ
増幅器１０６，１０７によりフェージングによるレベル
変動が除かれた後、乗算器１１０，１１１に通される。
乗算器１１０，１１１は相関器１１２，１１３からの複
素タップ係数がそれぞれ乗じられる。これらのタップ係
数は、ＡＧＣ増幅器１０６，１０７出力とダイバーシテ
ィ合成後のＡＧＣ増幅器１０８出力との相関値である。
これらの相関値は乗算器１１０，１１１の入力信号に対
する伝達係数の複素共役となっており、乗算器１１０，
１１１の出力は位相に関して互いに同相に振幅に関して
は入力の２乗になる。従って乗算器１１０の出力と１１
１の出力を加算器１１５で合成することにより、最大比
合成が行われる。干渉波が存在しない時は切替器１１７
はＡＧＣ増幅器１０８，１０９出力の最大比合成ルート
を選択出力する。なお、切替制御器１２２は通常加算器
１１５の側を選択しているが、回線監視員が回線品質を
表す符号誤り率又はＳ／Ｎ等を監視して強力な干渉によ
る符号誤り率の大幅な劣化等を認知した場合には、切替
制御器１２２により、次に述べる減算器１１６の側を選
択すべく切り替えを行う。この減算器１１６は乗算器１
１０の出力から乗算器１１１の出力を減じており、加算
器１１５が位相について同相合成を行うのに対し、減算
器１１６は逆相合成を行うことで、干渉波の除去を行
う。すなわち減算器１１６の出力はパワー・ィンバージ
ョン・アダプティブ・アレイ出力と等価である。
シティ入力は受信機１０４，１０５で復調され、ＡＧＣ
増幅器１０６，１０７によりフェージングによるレベル
変動が除かれた後、乗算器１１０，１１１に通される。
乗算器１１０，１１１は相関器１１２，１１３からの複
素タップ係数がそれぞれ乗じられる。これらのタップ係
数は、ＡＧＣ増幅器１０６，１０７出力とダイバーシテ
ィ合成後のＡＧＣ増幅器１０８出力との相関値である。
これらの相関値は乗算器１１０，１１１の入力信号に対
する伝達係数の複素共役となっており、乗算器１１０，
１１１の出力は位相に関して互いに同相に振幅に関して
は入力の２乗になる。従って乗算器１１０の出力と１１
１の出力を加算器１１５で合成することにより、最大比
合成が行われる。干渉波が存在しない時は切替器１１７
はＡＧＣ増幅器１０８，１０９出力の最大比合成ルート
を選択出力する。なお、切替制御器１２２は通常加算器
１１５の側を選択しているが、回線監視員が回線品質を
表す符号誤り率又はＳ／Ｎ等を監視して強力な干渉によ
る符号誤り率の大幅な劣化等を認知した場合には、切替
制御器１２２により、次に述べる減算器１１６の側を選
択すべく切り替えを行う。この減算器１１６は乗算器１
１０の出力から乗算器１１１の出力を減じており、加算
器１１５が位相について同相合成を行うのに対し、減算
器１１６は逆相合成を行うことで、干渉波の除去を行
う。すなわち減算器１１６の出力はパワー・ィンバージ
ョン・アダプティブ・アレイ出力と等価である。
【０００６】次に、この干渉波除去の動作を図５の希望
波Ｓ１，Ｓ２，干渉波Ｊ１，Ｊ２のベクトル合成の説明
図により説明する。図５（ａ）〜（ｃ）は入力１すなわ
ち、角度ビームホーン１０３、乗算器１１０、加算器１
１５の側を示し、図５（ｄ）〜（ｆ）は入力２すなわ
ち、主ビームホーン１０２、乗算器１１１、減算器１１
６の側を示す。また、図５（ｇ）〜（ｉ）および図５
（ｊ）〜（ｌ）はそれぞれ前述の入力１および入力２の
場合に対応し希望波，干渉波が特殊なベクトル位置にな
った場合を示している。
波Ｓ１，Ｓ２，干渉波Ｊ１，Ｊ２のベクトル合成の説明
図により説明する。図５（ａ）〜（ｃ）は入力１すなわ
ち、角度ビームホーン１０３、乗算器１１０、加算器１
１５の側を示し、図５（ｄ）〜（ｆ）は入力２すなわ
ち、主ビームホーン１０２、乗算器１１１、減算器１１
６の側を示す。また、図５（ｇ）〜（ｉ）および図５
（ｊ）〜（ｌ）はそれぞれ前述の入力１および入力２の
場合に対応し希望波，干渉波が特殊なベクトル位置にな
った場合を示している。
【０００７】今、Ｄ／Ｕがマイナスとなるくらい干渉波
が大きい場合に、干渉波どうし同相合成されるように制
御され、図５（ｂ）と（ｅ）に示すように、乗算器１１
０と１１１出力にて干渉波Ｊ１とＪ２とが振幅および位
相が等しくなる。この場合、図５（ｃ）は、加算器１１
５出力では干渉波どうしの同相合成を示している。一
方、図５（ｆ）に示すように減算器１１６では干渉波ど
うし逆相合成され、干渉波は除去され、希望信号波のみ
抽出されている。しかし希望波Ｓ１とＳ２については最
大比合成のみならず同相合成すら行なわれないことにな
る。特に希望波Ｓと干渉波Ｊとの位相関係により、希望
信号波が消えることがある。入力１と２が図５（ｇ）と
