JP2004534450A - Ｎ個のアンテナシステムのためのタイミングリカバリ／等化技術 - Google Patents
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Abstract
ディジタル受信機のフロントエンドに設けられるタイミングリカバリループは、第１のサンプリングレートでシンボル列を受信し、タイミングリカバリ制御信号に応じた第２のサンプリングレートでシンボル列を出力するサンプルレートコンバータと、第２のサンプリングレートのシンボル列に基づいて等化フィードバック信号を生成する前方等化器と、等化されたフィードバック信号に基づいてタイミング回復信号を生成するタイミング回復回路とを含む。望ましくは、タイミングリカバリループは、サンプルレートコンバータと前方等化器との間を電気的に接続するキャリア回復回路と、このキャリア回復回路と前方等化器との間を電気的に接続する有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを含む。ＦＩＲフィルタは、たとえば平方根レイズドコサインフィルタである。等化フィードバック信号に基づくタイミングリカバリループの制御方法と、これに対応するタイミングリカバリ制御信号も開示される。
Description
【０００１】
本発明は、広くはアンテナシステムのタイミングリカバリ回路に関し、特に、Ｎ個のアンテナシステム用にタイミングリカバリと等化を組み合わせた回路および方法に関する。
【０００２】
ディジタル通信において、マルチパス環境ではフェージングなどの影響を受けやすく、送信信号の波形に歪が発生して、しばしば信号劣化を引き起こす。この問題を最小限に抑制するために、トランスバーサルフィルタを用いた自動適応等化器が一般に採用されている。適応等化器には、線形適応等化器と、非線形適応等化器がある。線形等化器は、地上でのディジタル通信システムに広範な用途を有するが、マルチパスでの深刻な信号歪を効果的に低減することはできない。したがって、残余のシンボル間干渉が増大してしまう。特に、信号送信レートが速くなり伝播距離が長くなるにしたがって、マルチパス遅延が送信シンボル期間全体に広がり、線形等化器では、もはや深刻な周波数選択性フェージングに十分に対処できなくなる。この問題を解決するために、判定帰還型等化器（ＤＦＥ）としての非線形等化器がしばしば用いられる。
【０００３】
判定帰還型等化器（ＤＦＥ）は、前方等化器（ＦＥ）と、フィードバック等化器（ＦＢＥ）の双方を含み、また、判定回路（あるいは判定デバイスＤＤ）と、減算器を含む。その動作では、たとえば到来したＱＡＭ信号がＤＦＥに入力されると、前方等化器（ＦＥ）において、インパルス応答前のシンボル間干渉（ＩＳＩ）を最小にすべく動作し、フィードバック等化器ＦＢＥでインパルス応答後の影響によって生じるＩＳＩを最小にする。減算器で、フィードバック等化器の出力から前方等化器ＦＥの出力が減算される。減算結果は判定装置ＤＤに送られ、判定装置ＤＤから判定信号が出力される。判定信号は、フィードバック等化器ＦＢＥに帰還される。この判定信号にはシンボル間干渉やノイズの影響がほとんどない。したがって、判定帰還手法を用いたフィードバック等化器ＦＢＥの等化能力は、前方等化器ＦＥの等化能力よりも優れていると言える。このことは、後方（バックワード）等化器で、インパルス応答後の影響（すなわち最小移相推移フェージング）によって生じるＩＳＩをすっかり除去できることを意味する。このように、同じ線形等化器としての機能を備えるとはいえ、前方等化器ＦＥだけを用いるよりも、判定帰還型等化器ＤＦＥとしたほうが優れている。
【０００４】
一方、インパルス応答の先だつ（非最小移相推移フェージング）によるシンボル間干渉は、線形等化器と同じ機能を有する前方等化器ＦＥで等化される。したがって、非最小移相推移フェージングによるシンボル間干渉ＩＳＩについてみれば、ＤＦＥは前方等化器ＦＥと同一の等化を実行しているにすぎない。これが、非最小移相フェージングによる深刻な信号歪が頻繁に生じるにもかかわらず、地上のディジタルマイクロ波通信システムで複雑なＤＦＥよりもむしろ、インストールの容易な線形等化器ＦＥが主として採用されている理由である。
【０００５】
アドバンスド・テレビジョン・システム・コミッティ（Advanced Television Systems Committee）によるＡＴＳＣ規格は、「ＡＴＳＣディジタルテレビジョン規格」（ドキュメントＡ５３、１９９５年９月１６日）と題された規格書に記載されている。ＡＴＳＣ規格は、米国の地上ディジタルＴＶは、ＶＨＦおよびＵＨＦキャリア周波数において、１９．２８ＭｂｐｓのＭＰＥＧビットストリームを６ＭＨｚの帯域にわたってシンボルレート１０．７６ＭＨｚで送信することを要請している。そこでの変調方式は、８値ＶＳＢ（Vestigial Sideband）と呼ばれる単一キャリア変調方式である。
【０００６】
多くのディジタルＴＶ受信機は、内部アンテナを有するが、屋内アンテナに接続されている。このようなディジタルＴＶ受信機は、室内の障害物によって信号エコーが多く発生し、高品質の信号を受信する際に問題が生じるおそれがある。このような信号エコーは、希望波よりも遅れてあるいは早くアンテナに到来する干渉信号（マルチバス遅延）となる。テレビ受信機が、アクセスが容易な屋内アンテナに接続されている場合は、屋内アンテナを手動で回して、メイン信号が最大となり、マルチパス信号エコーによって生じる干渉信号が最小となるように調節することができる。しかし、テレビ受信機が接続されている屋内アンテナにアクセスしにくい場合は、テレビ受信機全体の方向を変えたり調節したりして、所望の受信信号に調整しなければならない。
