JP4366401B2 - 伝送信号を受信するための方法、受信機、およびシステム（ｐａｍ−ｐｐｍ信号用の堅固な非コヒーレント受信機） - Google Patents

Description

本発明は、非常に広範囲の遅延拡散（delay spread）を有するマルチパス・チャネルにより超広帯域（ＵＷＢ：ultra-wideband）無線伝送信号を介して通信するための堅固な（robust）受信機方式に関する。この方式は、ＵＷＢ（またはインパルス）無線チャネルにより、たとえば、３．１ＧＨｚ〜１０．６ＧＨｚの間の周波数帯域で動作するシステムおよびネットワーク用の特に堅固な受信機の構築を可能にするものである。

無線ローカル・エリア・ネットワーク（ＷＬＡＮ：wireless local area network）空間ならびに無線パーソナル・エリア・ネットワーク（ＷＰＡＮ：wirelesspersonal area network）および無線ボディ・エリア・ネットワーク（ＷＢＡＮ：wireless body area network）における短距離無線技術は急速に普及し続けている。同様に、様々なセンサまたは識別タグあるいはその両方をリンクする有線ネットワークおよび無線ネットワークならびに混合ネットワークは、前例のないほどの将来の市場潜在力を含んで配備され始めている。典型的には、これらの従来のシステムは、狭いが指定された電波スペクトル帯域内で免許なしで動作する。急速に拡大するユーザおよびデバイス数を考慮して将来のスペクトル不足の脅威を軽減するために、しかも、無線データ伝送ならびに資産のローカリゼーションおよび追跡に基づく新しいアプリケーションを可能にするために、最近、超広帯域（ＵＷＢ）無線チャネルの形の追加の電波スペクトルが３．１ＧＨｚ〜１０．６ＧＨｚの範囲内で米国内での使用のために入手可能になった。

ＵＷＢ無線チャネルを使用する将来の無線センサ・システムの開発における関連局面の１つは、厳しいマルチパス条件が優勢である伝搬条件における受信機の堅固さである。しかし、同時に、これらの通信デバイスは、バッテリから電力供給される場合が多いので、その電力消費量を最小限にしなければならない。

超広帯域無線技術（ＵＷＢ−ＲＴ）に基づく通信システム、識別システム、またはローカリゼーション・システム用のワイヤレス・デバイス（トランシーバ）の設計者は、費用効果が高く、堅固なパフォーマンスを提供し、最高数年間という長時間にわたってバッテリのみで動作するという意味で考えられる最良の設計手法を選択するという問題に直面している。したがって、このような無線トランシーバにおける重要な設計基準は、所与の伝搬環境のための変調方式およびそれに対応する受信機アーキテクチャの選択である。（屋内）ＵＷＢ無線チャネルに関する問題は、見通し線状況におけるほぼゼロの遅延拡散から、厳しいマルチパス伝搬の状況における最高２００ｎｓ以上の大きい遅延拡散に及ぶ、チャネル応答で観察可能なかなり広範囲の遅延拡散によって提起されている。実用的な受信機は、この大きい範囲の起こり得るチャネル条件に対処できなければならない。

受信機のアーキテクチャを導き出すための２通りの基本方式、すなわち、ａ）コヒーレント方式（coherent scheme）およびｂ）非コヒーレント方式（non-coherent scheme）が存在する。適切に設計されたコヒーレント方式は、良好なパフォーマンスを提供するが、往々にして起こり得るすべてのチャネル条件に整合させるための適応機構とともに設計する必要があるので、かなり複雑な実現例を必要とする。非コヒーレント受信機は、かなり単純なものであり、したがって、構築するのにあまり複雑ではないという利点を有し、妥協点としては、非コヒーレント受信機は一般に、適切に設計されたコヒーレント受信機と比較して相当なパフォーマンス損失を被ることである。

したがって、当技術分野では、たとえば、下位のコヒーレントＲＡＫＥ受信機として同様のパフォーマンスまたはより良好なパフォーマンスを達成する改良された非コヒーレント受信機方式が必要である。非コヒーレント受信機アーキテクチャは、変動するチャネル遅延拡散またはゆっくりドリフトする送信機クロックに応答して重要なシステム・パラメータを適応させる必要性なしに、大きい範囲のマルチパス遅延拡散条件にわたって堅固なエラー率パフォーマンスを提供しなければならない。

最近の文献には、一般に、ＵＷＢ無線チャネルならびにパルス振幅変調（ＰＡＭ：pulse amplitude modulation）信号またはパルス位置変調（ＰＰＭ：pulse positionmodulation）信号あるいはその両方の受信に適した特定のコヒーレントおよび非コヒーレント受信機アーキテクチャが記載されている。たとえば、Ｙ． ＳｏｕｉｌｍｉおよびＲ． Ｋｎｏｐｐによる「Ｏｎ ｔｈｅ ａｃｈｉｅｖａｂｌｅ ｒａｔｅｓ ｏｆ ｕｌｔｒａ−ｗｉｄｅｂａｎｄ ＰＰＭ ｗｉｔｈ ｎｏｎ−ｃｏｈｅｒｅｎｔ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｉｎ ｍｕｌｔｉ−ｐａｔｈ ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔｓ」というタイトルのＩＥＥＥ資料において、その著者は、マルチパス・フェージング環境で非コヒーレント受信機とともにｍ進（ＰＰＭシンボル当たりｍ個のスロット）ＰＰＭを使用するＵＷＢシステムの達成可能なデータ・レートに関する理論上の結果について説明している。しかし、この論文では、受信機構造がどのようなものになるかを開示しておらず、このような受信機が送信ＰＰＭ信号のタイミング・フェーズをどのように回復するかを説明していない。受信機のデータ検出器出力で良好なエラー率パフォーマンスを達成するために、受信信号のタイミング・フェーズを知っていることは重要である。