（ｊ）のようにＳとＪとの振幅位相関係が同じ場合に、
乗算器１１０と１１１の出力は図５（ｈ）と（ｋ）のよ
うに一致する。この時図５（ｉ）のように加算器１１５
出力はＳもＪも同相合成で、減算器１１６出力はＳもＪ
も逆相合成となる。すなわち干渉波は除去されている
が、希望信号波も消滅することになる。
が大きい場合に、干渉波どうし同相合成されるように制
御され、図５（ｂ）と（ｅ）に示すように、乗算器１１
０と１１１出力にて干渉波Ｊ１とＪ２とが振幅および位
相が等しくなる。この場合、図５（ｃ）は、加算器１１
５出力では干渉波どうしの同相合成を示している。一
方、図５（ｆ）に示すように減算器１１６では干渉波ど
うし逆相合成され、干渉波は除去され、希望信号波のみ
抽出されている。しかし希望波Ｓ１とＳ２については最
大比合成のみならず同相合成すら行なわれないことにな
る。特に希望波Ｓと干渉波Ｊとの位相関係により、希望
信号波が消えることがある。入力１と２が図５（ｇ）と
（ｊ）のようにＳとＪとの振幅位相関係が同じ場合に、
乗算器１１０と１１１の出力は図５（ｈ）と（ｋ）のよ
うに一致する。この時図５（ｉ）のように加算器１１５
出力はＳもＪも同相合成で、減算器１１６出力はＳもＪ
も逆相合成となる。すなわち干渉波は除去されている
が、希望信号波も消滅することになる。
【０００８】さらに干渉波が大きい場合の加算器１１
５，減算器１１６の動作を補足説明すると、加算器１１
５出力では干渉波レベルの方が希望波レベルより高くな
り、干渉波が基準信号として相関器１１２および１１３
に帰還される。すなわち乗算器１１０と１１１にはダイ
バーシティブランチ間の干渉波を最大比合成するような
重み係数が乗ぜられる。一方減算器１１６は加算器１１
５の最大比合成とは逆の動作を行う。減算器１１６入力
での干渉波レベルはＡＧＣ増幅器１０６および１０７に
よりそれぞれ正規化されているので、減算器１１６出力
では干渉波が除去され、希望波が出力される。前述の説
明は希望波Ｓと干渉波Ｊの加算又は減算の動作をベクト
ルにより説明したが、希望波Ｓと干渉波Ｊのうち特に希
望波Ｓは主ビームホーンと角度ビームホーンとである時
間差で受信されるので、時系列なディジタル受信信号の
シンボルａ０，ａ−１，ａ−２，ａ−３（１シンボルは
４相ＰＳＫの場合に２ビットに対応する）においても、
主ビームと角度ビームとで時間的な相関のずれが生ず
る。すなわち、図６に示すように、角度ビーム受信にお
ける乗算器１１０出力での希望波Ｓ１の時系列な信号フ
ォーマットが周期Ｔでシンボルａ１，ａ０，ａ−１〜ａ
−４のように配列され、主ビーム受信における乗算器１
１１出力での希望波Ｓ２の時系列な信号フォーマットが
周期Ｔだけずれてシンボルａ２，ａ１，ａ０〜ａ−３の
ように配列されたとすると、例えばシンボルａ０同士で
は周期Ｔだけずれており、相関がない状態を示してい
る。しかし、主ビームと角度ビーム受信とで時間差が周
期Ｔに比して半分以下となると、例えばシンボルａ０同
士，ａ１同士等で相関が大きくなり、この状態で減算器
１１６に入力すると前述の図５（ｆ），（ｌ）で示した
ように希望波同士の干渉と最悪の場合に希望波のシンボ
ル同士の消去が発生する。なお干渉波の場合には図６に
示すように、近傍からの干渉であるために角度ビーム受
信と主ビーム受信とで時間ずれがなく目的とする干渉波
消去が正規に行われる。なお、前述の干渉波がなくマル
チパスフェージング等で希望波同士の時間ずれがτの場
合に、図６に示すように、２波伝搬によるインパルス応
答は、適応整合フィルタ１１８により主応答を中心に対
称化される。主応答３１２は整合フィルタにより３１１
のように分散したエネルギーを主応答３１０に集束した
結果の主応答となっており、その振幅レベルが３１０よ
り増大している。これは整合フィルタリングによるＳＮ
比の最大化動作と解釈される。なお３１１の遅れ応答は
３１４と３１３の遅れ進み応答の小さなレベルに分散さ
せられ、判定帰還形等化器１１９の適応等化動作に対す
る負担を軽減できる。
５，減算器１１６の動作を補足説明すると、加算器１１
５出力では干渉波レベルの方が希望波レベルより高くな
り、干渉波が基準信号として相関器１１２および１１３
に帰還される。すなわち乗算器１１０と１１１にはダイ
バーシティブランチ間の干渉波を最大比合成するような
重み係数が乗ぜられる。一方減算器１１６は加算器１１
５の最大比合成とは逆の動作を行う。減算器１１６入力
での干渉波レベルはＡＧＣ増幅器１０６および１０７に
よりそれぞれ正規化されているので、減算器１１６出力
では干渉波が除去され、希望波が出力される。前述の説