【０００７】
ＡＴＳＣ地上ＤＴＶ信号を受信する際の現行の同期アルゴリズムを分析すると、シンボル間干渉（ＩＳＩ）が深刻な場合には、同期アルゴリズムが成功しないことが多いと示されている。米国の次世代ＤＴＶ受信機はマルチアンテナを組み込むことになっているが、現行の同期アルゴリズムはマルチアンテナ入力には対処できないので、この問題は悪化する一方である。すなわち、新たな同期アルゴリズムが必要となってくるのである。
【０００８】
上述したように、シンボル間干渉やその他の原因による信号劣化や歪を補償するために、等化器（たとえばわずかに間隔をおいた適応フィルタ）が受信機の中に設けられる。適応フィルタは、シンボル間干渉を除去し、振幅と群遅延歪みを補償するために、フィルタで用いられる係数（タップ重みとも呼ばれる）を、時間の推移による特性変化に応じて変更することができる。タップ重みは、フィルタ出力と予測（スライス）された値、すなわち最も近い配置位置との誤差を最小にするように更新される。この誤差は、事実上、実際のフィルタ出力と予測出力との差の測定値である。この適応プロセスは、フィルタが集束して誤差が最小になるまで繰り返される。
【０００９】
等化器の集束の質は、タップの数、初期タップ重み、所望の集束速度、入力側での信号雑音比（ＳＮＲ）、受信機のタイミングリカバリ回路で生じる位相変化など、多くの要因に依存し、多様な適応アルゴリズムによって実現される。
【００１０】
図１は、従来の受信機チップセットで用いられるタイミングリカバリ（ＴＲ）回路と、このような従来回路における問題点を示す。図１において、ディジタルテレビジョン（ＤＴＶ）受信機１は、サンプルレートコンバータ（ＳＲＣ）１０と、キャリアリカバリ（ＣＲ）回路１２と、平方根レイズドコサイン（ＳＱＲＣ）フィルタ１４と、前方等化器（ＦＥ）１６と、同期検出器（ＳＤ）１８と、演算装置３０と、判定装置（ＤＤ）４０をこの順に含む。ＳＱＲＣフィルタ１４は、たとえばWilliams の米国特許第６，２１６，２５０号に開示されるレイズドコサイン特性の平方根を用いた有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタである。タイミングリカバリ（ＴＲ）回路２０は、ＳＱＲＣフィルタ１４の出力を受け取ってＴＲ制御信号を生成し、ＴＲ制御信号は、サンプルレートコンバータ（ＳＲＣ）１０の制御入力端に入力される。判定装置ＤＤ４０の出力は、フィードバック等化器５０に供給され、フィードバック等化器ＦＥＢ５０の出力は、演算装置３０の第２入力ポートに接続される。
【００１１】
好ましくは、サンプルレートコンバータ１０は、Adams, et al. の米国特許第６，１４１，６７１号に開示されるものと同一のものであり、入力期間を定義する第１サンプリングレートでの入力サンプルシーケンスを、第２サンプリングレートの出力サンプルシーケンスに変換する。また、キャリアリカバリ回路１２は、たとえば、Aman et al. の米国特許第６，１９２，０８８号に開示される回路であり、取得モードとトラッキングモードで動作するキャリアリカバリ回路である。取得モードでは、受信したキャリア信号の長期の周波数オフセットを検索してロックし、トラッキングモードではキャリア位相中の瞬時変動をトラッキングする。
【００１２】
ＶＳＢ信号受信機用の判定指向のタイミングリカバリ回路は、サンプリングクロックの周波数と位相を調整して、サンプリングが時間的にＶＳＢキャリアで搬送されるシンボル送信タイミングと時間的に一致するように、サンプリングのタイミングを最適化する。タイミングリカバリ回路２０は、S.U.H. Qureshi の論文“Timing Recovery for Equalized Partial-Response System”, IEEE Transaction on Communications, Dec. 1976, pp. 1326-1333に記載されたＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation：パルス振幅変調）信号とともに用いられる回路であることが望ましい。上述した文献のすべては、本件出願の内容に参照により組み込まれるものとする。
【００１３】
図１から、タイミングリカバリ回路と対応のアルゴリズム（ソフトウェア）は、ＤＴＶ受信機１のフロントエンドに位置し、常に全面的に歪んだチャネルに遭遇することがわかる。場合によっては、重度のチャネル歪により、ＴＲアルゴリズムによって同期ロックを達成できず、受信機システム全体の性能が著しく低下することもあり得る。
【００１４】
必要なのは、同期損失に強いタイミングリカバリ信号を生成する方法と、このようなタイミングリカバリ信号を生成する回路である。また、アンテナ入力数に依存せずにタイミングリカバリ信号を生成できる方法および回路も必要となってくる。このような改良された方法および回路は、余分なコストを発生させることなく実現できるのが望ましい。
【００１５】
したがって、上述した問題点を解決すべく、タイミングリカバリと等化を合体させ、かつ、任意の数、すなわちＮ個のアンテナシステムに適した技術が要望される。本発明は、現存の技術の欠点を克服し、当業界の要望を満足するために考案されたものである。
【００１６】
本発明の第１の側面では、Ｎ個（Ｎ≧１）のアンテナと、タイミングリカバリループを備えるディジタル受信機を提供する。タイミングリカバリループは、Ｎ番目のアンテナかＮ番目のシンボル列を第１のサンプリングレートで受信し、タイミングリカバリ（ＴＲ）制御信号に応じてＮ番目のシンボル列を第２のサンプリングレートで出力するＮ個のサンプルレートコンバータと、各々が第２サンプリングレートのＮ番目のシンボル列からＮ番目の等化フィードバック信号を生成するＮ個の前方等化器と、１以上の等化フィードバック信号に基づいてＴＲ制御信号を生成するタイミングリカバリ回路とを含む。