２００２年１２月にＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｎ Ｓｅｌｅｃｔｅｄ Ａｒｅａｓ ｉｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓの第２０巻、第９号に発表され、Ｗ． Ｍ． ＬｏｖｅｌａｃｅおよびＪ． Ｋ． Ｔｏｗｎｓｅｎｄによる「Ｔｈｅ ｅｆｆｅｃｔｓ ｏｆ ｔｉｍｉｎｇ ｊｉｔｔｅｒ ａｎｄ ｔｒａｃｋｉｎｇ ｏｎ ｔｈｅ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ｉｍｐｕｌｓｅ ｒａｄｉｏ」というタイトルの論文では、一般に（パルス式）ＵＷＢ無線と同じであると理解されているインパルス無線のための直交４進ＰＰＭおよび２進オフセットＰＰＭに関するタイミング回復およびジッタ問題を扱っている。その著者は、主に送信機によって送信されるパルスが非常に狭いために、早／遅ゲート・トラッカ（early-late gate tracker）を有するコヒーレント受信機が、適度なタイミング・エラー（ジッタ）に対しても非常に敏感であることを示している。ＬｏｖｅｌａｃｅおよびＴｏｗｎｓｅｎｄによるこの論文では、チャネル応答が受信機に知られているかまたはそれを正確に推定できるものと想定しているが、チャネル推定は複雑な信号処理を必要とする。

典型的には、既知のコヒーレントおよび非コヒーレント受信機は、特に干渉環境で動作するときに、何らかの自動利得制御（ＡＧＣ：automatic gain control）機能に基づくものである。その上、複雑さが低く、複数のＵＷＢ（またはインパルス）無線チャネルからなる大きいセットにより伝送信号を受信するときに堅固な動作を提供できる非コヒーレント受信機が必要である。

上記により、依然として当技術分野では、たとえば、特にチャネルがＵＷＢ（またはインパルス）無線チャネルである場合に任意のチャネル応答推定に依存しない改良された非コヒーレント受信機方式が必要であるということになる。
Ｙ． ＳｏｕｉｌｍｉおよびＲ． Ｋｎｏｐｐによる「Ｏｎ ｔｈｅ ａｃｈｉｅｖａｂｌｅ ｒａｔｅｓ ｏｆ ｕｌｔｒａ−ｗｉｄｅｂａｎｄ ＰＰＭ ｗｉｔｈ ｎｏｎ−ｃｏｈｅｒｅｎｔ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｉｎ ｍｕｌｔｉ−ｐａｔｈ ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔｓ」というタイトルのＩＥＥＥ資料 ２００２年１２月にＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｎ Ｓｅｌｅｃｔｅｄ Ａｒｅａｓ ｉｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓの第２０巻、第９号に発表され、Ｗ． Ｍ． ＬｏｖｅｌａｃｅおよびＪ． Ｋ． Ｔｏｗｎｓｅｎｄによる「Ｔｈｅ ｅｆｆｅｃｔｓ ｏｆ ｔｉｍｉｎｇ ｊｉｔｔｅｒ ａｎｄ ｔｒａｃｋｉｎｇ ｏｎ ｔｈｅ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ｉｍｐｕｌｓｅ ｒａｄｉｏ」というタイトルの論文

本発明は、非常に広範囲の遅延拡散を有するマルチパス・チャネルにより超広帯域（ＵＷＢ）無線伝送信号を介して通信するための堅固な方式を提供する。一般に、この方式は、多種多様なＵＷＢマルチパス・チャネルのための堅固なエラー率パフォーマンスを提供しながら、複雑さが低く潜在的に電力消費量が非常に低い非コヒーレント受信機構造を含む。開示された非コヒーレント受信機方法および受信機とともに、結合ＰＡＭ−ＰＰＭ（パルス振幅変調−パルス位置変調）信号と呼ばれる、提案されている伝送信号を使用することは、任意のＵＷＢ通信、識別、センサまたはローカリゼーション・システムおよびネットワークで適用可能であり、その場合、過度のシステム・パフォーマンスの低下なしでバッテリ電力消費量が最小限でなければならない。とりわけ、超広帯域（ＵＷＢ）無線チャネルにより、たとえば、３．１ＧＨｚ〜１０．６ＧＨｚの間の周波数帯域で動作するシステムおよびネットワークのための特に堅固な受信機の構築を可能にする、バイポーラ２ＰＰＭ（ＢＰ２ＰＰＭとも略記する）信号のためのタイミング・フェーズ回復および同期方法ならびに諸実施形態が開示される。

本発明の第１の態様によれば、データを検出するために１組のインパルス無線（ＵＷＢ）チャネル上で伝送信号ＴＳ（transmission signal）を受信するための方法が提供され、各チャネルは１組のマルチパス・コンポーネントを含み、各マルチパス・コンポーネントは結果として得られるビット・エラー率（ＢＥＲ：biterror rate）に影響を及ぼす。この方法は、ｉ）第１の受信信号パス（ＦＲＳＰとも略記する）を介して伝送信号ＴＳを受信するステップと、ｉｉ）積分時間Ｔ_I中に第１の受信信号パスの出力を積分して積分器信号ＩＳ（integratorsignal）を求めるステップと、ｉｉｉ）（送信）データを検出するために積分器信号ＩＳをさらに処理するステップとを含む。積分時間Ｔ_Iはビット・エラー率（ＢＥＲ）に影響を及ぼすように選択される。

積分するステップは、重み関数ｗ（ｔ）を決定するステップと、第１の受信信号パスの出力と決定された重み関数ｗ（ｔ）を掛けて積信号ＰＳ（product signal）を求めるステップと、決定された積分時間Ｔ_I中に積信号ＰＳを積分して加重積分器信号ｗＩＳ（weightedintegrator signal）を求めるステップをさらに含むことができる。次に、データをさらに処理し検出するために、加重積分器信号ｗＩＳを使用することができる。重み関数ｗ（ｔ）の決定は、重み関数ｗ（ｔ）の選択を含むことができ、たとえば、テーブルまたは事前保管された重み関数データを形成することができ、あるいはチャネル測定の結果に依存する重み関数ｗ（ｔ）の調整を含むことができる。適切な加重信号で第１の受信機パスの出力信号に重みを付けることにより、ビット・エラー率（ＢＥＲ）をさらに低減することができ、受信機の感度を高めることができる。