明は希望波Ｓと干渉波Ｊの加算又は減算の動作をベクト
ルにより説明したが、希望波Ｓと干渉波Ｊのうち特に希
望波Ｓは主ビームホーンと角度ビームホーンとである時
間差で受信されるので、時系列なディジタル受信信号の
シンボルａ０，ａ−１，ａ−２，ａ−３（１シンボルは
４相ＰＳＫの場合に２ビットに対応する）においても、
主ビームと角度ビームとで時間的な相関のずれが生ず
る。すなわち、図６に示すように、角度ビーム受信にお
ける乗算器１１０出力での希望波Ｓ１の時系列な信号フ
ォーマットが周期Ｔでシンボルａ１，ａ０，ａ−１〜ａ
−４のように配列され、主ビーム受信における乗算器１
１１出力での希望波Ｓ２の時系列な信号フォーマットが
周期Ｔだけずれてシンボルａ２，ａ１，ａ０〜ａ−３の
ように配列されたとすると、例えばシンボルａ０同士で
は周期Ｔだけずれており、相関がない状態を示してい
る。しかし、主ビームと角度ビーム受信とで時間差が周
期Ｔに比して半分以下となると、例えばシンボルａ０同
士，ａ１同士等で相関が大きくなり、この状態で減算器
１１６に入力すると前述の図５（ｆ），（ｌ）で示した
ように希望波同士の干渉と最悪の場合に希望波のシンボ
ル同士の消去が発生する。なお干渉波の場合には図６に
示すように、近傍からの干渉であるために角度ビーム受
信と主ビーム受信とで時間ずれがなく目的とする干渉波
消去が正規に行われる。なお、前述の干渉波がなくマル
チパスフェージング等で希望波同士の時間ずれがτの場
合に、図６に示すように、２波伝搬によるインパルス応
答は、適応整合フィルタ１１８により主応答を中心に対
称化される。主応答３１２は整合フィルタにより３１１
のように分散したエネルギーを主応答３１０に集束した
結果の主応答となっており、その振幅レベルが３１０よ
り増大している。これは整合フィルタリングによるＳＮ
比の最大化動作と解釈される。なお３１１の遅れ応答は
３１４と３１３の遅れ進み応答の小さなレベルに分散さ
せられ、判定帰還形等化器１１９の適応等化動作に対す
る負担を軽減できる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】上述したように従来の
干渉波除去装置は、干渉波を除去しようとすると、希望
波についてダイバーシティの最大比合成あるいは同相合
成が行なわれないために、マルチパスフェージングのあ
る回線での適応等化による最適受信と干渉波除去とが両
立せず、最悪の場合に希望信号を消失させてしまうと言
う欠点がある。
干渉波除去装置は、干渉波を除去しようとすると、希望
波についてダイバーシティの最大比合成あるいは同相合
成が行なわれないために、マルチパスフェージングのあ
る回線での適応等化による最適受信と干渉波除去とが両
立せず、最悪の場合に希望信号を消失させてしまうと言
う欠点がある。
【００１０】本発明の目的は、干渉除去に伴う希望波の
消失を防ぎ、ダイバーシティ効果を損なうことなしに強
い広帯域干渉波を除去できる干渉波除去装置を提供する
ことにある。
消失を防ぎ、ダイバーシティ効果を損なうことなしに強
い広帯域干渉波を除去できる干渉波除去装置を提供する
ことにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明の干渉波除去装置
は、角度ビームの受信を行うための角度ビームホーンお
よび受信機、この受信機出力レベル変動除去用の第１の
ＡＧＣ増幅器、第１のＡＧＣ増幅器出力信号とダイバー
シティ合成後の出力信号との相関をとる第１の相関器、
第１の相関器の相関値と前記第１のＡＧＣ増幅器の出力
信号との乗算を行う第１の乗算器を有する第１の受信手
段と、主ビームの受信を行うための主ビームホーンおよ
び受信機、この受信機出力レベル変動除去用の第２のＡ
ＧＣ増幅器、第２のＡＧＣ増幅器出力信号とダイバーシ
ティ合成後の出力信号との相関をとる第２の相関器、第
２の相関器の相関値と前記第２のＡＧＣ増幅器出力信号
との乗算を行う第２の乗算器を有する第２の受信手段
と、前記第１および第２の受信手段の出力信号を入力し
て合成を行う加算器、前記第１および第２の受信手段の
出力信号を入力して主として混入する干渉波信号を逆相
合成する減算器、前記加算器又は前記減算器いずれかの
出力信号を選択する切替器、この切替器の出力に接続さ
れる適応整合フィルタおよび判定帰還形等化器を有する
ダイバーシティ合成および回線品質補償手段とを備えて
いる干渉波除去装置において、前記回線品質補償手段の
出力信号を所定時間τだけ遅延させる遅延素子と、第１
のＡＧＣ増幅器の出力信号と前記遅延素子の出力信号と
を入力して相関をとる第３の相関器と、前記第３の相関