【００１７】
望ましくは、タイミングリカバリループは、Ｎ個の等化フィードバック信号に基づくＮ個の信号をＮ個の入力端で受信し、Ｎ個の信号の中の１の信号をタイミングリカバリ回路に供給するセレクタをさらに含む。
【００１８】
本発明の別の側面では、Ｎ個（Ｎ≧１）のアンテナに接続されタイミングリカバリ（ＴＲ）信号に応答するＮ個のサンプルレートコンバータを含むディジタル受信機の操作方法を提供する。この方法は、
それぞれが制御されたサンプルレートを有するＮ個のシンボル列に基づいて、Ｎ個の等化フィードバック信号を生成するステップと、
Ｎ個の等化フィードバック信号の少なくとも一部を組み合わせて合成等化フィードバック信号を生成するか、または、Ｎ個の等化フィードバック信号から１の信号を選択して、選択等化フィードバック信号を生成するステップと、
合成等化フィードバック信号または選択等化フィードバック信号のいずれかに基づいてＴＲ制御信号を生成するステップと、
ＴＲ制御信号をサンプルレートコンバータに供給し、これによりＮ個のサンプルレートコンバータが制御されたサンプルレートでＮ個のサンプル列を出力することを可能にする
ステップと、を含む。
【００１９】
本発明は、等化機能とタイミングリカバリ機能を組み合わせたディジタルテレビジョン（ＤＴＶ）受信機を提供する。より具体的には、本発明のＤＴＶ受信機は、タイミングリカバリループへの入力信号として等化処理された信号を用いる。
【００２０】
以下、良好な実施形態に基づき本発明を詳細に説明する。
【００２１】
図２は本発明の一実施形態に係るＤＴＶ受信機を示す。ＤＴＶ受信機１００は、アンテナ５に接続される。ＤＴＶ受信機１００は、サンプルレートコンバータ（ＳＲＣ）１０と、キャリアリカバリ（ＣＲ）回路１２と、平方根レイズドコサイン（ＳＱＲＣ）フィルタ１４と、前方等化器（ＦＥ）１６と、同期検出器（ＳＤ）１８と、演算装置３０と、判定装置（ＤＤ）４０をこの順序で含む。ここまでは、図１に示す構成と同様である。しかし、図２の構成では、タイミングリカバリ（ＴＲ）回路２０’は、前方等化器（ＦＥ）１６の出力を受け取って、ＴＲ制御信号を生成する。このＴＲ制御信号は、サンプルレートコンバータ（ＳＲＣ）１０の制御入力端に供給される。判定装置ＤＤ４０の出力は、上述したようにフィードバック等化器５０に供給され、フィードバック等化器５０の出力は、演算装置３０の第２入力端に接続される。
【００２２】
換言すると、図１に示す従来のＤＴＶ受信機では、タイミングリカバリ（ＴＲ）ループに入力されるフィードバック信号は、平方根レイズドコサイン(ＳＱＲＣ)フィルタ１４の出力であったが、図２に示す本発明の実施形態では、ＳＱＲＣフィルタの下流側で生成される等化フィードバック信号を構成する信号が、ＴＲループに供給される。等化されたフィードバック信号は、望ましくは前方等化器（ＦＥ）の出力、あるいは完全な判定帰還型等化器（ＤＦＥ）の出力である。等化されたフィードバック信号をＴＲループへの入力信号として用いることによって、必然的により鮮明な信号となり、劣化したチャネル条件下でも、同期ロックを達成できる可能性を最大に高める。
【００２３】
米国の次世代地上ＤＴＶ受信機は、マルチアンテナ入力を組み込むことになっている。この点で、図２に示す本発明の構成例は、タイミングリカバリの点に関して、必ずしも最良の解決法になるとは言えないかもしれない。なぜなら、複数の入力に対する同期が必要となるからである。
【００２４】
本発明の技術をマルチアンテナ環境に適用する方法がいくつかある。ひとつには、ＤＴＶ受信機にＴＲループをひとつだけ設け、すべてのアンテナ出力の合成したものから等化フィードバック信号を導き出して、ＴＲループへの入力とする方法である。この方法を採用したときの実施形態を、図３に示す。
【００２５】
もうひとつの方法は、アンテナごとに独立したＴＲループでＴＲアルゴリズムを実行する方法である。この場合も、共通のＴＲ制御信号を生成する単一のＴＲループを採用することができる。共通のＴＲ制御信号は、マルチアンテナに対応して設けられたＤＴＶ受信機のすべてのサンプルレートコンバータに供給される。ただし、この場合、最良の同期ロックを生成する等化フィードバック信号がＴＲ回路に供給されるように、ＤＴＶ受信機でスイッチングが必要となる。この構成を、さらに別の実施形態として図４に示す。
【００２６】
上述した図３に示す実施形態では、等化構造をビーム形成アンテナシステムに適用することによって、ＡＴＳＣ準拠の８値ＶＳＢ信号を受信する適応ディジタルブロードバンドビーム形成（ＤＢＢＦ）受信機システムを提供することが可能になる。図３のブロック図において、適応ＤＢＢＦ受信機システム２００は、アンテナ５ａ〜５ｎに接続される。各アンテナ、たとえばアンテナ５ａに対応して、サンプルレートコンバータ（ＳＲＣ）１０ａ、キャリアリカバリ（ＣＲ）回路１２ａ、平方根レイズドコサイン（ＳＱＲＣ）フィルタ１４ａ、前方等化器（ＦＥ）１６ａ、および同期検出器（ＳＤ）１８ａが設けられる。この等化系列を経たアンテナ５ａの出力は、演算装置２５に供給される。
【００２７】
また、アンテナ５ｎに対応して、サンプルレートコンバータ（ＳＲＣ）１０ｎ、キャリアリカバリ（ＣＲ）回路１２n、平方根レイズドコサイン（ＳＱＲＣ）フィルタ１４ｎ、前方等化器（ＦＥ）１６ｎ、および同期検出器（ＳＤ）１８nを含む。同期検出器（ＳＤ）１８ｎの出力は、演算装置２５の別の入力ポートに供給される。図３に示すフロンドエンド構成を採用することによって、任意の数（Ｎ個）のアンテナシステムへの適用が可能になる。