その上、処理するステップは、積分器信号ＩＳをサンプリングしてサンプル値アナログ信号ＳＡＳ（sampled analog signal）を求めるステップと、サンプル値アナログ信号ＳＡＳを信号サンプルＳＳ（signalsample）に量子化するステップと、データ検出判断のために信号サンプルＳＳを使用するステップと、信号サンプルＳＳに依存する積分器信号ＩＳのサンプリングを制御し、タイミング・フェーズ推定のためにデータ検出判断を使用するステップをさらに含むことができる。シンボル・レートの特定の倍数（この倍数は変調方式に依存する）でのサンプリングはデータ検出を実行するために使用可能である。同じサンプルを使用して、細密シンボル・クロック推定（finesymbol clock estimation）（所望であれば、粗シンボル・クロック推定（coarse symbol clock estimation）も行う）、同期シーケンス・サーチ（sync-sequencesearch）、およびタイミング・トラッキング（timing tracking）を実行することができる。

開示された非コヒーレント受信方式は、変動するチャネル遅延拡散またはゆっくりドリフトする送信機クロックに応答して重要なシステム動作パラメータを適応させる必要性なしに、大きい範囲のマルチパス遅延拡散条件にわたって堅固なビット・エラー率（ＢＥＲ）パフォーマンスを提供する。ターゲット・チャネルがＵＷＢ無線チャネルである場合に、ＰＡＭ（パルス振幅変調）およびＰＰＭ（パルス位置変調）の結合に基づく変調方式を使用することが提案され、とりわけ、好ましい一実施形態では、バイポーラ２ＰＰＭ（ＢＰ２ＰＰＭ）信号を使用することが提案されており、その場合、パルスの極性はいずれの情報も伝えないが、白色化されてＤＣなし（ＤＣ＝「直流」＝ゼロ周波数）の伝送スペクトルを達成するために使用される。伝送信号ＴＳは、結合ＰＡＭ−ＰＰＭ伝送信号になるように選択することができ、好ましくは、ＢＰ２ＰＰＭ信号として結合することができる。２ＰＰＭはシンボル当たり１ビットの伝送を可能にするものである。２進ＰＡＭと２ＰＰＭを組み合わせると、パルスの符号をランダムに選択することができ、したがって、スペクトル線を一切含まない電力スペクトル密度を有する送信信号を求めることができる。提案されている非コヒーレント受信方法および諸実施形態は、ＵＷＢ無線チャネルにより受信された伝送信号に特に適している。

また、データ検出判断のための最尤判断を行うために、バイポーラ２ＰＰＭシンボル当たり２つの信号サンプルＳＳを使用することも可能である。これは、シンボル当たり２つのサンプルが使用され、それにより、トランシーバ・アーキテクチャを単純な状態に保持しながら、低いビット・エラー率（ＢＥＲ）を提供する改良されたデータ検出器の設計が可能になることを意味する。

本発明の第２の態様によれば、データを検出するために１組のインパルス無線（ＵＷＢ）チャネル上で伝送信号ＴＳを受信するための受信機が提供され、各チャネルは１組のマルチパス・コンポーネントを含み、各マルチパス・コンポーネントは結果として得られるビット・エラー率（ＢＥＲ）に影響を及ぼす。この受信機は、伝送信号ＴＳを受信するための第１の受信信号パス（前に同じくＦＲＳＰと略記されている）と、積分時間Ｔ_I中に第１の受信信号パスの出力を積分して積分器信号ＩＳを求めるための積分器と、データを検出するために積分器信号ＩＳをさらに処理するための後続処理ユニット（further processing unit）とを含み、積分器の積分時間Ｔ_Iはビット・エラー率（ＢＥＲ）に影響を及ぼすように選択される。提供される受信機は、非コヒーレント受信機であり、コヒーレント受信機とは対照的に、この非コヒーレント受信機についてはいずれのチャネル推定も省略できるという利点を有する。積分時間Ｔ_Iを適切に選択することにより、受信信号エネルギのほとんどが積分器によって捕捉され、したがって、チャネルによって提供されるマルチパス・ダイバーシチのほぼ全体を効率よく活用することができる。回復されたシンボル・クロックのタイミング・フェーズ推定エラーは、コヒーレント受信機に比べて、この非コヒーレント受信機の場合にかなり高いものにすることができる。

一実施形態では、積分器は、重み関数ｗ（ｔ）を提供するための発生器と、第１の受信信号パスの出力と重み関数ｗ（ｔ）を掛けて積信号ＰＳを求めるための乗算器と、積分時間Ｔ_I中に積信号ＰＳを積分して加重積分器信号ｗＩＳを求めるための積分器とを含む、加重積分器である。重み関数ｗ（ｔ）で第１の受信信号パスの出力信号に重みを付けると、受信機のビット・エラー率（ＢＥＲ）が低減され、受信機の感度が高められる。

後続処理ユニットは、加重積分器信号ｗＩＳをサンプリングしてサンプル値アナログ信号ＳＡＳを求めるためのサンプラと、サンプル値アナログ信号ＳＡＳを信号サンプルＳＳに量子化するための量子化器と、データ検出判断のためのデータ検出器と、信号サンプルＳＳに依存するサンプリングとタイミング・フェーズ推定のためのデータ検出判断を制御するためのタイミング・ユニットとを含むことができる。

タイミング・ユニットは、粗シンボル・クロック推定ユニットと、細密シンボル・クロック推定ユニットと、同期シーケンス・サーチ・ユニットとを含む、タイミング取得データ同期ユニットをさらに含むことができる。シンボル・クロック・タイミング・フェース推定ステップを粗シンボル・クロック推定ステップと細密シンボル・クロック推定ステップに分割すると、実現例に応じて、プリアンブル長を低減し、推定品質を改善することができる。

さらに、タイミング・ユニットは、早／ゼロ／遅時間発生器（early-zero-late time generator）または早／遅時間発生器（early-late time generator）を含むタイミング・トラッキング・ユニットをさらに含むことができる。本発明では、提案されている非コヒーレント受信機は一般に、以下で早／ゼロ／遅（ＥＺＬ：early-zero-late）タイミング方式と呼ばれる、３状態調整方式の形の変更された早／遅ゲート・タイミング方式を含む。いくつかの諸実施形態では、ゼロ状態がアクティブではなく、それを古典的な早／遅方式に低減することが好ましい可能性もある。この方式と効率の良い非コヒーレント・データ検出を組み合わせると、送信機と受信機の時間基準（シンボル・クロック）間のジッタまたは周波数オフセットあるいはその両方による何らかのタイミング・フェーズ・エラーが存在する場合でも、広範囲のチャネル条件（遅延拡散）において堅固なパフォーマンスを達成するＵＷＢ無線伝送システムが得られる。前述のＬｏｖｅｌａｃｅおよびＴｏｗｎｓｅｎｄによる論文では、チャネル応答が受信機に知られているかまたはそれを正確に推定できるものと想定しているが、チャネル推定は複雑な信号処理を必要とする。提案されている非コヒーレント受信機はいずれのチャネル応答推定にも依存していない。