器の相関値信号を入力して前記相関値信号の相関値が最
大となるように前記角度ビームホーンの仰角を制御する
角度ビームホーン制御手段とを有する。
は、角度ビームの受信を行うための角度ビームホーンお
よび受信機、この受信機出力レベル変動除去用の第１の
ＡＧＣ増幅器、第１のＡＧＣ増幅器出力信号とダイバー
シティ合成後の出力信号との相関をとる第１の相関器、
第１の相関器の相関値と前記第１のＡＧＣ増幅器の出力
信号との乗算を行う第１の乗算器を有する第１の受信手
段と、主ビームの受信を行うための主ビームホーンおよ
び受信機、この受信機出力レベル変動除去用の第２のＡ
ＧＣ増幅器、第２のＡＧＣ増幅器出力信号とダイバーシ
ティ合成後の出力信号との相関をとる第２の相関器、第
２の相関器の相関値と前記第２のＡＧＣ増幅器出力信号
との乗算を行う第２の乗算器を有する第２の受信手段
と、前記第１および第２の受信手段の出力信号を入力し
て合成を行う加算器、前記第１および第２の受信手段の
出力信号を入力して主として混入する干渉波信号を逆相
合成する減算器、前記加算器又は前記減算器いずれかの
出力信号を選択する切替器、この切替器の出力に接続さ
れる適応整合フィルタおよび判定帰還形等化器を有する
ダイバーシティ合成および回線品質補償手段とを備えて
いる干渉波除去装置において、前記回線品質補償手段の
出力信号を所定時間τだけ遅延させる遅延素子と、第１
のＡＧＣ増幅器の出力信号と前記遅延素子の出力信号と
を入力して相関をとる第３の相関器と、前記第３の相関
器の相関値信号を入力して前記相関値信号の相関値が最
大となるように前記角度ビームホーンの仰角を制御する
角度ビームホーン制御手段とを有する。
【００１２】
【実施例】次に、本発明について図面を参照して説明す
る。図１は本発明の第１の実施例の構成図、図２は第１
の実施例の動作説明図である。図１において図４の従来
例と同一の符号は同一の構成と機能を有する。すなわち
本実施例では相関器１１４、角度ビームホーン制御器１
２０、遅延素子１２１、また、仰角方向の角度を制御に
より可変にできる角度ビームホーン１０３Ａを備えてい
る。
る。図１は本発明の第１の実施例の構成図、図２は第１
の実施例の動作説明図である。図１において図４の従来
例と同一の符号は同一の構成と機能を有する。すなわち
本実施例では相関器１１４、角度ビームホーン制御器１
２０、遅延素子１２１、また、仰角方向の角度を制御に
より可変にできる角度ビームホーン１０３Ａを備えてい
る。
【００１３】次に本実施例の動作を説明する。図１にお
いて、角度ビームホーン１０３Ａと主ビームホーン１０
２からの受信信号は、それぞれ受信機１０４および１０
５により無線周波数から中間周波数信号あるいはベース
バンド信号に変換され、ＡＧＣ増幅器１０６，１０７に
よりレベルが正規化される。ＡＧＣ増幅器１０６，１０
７，１０８，１０９と、乗算器１１０，１１１と、相関
器１１２，１１３と、加算器１１５および減算器１１６
は従来構成と同じパワー・インバージョン・アダプティ
ブ・アレイを構成しており、加算器１１５出力がダイバ
ーシティの最大比合成出力に対応しており、減算器１１
６出力がパワー・インバージョン・アダプティブ・アレ
イ出力に対応する。今図２の主ビームと角度ビーム信号
の相対遅延時間差を図２を参照して説明する。角度ビー
ムホーンの設定方向を調整制御すれば角度ビームによる
遅延差を一定に保つことができるが、今判定帰還形等化
器１１９の判定データ信号３２０は遅延素子１２１によ
りあらかじめτだけ遅延させて、判定データ信号３２１
として相関器１１４によりＡＧＣ増幅器１０６出力信号
３２と相互相関が取られる。
いて、角度ビームホーン１０３Ａと主ビームホーン１０
２からの受信信号は、それぞれ受信機１０４および１０
５により無線周波数から中間周波数信号あるいはベース
バンド信号に変換され、ＡＧＣ増幅器１０６，１０７に
よりレベルが正規化される。ＡＧＣ増幅器１０６，１０
７，１０８，１０９と、乗算器１１０，１１１と、相関
器１１２，１１３と、加算器１１５および減算器１１６
は従来構成と同じパワー・インバージョン・アダプティ
ブ・アレイを構成しており、加算器１１５出力がダイバ
ーシティの最大比合成出力に対応しており、減算器１１
６出力がパワー・インバージョン・アダプティブ・アレ
イ出力に対応する。今図２の主ビームと角度ビーム信号
の相対遅延時間差を図２を参照して説明する。角度ビー
ムホーンの設定方向を調整制御すれば角度ビームによる
遅延差を一定に保つことができるが、今判定帰還形等化
器１１９の判定データ信号３２０は遅延素子１２１によ
りあらかじめτだけ遅延させて、判定データ信号３２１