【００２８】
演算装置２５の出力は、第２の演算装置３０を介して判定装置（ＤＤ）４０に供給される。判定装置（ＤＤ）４０の出力は、フィードバック等化器５０に供給され、フィードバック等化器５０の出力は、第２演算装置３０の第２入力端に接続される。
【００２９】
図３のＤＴＶ受信機２００では、タイミングリカバリ（ＴＲ）回路２０’’は演算装置２５の出力を受け取り、ＴＲ制御信号を生成する。このＴＲ制御信号は、各サンプルレートコンバータ１０の制御入力端にそれぞれ供給される。等化フィードバック信号としての演算装置２５の出力は、ＤＴＶ受信機２０に接続された複数のアンテナ５ａ〜５ｎからのすべての受信信号を合わせたものである。この構成は、ＴＲループに必要とされる等化フィードバック信号を生成および／または選択する最良の方法とは言えない場合もある。
【００３０】
図４は、本発明のさらに別の実施形態に適応ＤＢＢＦ受信機システム３００のブロック図である。ＤＢＢＦ受信機３００は、複数のアンテナ５ａ〜５ｎに接続され、アンテナ５ａに対応して設けられたサンプルレートコンバータ（ＳＲＣ）１０ａ、キャリアリカバリ（ＣＲ）回路１２ａ、平方根レイズドコサイン（ＳＱＲＣ）フィルタ１４ａ、前方等化器（ＦＥ）１６ａ、および同期検出器（ＳＤ）１８ａを含む。同期検出器（ＳＤ）１８ａの出力は、演算装置２５に供給される。また、アンテナ５ｎに対応して、サンプルレートコンバータ（ＳＲＣ）１０ｎ、キャリアリカバリ（ＣＲ）回路１２n、平方根レイズドコサイン（ＳＱＲＣ）フィルタ１４ｎ、前方等化器（ＦＥ）１６ｎ、および同期検出器（ＳＤ）１８nを含み、同期検出器（ＳＤ）１８ｎの出力は、演算装置２５の別の入力ポートに供給される。図４に示すフロンドエンド構成も、任意の数（Ｎ個）のアンテナシステムに適用可能である。演算装置２５の出力は、第２の演算装置３０を介して判定装置（ＤＤ）４０に供給される。判定装置（ＤＤ）４０の出力は、フィードバック等化器５０に供給され、フィードバック等化器５０の出力は、第２演算装置３０の第２入力端に接続される。
【００３１】
図３のＤＴＶ受信機システム２００と同様に、図４の受信機システム３００は、ＴＲ制御信号を生成するタイミングリカバリ（ＴＲ）回路２０’’’を含み、ＴＲ制御信号は、サンプルレートコンバータ１０ａ〜１０ｎの各制御入力端に供給される。図３とは異なり、ＴＲ回路２０’’’への入力は、マルチプレクサなどの選択スイッチ６０から供給される。選択スイッチ６０は、受信機システム３０の各等化系列で生成された複数の等化フィードバック信号のいずれかひとつを選択して、選択した等化フィードバック信号をＴＲ回路２０’’’に接続する。図４の例では、選択スイッチ６０は、同期検出器１８ａ〜１８ｎから出力される等化フィードバック信号ＥＦＳa〜ＥＦＳｎを受け取る。この選択スイッチ６０は、同期ロック検出器（ＳＬＤ）７０によって動作する。同期ロック検出器７０は、下流側のコンポーネント、たとえば判定装置４０の出力を受け取る。
【００３２】
上述したように、本発明により提案される新規のタイミングリカバリ方法には２つの主要な効果がある。第１に、等化されたフィードバック信号がタイミングリカバリループに供給されるので、ＴＲループ全体としての性能が改善される。等化されたフィードバック信号は、ＳＱＲＣフィルタの出力に比較して鮮明だからである。したがって、本発明に係るＤＴＶ受信機は、チャネル状態が劣化した場合でも同期ロックを達成することができる。第２に、本発明のタイミングリカバリシステムとタイミングリカバリ方法は、単一のタイミングリカバリループで機能するので、アンテナ入力数の増大に影響されることなく、容易に対応することができる。本発明のその他の効果や構成例は通常の技術を有する当業者にとって明らかであり、ほとんど余分のコストをかけずに実施することが可能である。
【００３３】
上述した良好な実施形態は、ＤＴＶ受信機を例にとって述べてきたが、本発明はこのような例に限定されるものではない。ここに開示される本発明の基本的な概念に基づき、当業者にとっての多様な変形例もまた、添付のクレームに記載される本発明の思想範囲内に含まれることに留意されたい。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】ＤＴＶ受信機に実装される従来のタイミングリカバリループを示すブロック図である。
【図２】本発明の第１実施形態に係るＤＴＶ受信機用のタイミングリカバリループのブロック図である。
【図３】アンテナアレイに接続されたＤＴＶ受信器で用いられる、本発明の第２実施形態に係るタイミングリカバリループのブロック図である。
【図４】本発明の第３実施形態に係るＤＴＶ受信機用の適応タイミングリカバリループのブロック図である。
本発明は、広くはアンテナシステムのタイミングリカバリ回路に関し、特に、Ｎ個のアンテナシステム用にタイミングリカバリと等化を組み合わせた回路および方法に関する。
【０００２】
ディジタル通信において、マルチパス環境ではフェージングなどの影響を受けやすく、送信信号の波形に歪が発生して、しばしば信号劣化を引き起こす。この問題を最小限に抑制するために、トランスバーサルフィルタを用いた自動適応等化器が一般に採用されている。適応等化器には、線形適応等化器と、非線形適応等化器がある。線形等化器は、地上でのディジタル通信システムに広範な用途を有するが、マルチパスでの深刻な信号歪を効果的に低減することはできない。したがって、残余のシンボル間干渉が増大してしまう。特に、信号送信レートが速くなり伝播距離が長くなるにしたがって、マルチパス遅延が送信シンボル期間全体に広がり、線形等化器では、もはや深刻な周波数選択性フェージングに十分に対処できなくなる。この問題を解決するために、判定帰還型等化器（ＤＦＥ）としての非線形等化器がしばしば用いられる。