好ましくは、タイミング・トラッキング・ユニットは、タイミング・トラッキング・アルゴリズムのパフォーマンスを改善することができ、その結果、受信機感度が高くなるか、または不正確な発振器周波数（送信機または受信機あるいはその両方のシンボル・クロック）に対する許容度が高くなるような、判断指示サンプリング時間訂正ユニット（decision-directed sampling time correction unit）を含む。

タイミング・ユニットは、状態マシンと組み合わせて積分器／サンプラ制御ユニットを含むことができ、それにより、ａ）積分器に提供されるリセット信号および重み選択信号と、ｂ）サンプラに提供されるサンプリング信号の精密な制御が可能になる。

その上、受信伝送信号ＴＳは、１組の並列動作の積分器として配置された複数の積分器によって処理することができる。その場合、各積分器は、所定の積分時間または調整可能な積分時間の間にそれぞれの入力信号を積分する。各積分器は、加重積分器としても機能することができる。換言すれば、単一の積分器または加重積分器によって第１の受信信号パスから得られた信号の積分は、１組の並列動作の積分器として配置されたこのような複数の積分器を含み、各積分器が所定の積分時間または調整可能な積分時間の間にそれぞれの入力信号を積分するように拡張可能である。このような並列積分器配置は追加の利点を提供し、たとえば、タイミング・トラッキング・ユニットで必要な時間遅延が低減され（すなわち、漏洩積分器（leaky integrator）の遅延素子の整数ｎは１になるように選択することができる）、判断指示サンプリング時間訂正ユニットによって提供されるタイミング・エラーＴＥ（timingerror）に関するより精密な情報が入手可能であり、それにより、タイミング・エラーＴＥ推定値の正確性が増し、送信機シンボル・クロックと受信機シンボル・クロックとの間のクロック周波数オフセットに対する堅固さの改善が達成可能であり、より高速の取得時間を得るためにより短いプリアンブル・シーケンスを使用することができる。

サンプラ制御ユニットによって決定可能な積分時間Ｔ_Iは、優勢なチャネル条件に応答して、特に第１の受信信号パスの出力で測定されたチャネルの実際の電力遅延プロファイルに応答して調整可能なものにすることができる。したがって、期間Ｔ_Iaの遅延素子が調整可能なものになっている場合、優勢なチャネルの電力遅延プロファイルまたは受信機の信号対雑音比（ＳＮＲ）あるいはその両方に依存して、受信機の達成可能なビット・エラー率（ＢＥＲ）も改善することができる。チャネルの測定された電力遅延プロファイルを使用して、加重積分器に組み込むことができる最適重み関数ｗ（ｔ）を導き出すこともできることに留意されたい。

本発明の第３の態様によれば、１組のインパルス無線（ＵＷＢ）チャネルを介してデータを伝送するためのシステムが提供される。このシステムは、結合ＰＡＭ−ＰＰＭ信号としてデータを送信するための送信機と、データを受信し検出するための前述の受信機とを含む。

本発明のその他の利点を以下に列挙する。
−開示された非コヒーレント受信機方法および装置とともに、結合ＰＡＭ−ＰＰＭ（パルス振幅変調−パルス位置変調）信号と呼ばれる、提案されている伝送信号を使用することは、任意のＵＷＢ無線通信、識別、センサまたはローカリゼーション・システムおよびネットワークで適用可能であり、その場合、過度のシステム・パフォーマンスの低下なしでバッテリ電力消費量が最小限でなければならない。
−とりわけ、超広帯域（ＵＷＢ）無線チャネル、たとえば、３．１ＧＨｚ〜１０．６ＧＨｚの間の周波数帯域内のＵＷＢチャネルの幅広いセットで動作するシステムおよびネットワークのための特に堅固な受信機の構築を可能にする、第１の受信信号パスによって提供される信号の積分のための方法ならびにバイポーラ２ＰＰＭ（バイポーラ２スロットＰＰＭ、ＢＰ２ＰＰＭとも略記する）信号のタイミング回復および同期のための方法が開示される。
−非コヒーレント受信機は、かなり単純なものであり、したがって、構築するのにあまり複雑ではないという利点を有し、妥協点としては、非コヒーレント受信機は一般に、適切に設計されたコヒーレント受信機と比較して相当なパフォーマンス損失を被ることである。本明細書に開示されている非コヒーレント受信機方式はこのようなパフォーマンス損失を低減することができ、本発明は下位のコヒーレントＲＡＫＥ受信機として、同様のパフォーマンスを達成する非コヒーレント受信機方式を記載するものである。
−好ましい一実施形態では、受信機のパフォーマンスは、最高２０ｐｐｍ（百万分率）までのタイミング・フェーズ・エラーまたはクロック周波数オフセットが存在する場合に、特に、（最適）最尤判断を行うためにバイポーラ２ＰＰＭシンボル当たり２つのサンプルが検出器に供給される場合に、堅固なものであることが示されている。

本発明の好ましい諸実施形態については、以下の概略図に関連して、一例としてのみ以下に詳細に説明する。

図面は、例証のためにのみ提供されたものであり、必ずしも本発明の実用的な例を一定の尺度で表すものではない。

一般に（パルス式）超広帯域（ＵＷＢ）無線と同じであると理解されているインパルス無線を使用する無線システムへの適用に焦点を当てて、諸実施形態について説明する。

図１は、１組の無線チャネル、すなわち、１組のインパルス無線（ＵＷＢ）チャネル３を介してデータを伝送するためのシステムに関する基本シナリオを示している。簡単にするために、１つの無線チャネル３のみが示されている。同図は、一方に送信アンテナ９を備えた送信機１を示し、もう一方に受信アンテナ１０を備えた非コヒーレント受信機２を示している。示されている無線チャネル３は１組のマルチパス・コンポーネント３ａ、３ｂを含み、そこで伝送信号ＴＳは、直接、一方のマルチパス・コンポーネント３ａを介して非コヒーレント受信機２で受信され、壁５での反射を含むもう一方のマルチパス・コンポーネント３ｂを介して受信される。一般に、各無線チャネル３は、広範囲の時間間隔（遅延拡散）にわたって拡散可能な多数のマルチパス・コンポーネント３ａ、３ｂを特徴とする。各マルチパス・コンポーネントは、非コヒーレント受信機２において結果として得られるビット・エラー率（ＢＥＲ）に影響を及ぼす。後続説明は、以下で受信機２とも呼ばれる非コヒーレント受信機２についてより詳細に言及する。同じ部分などを示すために、この説明では同じ参照番号および符号が使用される。