として相関器１１４によりＡＧＣ増幅器１０６出力信号
３２と相互相関が取られる。
【００１４】今、判定信号３２０と出力信号３２２との
角度ホーン調整前の相対遅延差をτ１とする。角度ビー
ムホーンの方向が主ビームホーンの方向に近づきダイバ
ーシティブランチ間で希望波の遅延差がτより小さい場
合に（τ１＜τ）、相関器１１４の相関出力は小さくな
っている。一方受信ホーンの角度差を増加するように角
度ビームホーンの方向を変化させていくと、図２のτ２
に示すように角度ビーム受信波は主ビーム受信波より遅
延していく。すなわち相関器１１４出力は増大し、角度
ビーム受信波の遅延がτとなる時その相関値は最大とな
る。従って角度ビームホーン制御器１２０は相関器１１
４の相関器が最大となるように角度ビームホーンの方向
調整を自動制御する。この動作により常に角度ビーム受
信波をτだけ遅延させることが可能となる。ところで相
関器１１４の相関値はレイリーフェージングにより短期
的な振幅位相変動を起こしている。従ってこれから直接
角度ビームホーン１０３を制御すると角度ビームホーン
の方向調整が短期的フェージングにより行われ、図２に
示す角度ダイバーシティブランチ間の伝搬路長差に対応
しなくなる。従って角度ビームホーン制御器１２０は相
関器１１４出力の相関値を平均化しその中央値を求め、
これが最大となるように制御する。τを送信シンボル周
期のＴに設定した場合、乗算器１１０出力および乗算器
１１１出力での希望波成分は図２のτ＝Ｔに相当する。
一方、広帯域干渉波が受信点の近傍でかけられた場合、
ダイバーシティブランチ間での干渉波の遅延差は従来例
で説明したように無視できる。乗算器１１０出力および
乗算器１１１出力での干渉波成分は乗算器１１０および
１１１出力ではダイバーシティブランチ間での干渉波ど
うしが等振幅同位相に制御されているので、これらは減
算器１１６により除去される。希望波に関してはダイバ
ーシティブランチ間での遅延差によりシンボルずれが生
じており、希望波どうしが逆相合成されても信号消失し
ない。
角度ホーン調整前の相対遅延差をτ１とする。角度ビー
ムホーンの方向が主ビームホーンの方向に近づきダイバ
ーシティブランチ間で希望波の遅延差がτより小さい場
合に（τ１＜τ）、相関器１１４の相関出力は小さくな
っている。一方受信ホーンの角度差を増加するように角
度ビームホーンの方向を変化させていくと、図２のτ２
に示すように角度ビーム受信波は主ビーム受信波より遅
延していく。すなわち相関器１１４出力は増大し、角度
ビーム受信波の遅延がτとなる時その相関値は最大とな
る。従って角度ビームホーン制御器１２０は相関器１１
４の相関器が最大となるように角度ビームホーンの方向
調整を自動制御する。この動作により常に角度ビーム受
信波をτだけ遅延させることが可能となる。ところで相
関器１１４の相関値はレイリーフェージングにより短期
的な振幅位相変動を起こしている。従ってこれから直接
角度ビームホーン１０３を制御すると角度ビームホーン
の方向調整が短期的フェージングにより行われ、図２に
示す角度ダイバーシティブランチ間の伝搬路長差に対応
しなくなる。従って角度ビームホーン制御器１２０は相
関器１１４出力の相関値を平均化しその中央値を求め、
これが最大となるように制御する。τを送信シンボル周
期のＴに設定した場合、乗算器１１０出力および乗算器
１１１出力での希望波成分は図２のτ＝Ｔに相当する。
一方、広帯域干渉波が受信点の近傍でかけられた場合、
ダイバーシティブランチ間での干渉波の遅延差は従来例
で説明したように無視できる。乗算器１１０出力および
乗算器１１１出力での干渉波成分は乗算器１１０および
１１１出力ではダイバーシティブランチ間での干渉波ど
うしが等振幅同位相に制御されているので、これらは減
算器１１６により除去される。希望波に関してはダイバ
ーシティブランチ間での遅延差によりシンボルずれが生
じており、希望波どうしが逆相合成されても信号消失し
ない。
【００１５】次に本発明の第２の実施例を図３により説
明する。すなわち第１の実施例で説明した遅延素子２４
２、相関器２２９，２３０、角度ホーン制御器２１１，
２１２、仰角方向に可変できる角度ホーン２０５，２０
６を角度ダイバーシティと併用される空間ダイバーシテ
ィ、すなわち４重ダイバーシティに適用した実施例であ
る。図３において、受信アンテナ２０１と２０２により
空間ダイバーシティ受信を行い、主ビームホーン２０３
と２０４および角度ビームホーン２０５と２０６により
角度ダイバーシティを行い、それぞれ無相関なダイバー
シティブランチ信号４個を得る。パワー・インバージョ