【０００３】
判定帰還型等化器（ＤＦＥ）は、前方等化器（ＦＥ）と、フィードバック等化器（ＦＢＥ）の双方を含み、また、判定回路（あるいは判定デバイスＤＤ）と、減算器を含む。その動作では、たとえば到来したＱＡＭ信号がＤＦＥに入力されると、前方等化器（ＦＥ）において、インパルス応答前のシンボル間干渉（ＩＳＩ）を最小にすべく動作し、フィードバック等化器ＦＢＥでインパルス応答後の影響によって生じるＩＳＩを最小にする。減算器で、フィードバック等化器の出力から前方等化器ＦＥの出力が減算される。減算結果は判定装置ＤＤに送られ、判定装置ＤＤから判定信号が出力される。判定信号は、フィードバック等化器ＦＢＥに帰還される。この判定信号にはシンボル間干渉やノイズの影響がほとんどない。したがって、判定帰還手法を用いたフィードバック等化器ＦＢＥの等化能力は、前方等化器ＦＥの等化能力よりも優れていると言える。このことは、後方（バックワード）等化器で、インパルス応答後の影響（すなわち最小移相推移フェージング）によって生じるＩＳＩをすっかり除去できることを意味する。このように、同じ線形等化器としての機能を備えるとはいえ、前方等化器ＦＥだけを用いるよりも、判定帰還型等化器ＤＦＥとしたほうが優れている。
【０００４】
一方、インパルス応答の先だつ（非最小移相推移フェージング）によるシンボル間干渉は、線形等化器と同じ機能を有する前方等化器ＦＥで等化される。したがって、非最小移相推移フェージングによるシンボル間干渉ＩＳＩについてみれば、ＤＦＥは前方等化器ＦＥと同一の等化を実行しているにすぎない。これが、非最小移相フェージングによる深刻な信号歪が頻繁に生じるにもかかわらず、地上のディジタルマイクロ波通信システムで複雑なＤＦＥよりもむしろ、インストールの容易な線形等化器ＦＥが主として採用されている理由である。
【０００５】
アドバンスド・テレビジョン・システム・コミッティ（Advanced Television Systems Committee）によるＡＴＳＣ規格は、「ＡＴＳＣディジタルテレビジョン規格」（ドキュメントＡ５３、１９９５年９月１６日）と題された規格書に記載されている。ＡＴＳＣ規格は、米国の地上ディジタルＴＶは、ＶＨＦおよびＵＨＦキャリア周波数において、１９．２８ＭｂｐｓのＭＰＥＧビットストリームを６ＭＨｚの帯域にわたってシンボルレート１０．７６ＭＨｚで送信することを要請している。そこでの変調方式は、８値ＶＳＢ（Vestigial Sideband）と呼ばれる単一キャリア変調方式である。
【０００６】
多くのディジタルＴＶ受信機は、内部アンテナを有するが、屋内アンテナに接続されている。このようなディジタルＴＶ受信機は、室内の障害物によって信号エコーが多く発生し、高品質の信号を受信する際に問題が生じるおそれがある。このような信号エコーは、希望波よりも遅れてあるいは早くアンテナに到来する干渉信号（マルチバス遅延）となる。テレビ受信機が、アクセスが容易な屋内アンテナに接続されている場合は、屋内アンテナを手動で回して、メイン信号が最大となり、マルチパス信号エコーによって生じる干渉信号が最小となるように調節することができる。しかし、テレビ受信機が接続されている屋内アンテナにアクセスしにくい場合は、テレビ受信機全体の方向を変えたり調節したりして、所望の受信信号に調整しなければならない。
【０００７】
ＡＴＳＣ地上ＤＴＶ信号を受信する際の現行の同期アルゴリズムを分析すると、シンボル間干渉（ＩＳＩ）が深刻な場合には、同期アルゴリズムが成功しないことが多いと示されている。米国の次世代ＤＴＶ受信機はマルチアンテナを組み込むことになっているが、現行の同期アルゴリズムはマルチアンテナ入力には対処できないので、この問題は悪化する一方である。すなわち、新たな同期アルゴリズムが必要となってくるのである。
【０００８】
上述したように、シンボル間干渉やその他の原因による信号劣化や歪を補償するために、等化器（たとえばわずかに間隔をおいた適応フィルタ）が受信機の中に設けられる。適応フィルタは、シンボル間干渉を除去し、振幅と群遅延歪みを補償するために、フィルタで用いられる係数（タップ重みとも呼ばれる）を、時間の推移による特性変化に応じて変更することができる。タップ重みは、フィルタ出力と予測（スライス）された値、すなわち最も近い配置位置との誤差を最小にするように更新される。この誤差は、事実上、実際のフィルタ出力と予測出力との差の測定値である。この適応プロセスは、フィルタが集束して誤差が最小になるまで繰り返される。
【０００９】
等化器の集束の質は、タップの数、初期タップ重み、所望の集束速度、入力側での信号雑音比（ＳＮＲ）、受信機のタイミングリカバリ回路で生じる位相変化など、多くの要因に依存し、多様な適応アルゴリズムによって実現される。
【００１０】
図１は、従来の受信機チップセットで用いられるタイミングリカバリ（ＴＲ）回路と、このような従来回路における問題点を示す。図１において、ディジタルテレビジョン（ＤＴＶ）受信機１は、サンプルレートコンバータ（ＳＲＣ）１０と、キャリアリカバリ（ＣＲ）回路１２と、平方根レイズドコサイン（ＳＱＲＣ）フィルタ１４と、前方等化器（ＦＥ）１６と、同期検出器（ＳＤ）１８と、演算装置３０と、判定装置（ＤＤ）４０をこの順に含む。ＳＱＲＣフィルタ１４は、たとえばWilliams の米国特許第６，２１６，２５０号に開示されるレイズドコサイン特性の平方根を用いた有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタである。タイミングリカバリ（ＴＲ）回路２０は、ＳＱＲＣフィルタ１４の出力を受け取ってＴＲ制御信号を生成し、ＴＲ制御信号は、サンプルレートコンバータ（ＳＲＣ）１０の制御入力端に入力される。判定装置ＤＤ４０の出力は、フィードバック等化器５０に供給され、フィードバック等化器ＦＥＢ５０の出力は、演算装置３０の第２入力ポートに接続される。