図２は、結合ＰＡＭ−ＰＰＭ信号の受信のための受信機２の非コヒーレント受信機構造を示している。受信機２は、第１の受信信号パス（ＦＲＳＰ：first received signal path）１０〜５０と、第２の受信信号パス（ＳＲＳＰ：second receivedsignal path）６０〜９０と、タイミング・ユニット１００とも呼ばれるタイミング制御ユニット１００とを含む。第１の受信信号パスは、信号処理チェーン内に、伝送信号ＴＳを受信する受信アンテナ１０と、その振幅に関して出力信号を制限するリミッタ２０と、低雑音増幅器（ＬＮＡ：lownoise amplifier）３０と、受信伝送信号ＴＳを通過させる帯域フィルタ４０と、２乗器（squarer）５０とを含む。第２の受信信号パスは、積分器６０と、サンプラ７０と、量子化器（アナログ・デジタル変換器）８０と、データ検出器９０とを含む。タイミング・ユニット１００は、このようなコンポーネント８０、９０から信号を受信するかまたはこのようなコンポーネント６０、７０に信号を提供するという点で、第２の受信信号パスに含まれるコンポーネントに関連する。サンプラ７０、量子化器８０、データ検出器９０、およびタイミング・ユニット１００は、本明細書では後続処理ユニット９９とも呼ばれる。

積分器６０は、積分時間Ｔ_I中に第１の受信信号パスの出力を積分して、積分器信号ＩＳまたは加重積分器信号ｗＩＳを求める。これらの信号は同図にそれぞれ示されている。

サンプラ７０は、積分器信号ＩＳまたは加重積分器信号ｗＩＳをサンプリングして、サンプル値アナログ信号ＳＡＳを提供する。量子化器８０は、サンプル値アナログ信号ＳＡＳを量子化して信号サンプルＳＳを求めるが、その信号サンプルＳＳはその後、データ検出判断のためにデータ検出器９０によって使用される。

タイミング制御ユニット１００は、タイミング取得データ同期ユニット２００と、タイミング・トラッキング・ユニット３００と、状態マシンの機能を含む積分器／サンプラ制御状態マシン・ユニット４００とを含む。タイミング取得データ同期ユニット２００は、取得同期ユニット２００とも呼ばれる。一般に、タイミング・ユニット１００は、信号サンプルＳＳに依存するサンプリングと、タイミング・フェーズ推定値を求めるためのデータ検出判断とを制御する。タイミング・ユニット１００は、いずれも積分器６０を制御するために使用される「リセット」信号と「重み選択」信号とを出力し、積分器信号ＩＳまたは加重積分器信号ｗＩＳの精密なサンプリングのためにサンプラ７０によって使用される「サンプル」信号をさらに出力する。

タイミング制御ユニット１００は、「リセット」信号、「サンプル」信号、および「重み選択」信号を第２の受信信号パス（ＳＲＳＰ）に提供する。「重み選択」信号は好ましくは、受信サイクルの開始時に、たとえば、新しいデータ・パケットが受信される前に送出されるが、一般に、受信機が何らかの伝送信号ＴＳを処理するときに「重み選択」信号を活動化することができる。「リセット」信号の状態が、たとえば、何らかの低（ゼロ）振幅値から高振幅値に変化すると、積分器６０の出力はゼロに設定される。積分器６０の出力がゼロに設定された瞬間から、タイミング・ユニット１００は積分時間Ｔ_I後にサンプラ７０に「サンプル」信号を提供し、サンプラ７０は新しいサンプル値アナログ信号ＳＡＳを生成する。好ましい一実施形態では、このような２つのサンプルは各シンボル間隔Ｔ_S内で生成される。図８は、タイミング制御ユニット１００によって提供される信号同士の間の一般的な関係の詳細を示している。図８には、受信機の回復されたシンボル・クロック（ＲＳＣ）信号がさらに示されており、この信号はプリアンブルおよび同期シーケンス受信中にタイミング取得データ同期ユニット２００によって制御され、データ信号受信中にタイミング・トラッキング・ユニット３００によってさらに制御される。タイミング制御ユニット１００はユーザ・データ推定値｛ａ_ｋ｝も提供し、この推定値は積分器／サンプラ制御状態マシン・ユニット４００を介してデータ検出器９０によって伝送される。

図３は、ここで遅延素子９１と、加算器９２と、しきい値検出器９３とを含む、データ検出器９０のブロック図を示している。データ検出器９０は、量子化器８０から信号サンプルＳＳを受信し、それを加算器９２および遅延素子９１に供給する。加算器９２は、信号サンプルＳＳから遅延素子９１によって提供される出力を減算し、データ推定値｛ａ_ｋ｝の生成のためにその出力で入手可能な結果をしきい値検出器９３に提供する。したがって、しきい値検出器９３は、同じ受信シンボル間隔中に生成される第１の信号サンプルＳＳと第２の信号サンプルＳＳとの差に基づいてデータ推定値を提供する。好ましい一実施形態では、送信され、したがって受信されるシンボルは、バイポーラ２ＰＰＭ（ＢＰ２ＰＰＭ）シンボルになる。

図４は、粗サンプリング時間推定ユニット２１０とも呼ばれる粗シンボル・クロック推定ユニット２１０と、細密サンプリング時間推定ユニット２２０とも呼ばれる細密シンボル・クロック推定ユニット２２０と、同期サーチ・ユニット２３０とも呼ばれる同期シーケンス・サーチ・ユニット２３０と、同期シーケンス（ストレージ）ユニット２４０とを含む、タイミング取得データ同期ユニット２００を示している。