ン・アダプティブ・アレイによる干渉除去は角度ダイバ
ーシティブランチ間で行い、適応整合フィルタ２３７お
よび２３８によりそれぞれの空間ブランチ間の適応ダイ
バーシティ合成を行う。これらの適応整合フィルタでは
時間領域のインプリシットダイバーシティ合成と通常の
空間ダイバーシティ合成をともに最大比合成する。従っ
て希望波信号に関して強力なＳＮ比改善が施されると同
時にマルチパスフェージングによる波形歪も軽減され判
定帰還形等化器２４０により除去される。
明する。すなわち第１の実施例で説明した遅延素子２４
２、相関器２２９，２３０、角度ホーン制御器２１１，
２１２、仰角方向に可変できる角度ホーン２０５，２０
６を角度ダイバーシティと併用される空間ダイバーシテ
ィ、すなわち４重ダイバーシティに適用した実施例であ
る。図３において、受信アンテナ２０１と２０２により
空間ダイバーシティ受信を行い、主ビームホーン２０３
と２０４および角度ビームホーン２０５と２０６により
角度ダイバーシティを行い、それぞれ無相関なダイバー
シティブランチ信号４個を得る。パワー・インバージョ
ン・アダプティブ・アレイによる干渉除去は角度ダイバ
ーシティブランチ間で行い、適応整合フィルタ２３７お
よび２３８によりそれぞれの空間ブランチ間の適応ダイ
バーシティ合成を行う。これらの適応整合フィルタでは
時間領域のインプリシットダイバーシティ合成と通常の
空間ダイバーシティ合成をともに最大比合成する。従っ
て希望波信号に関して強力なＳＮ比改善が施されると同
時にマルチパスフェージングによる波形歪も軽減され判
定帰還形等化器２４０により除去される。
【００１６】ところで主ビームと角度ビームによる伝搬
は互いに独立なレイリーフェージングを受けているの
で、３１０と３１１に示すそれぞれの応答も互いに無相
関なレベル位相変動を起こしている。３１０の主応答が
たとえレベル低下しても整合フィルタリングの後には３
１１の遅れ波を主波に転換できるのでこれを希望信号と
して活用できる。すなわち時間領域のダイバーシティ効
果が整合フィルタにより実現できる。この効果はインプ
リシットダイバーシティゲインと呼ばれている。従って
本方式により干渉除去を行っても見かけ上のダイバーシ
ティブランチが縮退していても角度ダイバーシティブラ
ンチ間での遅延差によりインプリシットダイバーシティ
としてダイバーシティゲインが保存されている。以上の
ことより従来のダイバーシティを利用した干渉除去方式
ではダイバーシティ効果が得られなかったという問題点
を解決する。
は互いに独立なレイリーフェージングを受けているの
で、３１０と３１１に示すそれぞれの応答も互いに無相
関なレベル位相変動を起こしている。３１０の主応答が
たとえレベル低下しても整合フィルタリングの後には３
１１の遅れ波を主波に転換できるのでこれを希望信号と
して活用できる。すなわち時間領域のダイバーシティ効
果が整合フィルタにより実現できる。この効果はインプ
リシットダイバーシティゲインと呼ばれている。従って
本方式により干渉除去を行っても見かけ上のダイバーシ
ティブランチが縮退していても角度ダイバーシティブラ
ンチ間での遅延差によりインプリシットダイバーシティ
としてダイバーシティゲインが保存されている。以上の
ことより従来のダイバーシティを利用した干渉除去方式
ではダイバーシティ効果が得られなかったという問題点
を解決する。
【００１７】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、角度ダイ
バーシティ受信において角度ビーム受信ホーンの方向制
御を行うことで、主ビームと角度ビームの受信波間で遅
延差を生じさせ、さらに角度ダイバーシティブランチ間
でパワー・インバージョン・アダプティブ・アレイによ
る干渉除去を行っても、希望信号波を消失することな
く、ダイバーシティ効果を保存しながら強度な広帯域干
渉波とマルチパス歪の除去を可能とする効果がある。
バーシティ受信において角度ビーム受信ホーンの方向制
御を行うことで、主ビームと角度ビームの受信波間で遅
延差を生じさせ、さらに角度ダイバーシティブランチ間
でパワー・インバージョン・アダプティブ・アレイによ
る干渉除去を行っても、希望信号波を消失することな
く、ダイバーシティ効果を保存しながら強度な広帯域干
渉波とマルチパス歪の除去を可能とする効果がある。
【図１】本発明の第１の実施例の構成図である。
【図２】第１の実施例の動作説明図である。
【図３】本発明の第２の実施例の構成図である。
【図４】従来の干渉波除去装置の構成図である。
【図５】従来例の動作説明図である。
【図６】従来例の動作説明図である。