【００１１】
好ましくは、サンプルレートコンバータ１０は、Adams, et al. の米国特許第６，１４１，６７１号に開示されるものと同一のものであり、入力期間を定義する第１サンプリングレートでの入力サンプルシーケンスを、第２サンプリングレートの出力サンプルシーケンスに変換する。また、キャリアリカバリ回路１２は、たとえば、Aman et al. の米国特許第６，１９２，０８８号に開示される回路であり、取得モードとトラッキングモードで動作するキャリアリカバリ回路である。取得モードでは、受信したキャリア信号の長期の周波数オフセットを検索してロックし、トラッキングモードではキャリア位相中の瞬時変動をトラッキングする。
【００１２】
ＶＳＢ信号受信機用の判定指向のタイミングリカバリ回路は、サンプリングクロックの周波数と位相を調整して、サンプリングが時間的にＶＳＢキャリアで搬送されるシンボル送信タイミングと時間的に一致するように、サンプリングのタイミングを最適化する。タイミングリカバリ回路２０は、S.U.H. Qureshi の論文“Timing Recovery for Equalized Partial-Response System”, IEEE Transaction on Communications, Dec. 1976, pp. 1326-1333に記載されたＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation：パルス振幅変調）信号とともに用いられる回路であることが望ましい。上述した文献のすべては、本件出願の内容に参照により組み込まれるものとする。
【００１３】
図１から、タイミングリカバリ回路と対応のアルゴリズム（ソフトウェア）は、ＤＴＶ受信機１のフロントエンドに位置し、常に全面的に歪んだチャネルに遭遇することがわかる。場合によっては、重度のチャネル歪により、ＴＲアルゴリズムによって同期ロックを達成できず、受信機システム全体の性能が著しく低下することもあり得る。
【００１４】
必要なのは、同期損失に強いタイミングリカバリ信号を生成する方法と、このようなタイミングリカバリ信号を生成する回路である。また、アンテナ入力数に依存せずにタイミングリカバリ信号を生成できる方法および回路も必要となってくる。このような改良された方法および回路は、余分なコストを発生させることなく実現できるのが望ましい。
【００１５】
したがって、上述した問題点を解決すべく、タイミングリカバリと等化を合体させ、かつ、任意の数、すなわちＮ個のアンテナシステムに適した技術が要望される。本発明は、現存の技術の欠点を克服し、当業界の要望を満足するために考案されたものである。
【００１６】
本発明の第１の側面では、Ｎ個（Ｎ≧１）のアンテナと、タイミングリカバリループを備えるディジタル受信機を提供する。タイミングリカバリループは、Ｎ番目のアンテナかＮ番目のシンボル列を第１のサンプリングレートで受信し、タイミングリカバリ（ＴＲ）制御信号に応じてＮ番目のシンボル列を第２のサンプリングレートで出力するＮ個のサンプルレートコンバータと、各々が第２サンプリングレートのＮ番目のシンボル列からＮ番目の等化フィードバック信号を生成するＮ個の前方等化器と、１以上の等化フィードバック信号に基づいてＴＲ制御信号を生成するタイミングリカバリ回路とを含む。
【００１７】
望ましくは、タイミングリカバリループは、Ｎ個の等化フィードバック信号に基づくＮ個の信号をＮ個の入力端で受信し、Ｎ個の信号の中の１の信号をタイミングリカバリ回路に供給するセレクタをさらに含む。
【００１８】
本発明の別の側面では、Ｎ個（Ｎ≧１）のアンテナに接続されタイミングリカバリ（ＴＲ）信号に応答するＮ個のサンプルレートコンバータを含むディジタル受信機の操作方法を提供する。この方法は、
それぞれが制御されたサンプルレートを有するＮ個のシンボル列に基づいて、Ｎ個の等化フィードバック信号を生成するステップと、
Ｎ個の等化フィードバック信号の少なくとも一部を組み合わせて合成等化フィードバック信号を生成するか、または、Ｎ個の等化フィードバック信号から１の信号を選択して、選択等化フィードバック信号を生成するステップと、
合成等化フィードバック信号または選択等化フィードバック信号のいずれかに基づいてＴＲ制御信号を生成するステップと、
ＴＲ制御信号をサンプルレートコンバータに供給し、これによりＮ個のサンプルレートコンバータが制御されたサンプルレートでＮ個のサンプル列を出力することを可能にする
ステップと、を含む。
【００１９】
本発明は、等化機能とタイミングリカバリ機能を組み合わせたディジタルテレビジョン（ＤＴＶ）受信機を提供する。より具体的には、本発明のＤＴＶ受信機は、タイミングリカバリループへの入力信号として等化処理された信号を用いる。
【００２０】
以下、良好な実施形態に基づき本発明を詳細に説明する。
【００２１】