タイミング取得データ同期ユニット２００内では、量子化器８０によって提供された信号サンプルＳＳが粗シンボル・クロック推定ユニット２１０と細密シンボル・クロック推定ユニット２２０の両方に供給され、そこで信号サンプルは信号検出しきい値γ_cに併せて回復されたシンボル・クロックＲＳＣを生成するために使用される。粗シンボル・クロック推定ユニット２１０によって使用されるクロック回復メカニズムは、当技術分野で知られている任意の適切なアルゴリズムに基づくものにすることができる。細密シンボル・クロック推定ユニット２２０は好ましくは、早／ゼロ／遅（ＥＺＬ）サンプリング時間発生器３１０を使用する。

同期サーチ・ユニット２３０は、ソフト検出器またはハード検出器にすることができる同期シーケンス検出器を含む。ソフト検出器はサンプリング・インスタンスで振幅を追加するものであり、結果として得られる合計が特定のしきい値を超えると、同期シーケンスが見つかったものと想定される。この方法の問題点は、受信信号の振幅に依存し、したがって、信号対雑音比（ＳＮＲ）の推定を要求する最適（適応）しきい値を導き出すことである。

好ましい一実施形態では、結果として得られる検出シンボル・シーケンスを生成するためにシンボルに関する検出方法に基づく同期シーケンス・サーチに関するハード検出が使用され、次に、この検出シンボル・シーケンスにおいて同期シーケンス（ストレージ）ユニット２４０によって提供された決定された同期シーケンス｛Ｓ_n｝がサーチされる。シンボル検出エラーが発生する可能性があるので、特定の数のシンボルが同期シーケンスによって決定されたシンボルに対応するや否や、そのシーケンスが見つかったものと想定される。参照として、決定された同期シーケンスは、同期シーケンス（ストレージ）ユニット２４０に保管され、同期サーチ・ユニット２３０による必要に応じて再呼出しされる。この方法は原則としてソフト検出方法より信頼性が低いが、この欠点は、所望であれば同期シーケンスを延長することによって補償することができる。ソフト検出方法を上回るこの方式の利点は、いかなる適応しきい値も必要とされないことである。同期シーケンスの必要な長さは、検出同期シーケンス内で許容された範囲で誤って検出されたシンボルの最大数によって決定することができる。同期シーケンスは、先行する「０」データ・シンボル（すなわち、プリアンブル・シンボル）によって、起こり得る最小のものが同期シーケンスの任意のシフト済みバージョンと相関することになるように設計しなければならない。同期シーケンスが検出されると、第１のデータ・パケット・シンボルに関するサンプリング瞬間が決定される。好ましい同期シーケンスは、たとえば、１０個のデータ・シンボルからなる｛Ｓ_n｝＝｛１，１，１，１，０，１，０，０，１，１｝という２進シーケンスである。このシーケンスの前に「０」データ・シンボルを付けると、その自己相関関数の左半分が｛...,３，３，３，４，５，４，３，３，２，４，４，５，１０｝として得られ、その場合、整数値は一致するデータ・シンボル（ビット）の数を示す。一致するビットの必要な最小数として好ましいものは、同期サーチ・ユニット２３０に提供されたシーケンス検出しきい値γ_sによって決定された通り、８であり、このため、１０ビット・シーケンス内のわずか２ビットが誤っている場合に受信同期シーケンスが検出されるので、この受信同期シーケンス内の２つのシンボル（ビット）エラーを許容することができる。一致しない５ビットのうちの少なくとも３ビットが誤っている場合または一致しない６ビットのうちの４ビットが誤っている場合に、誤り検出（falsealarm）が発生する。

図５は、早／ゼロ／遅（ＥＺＬ）サンプリング時間発生器３１０と、判断指示サンプリング時間訂正ユニット３２０と、漏洩積分器フィルタ３３０とを含む、タイミング・トラッキング・ユニット３００のブロック図を示している。判断指示サンプリング時間訂正ユニット３２０は、データ検出器９０によって提供されるデータ推定値と量子化器８０によって提供されるサンプル信号ＳＳとに基づいて、以下でタイミング・エラー（ＴＥ）とも呼ばれるサンプリング時間エラーの推定値をその出力で提供する。漏洩積分器フィルタ３３０は、漏洩平均化プロセスにより、以下でＳＥによって示されるサンプリング時間エラーの平滑化バージョンを決定する。平滑化エラー信号ＳＥは、以下でｄＳＥと略記される遅延平滑化エラー信号を出力する期間ｎＴ_sの遅延素子３３１の入力に同時に供給され、ｎ＞１である場合に、遅延時間ｎＴ_sの長さは整数値になると一般に理解されており、種々の受信機実施形態について様々になる可能性がある。漏洩積分器フィルタ３３０は、ＳＥ＝［（１−ａ）ｄＳＥ＋ａＴＥ］という式により平滑化サンプリング時間エラーＳＥを計算するが、ここでａは１より小さい決定された正数である。結果として得られる平滑化タイミング・エラーＳＥは、ここでＥＺＬ信号とも略記される早／ゼロ／遅信号を出力する早／遅／ゼロ時間発生器３１０に供給され、積分器／サンプラ制御状態マシン・ユニット４００内に含まれるシンボル・クロック発生器によって提供される回復されたシンボル・クロック（ＲＳＣ）信号を制御する。

図６は、積分器／サンプラ制御状態マシン・ユニット４００内に実現された状態マシンの基本図を示している。同図では、楕円は状態マシンの特定の状態を示し、接続矢印は起こり得る状態遷移を定義しており、その場合、接続矢印には状態マシンを対応する次の状態に移行させるそれぞれのイベントがラベル表示されている。とりわけ、データ・パケット（伝送信号ＴＳ）の受信中の所望の状態遷移シーケンスは、時間的に以下のシーケンスに対応する。
−開始（リセット）信号は状態マシンを「粗シンボル・クロック推定および信号検出（coarse symbol clock estimation & signal detection）」という状態に移行させ、その状態で、それはデータ・パケットの先頭で送信されるプリアンブルを待ち（「信号が検出されなかった（signalnot found）」）、粗シンボル・クロック推定が生成される。
−「信号（プリアンブル）が検出された（signal (preamble) found）」というイベントが発生した後、状態マシンは「細密シンボル・クロック推定（finesymbol clock estimation）」という状態に入り、シンボル・クロックが正常に回復されるまで、そこに存続する。
−「シンボル・クロックが回復された（symbol clock recovered）」というイベントは状態マシンを「同期シーケンス・サーチ（sync sequencesearch）」という状態に進め、その状態で「同期シーケンスが検出された（sync sequence found）」というイベントが発生するまで存続する。
−次に状態マシンは、「データ検出およびタイミング・トラッキング（data detection & timing tracking）」という状態に入り、パケット全体が受信される（「パケットが受信された（packetreceived）」）までそこに存続する。
−上記の後者のイベント後、状態マシンはもう一度、開始状態（「粗シンボル・クロック推定および信号検出」）に入り、次のデータ・パケットのプリアンブル信号が発生するのを待つ。