【図７】一般的な角度ダイバーシティ方式の模式図であ
る。
る。
１０１ 受信アンテナ １０２，２０３，２０４ 主ビームホーン １０３，１０３Ａ，２０５，２０６ 角度ビームホン １０４，１０５，２０７〜２１０ 受信機 １０６〜１０９，２１３〜２２０ ＡＧＣ増幅器 １１０，１１１，２２１〜２２４ 乗算器 １１２〜１１４，２２５〜２３０ 相関器 １１５，２３１，２３２ 加算器 １１６，２３３，２３４ 減算器 １１７，２３５，２３６ 切替器 １１８，２３７，２３８ 適応整合フィルタ（ＡＭ
Ｆ） １１９，２４０，２４１ 判定帰還形等化器 １２０，２１１，２１２ 角度ビームホーン制御器 １２１，２４２ 遅延素子
Ｆ） １１９，２４０，２４１ 判定帰還形等化器 １２０，２１１，２１２ 角度ビームホーン制御器 １２１，２４２ 遅延素子
Claims (3)
- 【請求項１】 角度ビームの受信を行うための角度ビー
ムホーンおよび受信機、この受信機出力レベル変動除去
用の第１のＡＧＣ増幅器、第１のＡＧＣ増幅器出力信号
とダイバーシティ合成後の出力信号との相関をとる第１
の相関器、第１の相関器の相関値と前記第１のＡＧＣ増
幅器の出力信号との乗算を行う第１の乗算器を有する第
１の受信手段と、主ビームの受信を行うための主ビーム
ホーンおよび受信機、この受信機出力レベル変動除去用
の第２のＡＧＣ増幅器、第２のＡＧＣ増幅器出力信号と
ダイバーシティ合成後の出力信号との相関をとる第２の
相関器、第２の相関器の相関値と前記第２のＡＧＣ増幅
器出力信号との乗算を行う第２の乗算器を有する第２の
受信手段と、 前記第１および第２の受信手段の出力信号を入力して合
成を行う加算器、前記第１および第２の受信手段の出力
信号を入力して主として混入する干渉波信号を逆相合成
する減算器、前記加算器又は前記減算器いずれかの出力
信号を選択する切替器、この切替器の出力に接続される
適応整合フィルタおよび判定帰還形等化器を有するダイ
バーシティ合成および回線品質補償手段とを備えている
干渉波除去装置において、 前記回線品質補償手段の出力信号を所定時間τだけ遅延
させる遅延素子と、前記第１のＡＧＣ増幅器の出力信号
と前記遅延素子の出力信号とを入力して相関をとる第３
の相関器と、前記第３の相関器の相関値信号を入力して
前記相関値信号の相関値が最大となるように前記角度ビ
ームホーンの仰角を制御する角度ビームホーン制御手段
とを有することを特徴とする干渉波除去装置。 - 【請求項２】 前記遅延素子の所定遅延時間τが前記第
３の相関器の相関値の最大値からずれている点に初期設
定されることを特徴とする請求項１記載の干渉波除去装
置。 - 【請求項３】 角度ダイバーシティ方式と空間ダイバー
シティ方式とを併用している見通し外通信の受信装置が
前記空間ダイバーシティ方式の受信装置について少なく
とも前記角度ビームホーン制御手段を備えていることを
特徴とする請求項１記載の干渉波除去装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4149038A JP2894088B2 (ja) | 1992-06-09 | 1992-06-09 | 干渉波除去装置 |
| US08/073,796 US5379046A (en) | 1992-06-09 | 1993-06-08 | Interference wave canceller |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4149038A JP2894088B2 (ja) | 1992-06-09 | 1992-06-09 | 干渉波除去装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05344029A true JPH05344029A (ja) | 1993-12-24 |
| JP2894088B2 JP2894088B2 (ja) | 1999-05-24 |
Family
ID=15466302
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4149038A Expired - Fee Related JP2894088B2 (ja) | 1992-06-09 | 1992-06-09 | 干渉波除去装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2894088B2 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0680154A2 (en) * | 1994-04-28 | 1995-11-02 | Nec Corporation | Interference cancellation using power-inversion adaptive array and LMS adaptive equalizer |