図２は本発明の一実施形態に係るＤＴＶ受信機を示す。ＤＴＶ受信機１００は、アンテナ５に接続される。ＤＴＶ受信機１００は、サンプルレートコンバータ（ＳＲＣ）１０と、キャリアリカバリ（ＣＲ）回路１２と、平方根レイズドコサイン（ＳＱＲＣ）フィルタ１４と、前方等化器（ＦＥ）１６と、同期検出器（ＳＤ）１８と、演算装置３０と、判定装置（ＤＤ）４０をこの順序で含む。ここまでは、図１に示す構成と同様である。しかし、図２の構成では、タイミングリカバリ（ＴＲ）回路２０’は、前方等化器（ＦＥ）１６の出力を受け取って、ＴＲ制御信号を生成する。このＴＲ制御信号は、サンプルレートコンバータ（ＳＲＣ）１０の制御入力端に供給される。判定装置ＤＤ４０の出力は、上述したようにフィードバック等化器５０に供給され、フィードバック等化器５０の出力は、演算装置３０の第２入力端に接続される。
【００２２】
換言すると、図１に示す従来のＤＴＶ受信機では、タイミングリカバリ（ＴＲ）ループに入力されるフィードバック信号は、平方根レイズドコサイン(ＳＱＲＣ)フィルタ１４の出力であったが、図２に示す本発明の実施形態では、ＳＱＲＣフィルタの下流側で生成される等化フィードバック信号を構成する信号が、ＴＲループに供給される。等化されたフィードバック信号は、望ましくは前方等化器（ＦＥ）の出力、あるいは完全な判定帰還型等化器（ＤＦＥ）の出力である。等化されたフィードバック信号をＴＲループへの入力信号として用いることによって、必然的により鮮明な信号となり、劣化したチャネル条件下でも、同期ロックを達成できる可能性を最大に高める。
【００２３】
米国の次世代地上ＤＴＶ受信機は、マルチアンテナ入力を組み込むことになっている。この点で、図２に示す本発明の構成例は、タイミングリカバリの点に関して、必ずしも最良の解決法になるとは言えないかもしれない。なぜなら、複数の入力に対する同期が必要となるからである。
【００２４】
本発明の技術をマルチアンテナ環境に適用する方法がいくつかある。ひとつには、ＤＴＶ受信機にＴＲループをひとつだけ設け、すべてのアンテナ出力の合成したものから等化フィードバック信号を導き出して、ＴＲループへの入力とする方法である。この方法を採用したときの実施形態を、図３に示す。
【００２５】
もうひとつの方法は、アンテナごとに独立したＴＲループでＴＲアルゴリズムを実行する方法である。この場合も、共通のＴＲ制御信号を生成する単一のＴＲループを採用することができる。共通のＴＲ制御信号は、マルチアンテナに対応して設けられたＤＴＶ受信機のすべてのサンプルレートコンバータに供給される。ただし、この場合、最良の同期ロックを生成する等化フィードバック信号がＴＲ回路に供給されるように、ＤＴＶ受信機でスイッチングが必要となる。この構成を、さらに別の実施形態として図４に示す。
【００２６】
上述した図３に示す実施形態では、等化構造をビーム形成アンテナシステムに適用することによって、ＡＴＳＣ準拠の８値ＶＳＢ信号を受信する適応ディジタルブロードバンドビーム形成（ＤＢＢＦ）受信機システムを提供することが可能になる。図３のブロック図において、適応ＤＢＢＦ受信機システム２００は、アンテナ５ａ〜５ｎに接続される。各アンテナ、たとえばアンテナ５ａに対応して、サンプルレートコンバータ（ＳＲＣ）１０ａ、キャリアリカバリ（ＣＲ）回路１２ａ、平方根レイズドコサイン（ＳＱＲＣ）フィルタ１４ａ、前方等化器（ＦＥ）１６ａ、および同期検出器（ＳＤ）１８ａが設けられる。この等化系列を経たアンテナ５ａの出力は、演算装置２５に供給される。
【００２７】
また、アンテナ５ｎに対応して、サンプルレートコンバータ（ＳＲＣ）１０ｎ、キャリアリカバリ（ＣＲ）回路１２n、平方根レイズドコサイン（ＳＱＲＣ）フィルタ１４ｎ、前方等化器（ＦＥ）１６ｎ、および同期検出器（ＳＤ）１８nを含む。同期検出器（ＳＤ）１８ｎの出力は、演算装置２５の別の入力ポートに供給される。図３に示すフロンドエンド構成を採用することによって、任意の数（Ｎ個）のアンテナシステムへの適用が可能になる。
【００２８】
演算装置２５の出力は、第２の演算装置３０を介して判定装置（ＤＤ）４０に供給される。判定装置（ＤＤ）４０の出力は、フィードバック等化器５０に供給され、フィードバック等化器５０の出力は、第２演算装置３０の第２入力端に接続される。
【００２９】
図３のＤＴＶ受信機２００では、タイミングリカバリ（ＴＲ）回路２０’’は演算装置２５の出力を受け取り、ＴＲ制御信号を生成する。このＴＲ制御信号は、各サンプルレートコンバータ１０の制御入力端にそれぞれ供給される。等化フィードバック信号としての演算装置２５の出力は、ＤＴＶ受信機２０に接続された複数のアンテナ５ａ〜５ｎからのすべての受信信号を合わせたものである。この構成は、ＴＲループに必要とされる等化フィードバック信号を生成および／または選択する最良の方法とは言えない場合もある。
【００３０】
図４は、本発明のさらに別の実施形態に適応ＤＢＢＦ受信機システム３００のブロック図である。ＤＢＢＦ受信機３００は、複数のアンテナ５ａ〜５ｎに接続され、アンテナ５ａに対応して設けられたサンプルレートコンバータ（ＳＲＣ）１０ａ、キャリアリカバリ（ＣＲ）回路１２ａ、平方根レイズドコサイン（ＳＱＲＣ）フィルタ１４ａ、前方等化器（ＦＥ）１６ａ、および同期検出器（ＳＤ）１８ａを含む。同期検出器（ＳＤ）１８ａの出力は、演算装置２５に供給される。また、アンテナ５ｎに対応して、サンプルレートコンバータ（ＳＲＣ）１０ｎ、キャリアリカバリ（ＣＲ）回路１２n、平方根レイズドコサイン（ＳＱＲＣ）フィルタ１４ｎ、前方等化器（ＦＥ）１６ｎ、および同期検出器（ＳＤ）１８nを含み、同期検出器（ＳＤ）１８ｎの出力は、演算装置２５の別の入力ポートに供給される。図４に示すフロンドエンド構成も、任意の数（Ｎ個）のアンテナシステムに適用可能である。演算装置２５の出力は、第２の演算装置３０を介して判定装置（ＤＤ）４０に供給される。判定装置（ＤＤ）４０の出力は、フィードバック等化器５０に供給され、フィードバック等化器５０の出力は、第２演算装置３０の第２入力端に接続される。