他のすべてのイベント（「信号が検出されなかった（signal not found）」、「信号を逸失した（signal lost）」、「同期シーケンスが検出されなかった（syncsequence not found）」、および「パケットを逸失した（packet lost）」）は状態マシンを「粗シンボル・クロック推定および信号検出」という状態に移行させ、それにより、受信機が新しい信号をサーチできるようにすることに留意されたい。

図７は、積分器／サンプラ制御状態マシン・ユニット４００内に含まれ、以下でシンボル・サンプラ４５０とも呼ばれるシンボル・サンプラ制御ユニット４５０を示している。シンボル・サンプラ・ユニット４５０は、シンボル遅延（Ｔ_S）素子４５２と加算器ユニット４５１とを含む（代わって、加算器ユニット４５１の機能は、回復されたシンボル・クロックＲＳＣと、遅延素子４５２の出力で得られるその遅延バージョンの形の２つの論理信号入力を備えた論理ＯＲゲートから入手することもできるであろう）。加算器の出力は、積分器６０に供給される「リセット」信号を定義する。加算器の出力は遅延素子４５３にさらに接続され、積分時間Ｔ_Iに対応する期間を提供する。遅延素子４５３の出力は、サンプラ７０を制御する必要な「サンプル」信号を提供する。サンプラの入力は、積分器６０によって供給される積分器信号ＩＳまたは加重積分器６０によって提供される加重積分器信号ｗＩＳのいずれかである。図８は、シンボル・サンプラ制御ユニット４５０によって提供される様々な信号同士の間の一般的な関係をより詳細に示している。とりわけ、図７は、「リセット」信号と「サンプル」信号の両方が積分器／サンプラ制御状態マシン・ユニット４００内に位置するシンボル・クロック発生器によって提供される回復されたシンボル・クロック（ＲＳＣ）信号から派生し、その場合、シンボル・クロック信号の位相は早／ゼロ／遅（ＥＺＬ）タイミング・フェーズ調整方式によって使用されるように調整可能なものであることを示している。

図８は、期間Ｔ_Sの各シンボル間隔内には、２つの「リセット」信号パルスと２つの「サンプル」信号パルスが存在することをさらに立証している。同図に示されている通り、「リセット」パルスの正の遷移と「サンプル」パルスの正の遷移との時間差は積分時間Ｔ_Iと同一である。積分時間Ｔ_Iが無線チャネルのマルチパス遅延拡散より小さくなるように選択される場合、受信機のビット・エラー率（ＢＥＲ）を最小限にするようなＴ_Iの数値を決定することは可能である。

図７に図示されているシンボル・サンプラ制御ユニット４５０の他の一実施形態では、たとえば、受信機２からのチャネル状態フィードバックに基づいて送信機１によって決定されるような期間ΔＴ_Iのシンボル遅延素子４５２または期間Ｔ_Iの遅延素子４５３あるいは両方の遅延素子４５２、４５３のいずれかを、優勢なチャネル条件に応答して調整可能なものにすることができる。たとえば、期間Ｔ_Iの遅延素子４５３を調整可能なものにする場合、受信機の達成可能なＢＥＲは優勢なチャネル遅延拡散または受信機の信号対雑音比（ＳＮＲ）あるいはその両方に依存して改善することができる。図８では、時間間隔ΔＴならびに無線チャネルのマルチパス遅延拡散より大きい時間間隔（Ｔ_S−ΔＴ）を選択することが有利であり、これらの条件は隣接するシンボル同士の間のシンボル間干渉（ＩＳＩ）を回避するために役に立ち、したがって、受信機の達成可能なＢＥＲを低減することになることも留意されたい。

図９は、加重積分器６０としての積分器６０の一実施形態を示している。加重積分器６０は、発生器６２０とも呼ばれ、決定された重み関数ｗ（ｔ）を提供する重み関数発生器６２０を含む。積分器６０は、乗算器６１０と、「積分ダンプ（integrate-and-dump）」方式に基づいて動作する重み積分器ユニット６３０とをさらに含む。動作に際し、乗算器６１０は第１の受信信号パス１０〜５０の出力と、同図で重み信号ｗＳとしてラベル表示されている決定された重み関数ｗ（ｔ）を掛けて積信号ＰＳを求める。「リセット」インパルスを受信すると、重み積分器６３０は積分時間Ｔ_I中に積信号ＰＳを積分して、サンプラ７０に提供される加重積分器信号ｗＩＳを求める。積分時間Ｔ_Iは、積分器／サンプラ制御状態マシン・ユニット４００によって提供される「リセット」信号を介して制御される。同じく積分器／サンプラ制御状態マシン・ユニット４００によって提供される「重み選択」信号は、重み関数発生器６２０によって供給される重み信号ｗＳを選択するために使用される。重み関数発生器６２０は典型的には、いくつかの重み関数ｗ（ｔ）をメモリに保管することができる。たとえば、ＵＷＢ無線チャネルＣＭ１〜ＣＭ４についてＩＥＥＥ８０２．１５．３ａのチャネル・モデリング・グループによって定義されているような広範囲の起こり得るチャネル遅延プロファイルをカバーするために、いくつかの代表的なチャネル電力遅延プロファイル（ＰＤＰ：powerdelay profile）をメモリに保管することができ、それにより、任意の特定の重み関数を重み関数発生器６２０によって再呼出しすることができる。このような方式は、この電力遅延プロファイルと優勢な電力遅延プロファイルとの間に起こり得る最良の一致を提供するために適応可能なものにすることができるであろう。