| US5659584A (en) * | 1995-01-31 | 1997-08-19 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Data receiving system for receiving data signal faded and delayed |
| US5748673A (en) * | 1995-01-31 | 1998-05-05 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Data receiving apparatus |
| KR100385110B1 (ko) * | 1995-09-04 | 2003-10-08 | 마쯔시다덴기산교 가부시키가이샤 | 확산스팩트럼무선전송디지털이동통신장치 |
| WO2013145663A1 (ja) | 2012-03-29 | 2013-10-03 | 日本電気株式会社 | 角度ダイバーシチ受信装置及び角度ダイバーシチ受信方法 |
| JP2014183327A (ja) * | 2013-03-18 | 2014-09-29 | Nec Corp | 角度ダイバーシチ受信装置 |
-
1992
- 1992-06-09 JP JP4149038A patent/JP2894088B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0680154A2 (en) * | 1994-04-28 | 1995-11-02 | Nec Corporation | Interference cancellation using power-inversion adaptive array and LMS adaptive equalizer |
| EP0680154A3 (en) * | 1994-04-28 | 1996-07-24 | Nec Corp | Interference suppression with power-inverting adaptive antenna arrangement and adaptive equalizer according to the method of the smallest quadratic error. |
| US5659584A (en) * | 1995-01-31 | 1997-08-19 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Data receiving system for receiving data signal faded and delayed |
| US5748673A (en) * | 1995-01-31 | 1998-05-05 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Data receiving apparatus |
| KR100385110B1 (ko) * | 1995-09-04 | 2003-10-08 | 마쯔시다덴기산교 가부시키가이샤 | 확산스팩트럼무선전송디지털이동통신장치 |
| WO2013145663A1 (ja) | 2012-03-29 | 2013-10-03 | 日本電気株式会社 | 角度ダイバーシチ受信装置及び角度ダイバーシチ受信方法 |
| US9407301B2 (en) | 2012-03-29 | 2016-08-02 | Nec Corporation | Angle diversity receiving device and angle diversity receiving method |
| JP2014183327A (ja) * | 2013-03-18 | 2014-09-29 | Nec Corp | 角度ダイバーシチ受信装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2894088B2 (ja) | 1999-05-24 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19990202 |
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