【００３１】
図３のＤＴＶ受信機システム２００と同様に、図４の受信機システム３００は、ＴＲ制御信号を生成するタイミングリカバリ（ＴＲ）回路２０’’’を含み、ＴＲ制御信号は、サンプルレートコンバータ１０ａ〜１０ｎの各制御入力端に供給される。図３とは異なり、ＴＲ回路２０’’’への入力は、マルチプレクサなどの選択スイッチ６０から供給される。選択スイッチ６０は、受信機システム３０の各等化系列で生成された複数の等化フィードバック信号のいずれかひとつを選択して、選択した等化フィードバック信号をＴＲ回路２０’’’に接続する。図４の例では、選択スイッチ６０は、同期検出器１８ａ〜１８ｎから出力される等化フィードバック信号ＥＦＳa〜ＥＦＳｎを受け取る。この選択スイッチ６０は、同期ロック検出器（ＳＬＤ）７０によって動作する。同期ロック検出器７０は、下流側のコンポーネント、たとえば判定装置４０の出力を受け取る。
【００３２】
上述したように、本発明により提案される新規のタイミングリカバリ方法には２つの主要な効果がある。第１に、等化されたフィードバック信号がタイミングリカバリループに供給されるので、ＴＲループ全体としての性能が改善される。等化されたフィードバック信号は、ＳＱＲＣフィルタの出力に比較して鮮明だからである。したがって、本発明に係るＤＴＶ受信機は、チャネル状態が劣化した場合でも同期ロックを達成することができる。第２に、本発明のタイミングリカバリシステムとタイミングリカバリ方法は、単一のタイミングリカバリループで機能するので、アンテナ入力数の増大に影響されることなく、容易に対応することができる。本発明のその他の効果や構成例は通常の技術を有する当業者にとって明らかであり、ほとんど余分のコストをかけずに実施することが可能である。
【００３３】
上述した良好な実施形態は、ＤＴＶ受信機を例にとって述べてきたが、本発明はこのような例に限定されるものではない。ここに開示される本発明の基本的な概念に基づき、当業者にとっての多様な変形例もまた、添付のクレームに記載される本発明の思想範囲内に含まれることに留意されたい。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】ＤＴＶ受信機に実装される従来のタイミングリカバリループを示すブロック図である。
【図２】本発明の第１実施形態に係るＤＴＶ受信機用のタイミングリカバリループのブロック図である。
【図３】アンテナアレイに接続されたＤＴＶ受信器で用いられる、本発明の第２実施形態に係るタイミングリカバリループのブロック図である。
【図４】本発明の第３実施形態に係るＤＴＶ受信機用の適応タイミングリカバリループのブロック図である。
Claims (6)
- Ｎ個（Ｎ≧１）のアンテナと、タイミングリカバリループとを備えるディジタル受信機において、前記タイミングリカバリループは、
Ｎ番目のアンテナからＮ番目のシンボル列を第１のサンプリングレートで受信し、受信したシンボル列を、タイミングリカバリ（ＴＲ）制御信号に応じて第２のサンプリングレートで出力するＮ個のサンプルレートコンバータと、
第２のサンプリングレートで出力されたＮ番目のシンボル列に基づいてＮ番目の等化フィードバック信号を生成するＮ個の前方等化器と、
前記Ｎ個の等化フィードバック信号に基づいて、前記ＴＲ制御信号を生成するタイミングリカバリ回路と
を含むことを特徴とするディジタル受信機。 - 各々が、Ｎ個のサンプルレートコンバータの１のサンプルレートコンバータと、Ｎ個の前方等化器の対応する１の前方等化器との間を電気的に接続するＮ個のキャリアリカバリ回路をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載のディジタル受信機。
- 各々が、前記Ｎ個のキャリアリカバリ回路の１の回路と、前記Ｎ個の前方等化器の対応する１の前方等化器との間を電気的に接続するＮ個の有限インパルス応答フィルタをさらに含むことを特徴とする請求項２に記載のディジタル受信機。
- 前記Ｎ個の有限インパルス応答フィルタは平方根レイズドコサインフィルタであることを特徴とする請求項３に記載のディジタル受信機。
- 前記Ｎ個の等化フィードバック信号に基づくＮ個の信号を、それぞれ対応するＮこの入力端で受け取り、前記Ｎ個の信号の１の信号を選択して、選択した信号を前記タイミングリカバリ回路に供給するセレクタをさらに備えることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載のディジタル受信機。
- それぞれがＮ個（Ｎ≧１）のアンテナに接続され、タイミングリカバリ制御信号に応じて動作するＮ個のサンプルレートコンバータを含むディジタルレシーバの操作方法であって、
制御されたサンプルレートを有するＮ個のシンボル列の各々に基づいて、Ｎ個の等化フィードバック信号を生成するステップと、
前記Ｎ個の等化フィードバック信号の少なくとも一部を組み合わせて合成等化フィードバック信号を生成するステップと、
前記Ｎ個の等化フィードバック信号から１の信号を選択して、選択等化フィードバック信号とするステップと、
前記合成等化フィードバック信号または前記選択等化フィードバック信号に基づいて、タイミングリカバリ制御信号を生成するステップと、
前記タイミングリカバリ制御信号を前記サンプルレートコンバータに供給して、前記Ｎ個のサンプルレートコンバータが制御されたサンプルレートでＮ個のシンボル列を出力することを可能にするステップと
を含むことを特徴とする操作方法。
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