代わって、重み関数ｗ（ｔ）は、第１の受信信号パス（ＦＲＳＰ）１０〜５０の出力で測定されたチャネルの電力遅延プロファイルを特徴付ける、受信機２で実行された測定に基づいて受信機２によって直接決定できるであろう。測定されたチャネルの電力遅延プロファイルは、マルチパス・コンポーネントの振幅および遅延時間の点で実際のチャネル状態に関する情報を提供するものであり、この情報を使用すると、加重積分器６０で使用するための最適に整合された重み関数ｗ（ｔ）を構築することができる。重み関数ｗ（ｔ）をチャネルの優勢な電力遅延プロファイルに整合させることにより、受信機２は改善されたビット・エラー率パフォーマンス（ＢＥＲ）を達成することができる。

重み積分器ユニット６３０の重要な特性である積分時間Ｔ_Iは、広範囲のチャネル遅延拡散における堅固な受信機動作のために設計された固定値にすることができるか、または、たとえば、図１０に示されている通り、受信機のＳＮＲの関数として調整可能なものにすることができることに留意されたい。

図１０には、達成可能な最小ビット・エラー率（ＢＥＲ）が積分時間Ｔ_Iと受信機のＳＮＲ（「傾向線」によって示されている）の両方の関数であることが示されている。この例では、ＢＥＲはバイポーラ２ＰＰＭ伝送信号ＴＳに適用され、ＩＥＥＥのＵＷＢ無線チャネル・モデルＣＭ４の５番目の実現例により伝搬し、本明細書に開示されている非コヒーレント受信機でそれを受信する。

１組の無線チャネルを介してデータを伝送するための基本シナリオを示す図である。 結合ＰＡＭ−ＰＰＭ信号の受信のための非コヒーレント受信機構造の好ましい一実施形態を示す図である。 遅延素子と、加算器と、しきい値検出器とを含む、データ検出器のブロック図である。 タイミング取得データ同期ユニットを示す図である。 タイミング・トラッキング・ユニットのブロック図である。 積分器／サンプラ制御ユニットの一部である状態マシンの基本図である。 積分器／サンプラ制御ユニットに含まれる基本シンボル・サンプラ制御ユニットを示す図である。 基本シンボル・サンプラ制御ユニットによって提供される様々な信号同士の間の一般的な関係を示す図である。 加重積分器としての積分器の一実施形態を示す図である。 ＵＷＢ無線チャネルの一例として、最適積分時間Ｔ_Iが受信機の優勢な信号対雑音比（ＳＮＲ）にも依存することを示す図である。

Claims (10)

1. データを検出するために１組のインパルス無線（ＵＷＢ）チャネル（３）上で伝送信号（ＴＳ）を受信するための方法であって、各チャネルが１組のマルチパス・コンポーネント（３ａ、３ｂ）を含み、各マルチパス・コンポーネントが結果として得られるビット・エラー率（ＢＥＲ）に影響を及ぼし、
   第１の受信信号パス（１０、２０、３０、４０、５０）を介して前記伝送信号（ＴＳ）を受信するステップと、
   積分時間（Ｔ_I）中に前記第１の受信信号パス（１０、２０、３０、４０、５０）の出力を積分して加重積分器信号（ｗＩＳ）を求めるステップであって、前記積分時間（Ｔ _I ）が前記ビット・エラー率（ＢＥＲ）に影響を及ぼすように選択され、積分する前記ステップが、重み関数（ｗ（ｔ））を決定するステップと、前記第１の受信信号パス（１０、２０、３０、４０、５０）の前記出力と前記重み関数（ｗ（ｔ））を掛けて積信号（ＰＳ）を求めるステップと、前記積分時間（Ｔ _I ）中に前記積信号（ＰＳ）を積分して前記加重積分器信号（ｗＩＳ）を求めるステップとをさらに含むステップと、
   前記データを検出するために前記加重積分器信号（ｗＩＳ）をさらに処理するステップであって、前記加重積分器信号（ｗＩＳ）をサンプリングしてサンプル値アナログ信号（ＳＡＳ）を求めることと、前記サンプル値アナログ信号（ＳＡＳ）を信号サンプル（ＳＳ）に量子化することと、データ検出判断のために前記信号サンプル（ＳＳ）を使用することと、前記信号サンプル（ＳＳ）に依存する前記サンプリングとタイミング推定のための前記データ検出判断を制御することであって、前記制御が、前記信号サンプル（ＳＳ）を使用して、そこからリセット信号およびサンプル信号が導き出される回復されたシンボル・クロック（ＲＳＣ）を生成することを含み、前記リセット信号が前記積分を制御し、前記サンプル信号が前記サンプリングを制御することにより、前記加重積分器信号（ｗＩＳ）をさらに処理するステップと、
   を含む、方法。
2. 前記伝送信号（ＴＳ）が、結合ＰＡＭ−ＰＰＭ伝送信号になるように選択され、好ましくは、バイポーラ２ＰＰＭ信号として結合される、請求項１に記載の方法。
3. 前記データ検出判断のための最尤判断を行うために、バイポーラ２ＰＰＭシンボル当たり２つの信号サンプル（ＳＳ）が使用される、請求項２に記載の方法。
4. 前記第１の受信信号パス（１０、２０、３０、４０、５０）の出力を積分する前記ステップが、１組の並列動作の積分器によって積分することをさらに含み、各積分器が所定の積分時間および調整可能な積分時間のうちの一方の間にそれぞれの入力信号を積分する、請求項１ないし３のいずれかに記載の方法。
5. データを検出するために１組のインパルス無線（ＵＷＢ）チャネル（３）上で伝送信号（ＴＳ）を受信するための受信機であって、各チャネルが１組のマルチパス・コンポーネント（３ａ、３ｂ）を含み、各マルチパス・コンポーネントが結果として得られるビット・エラー率（ＢＥＲ）に影響を及ぼし、
   前記伝送信号（ＴＳ）を受信するための第１の受信信号パス（１０、２０、３０、４０、５０）と、
   積分時間（Ｔ_I）中に前記第１の受信信号パス（１０、２０、３０、４０、５０）の出力を積分して加重積分器信号（ｗＩＳ）を求めるための加重積分器（６０）であって、重み関数（ｗ（ｔ））を提供するための発生器（６２０）と、前記第１の受信信号パス（１０、２０、３０、４０、５０）の前記出力と前記重み関数（ｗ（ｔ））を掛けて積信号（ＰＳ）を求めるための乗算器（６１０）と、前記積分時間（Ｔ _I ）中に前記積信号（ＰＳ）を積分して前記加重積分器信号（ｗＩＳ）を求めるための重み積分器（６３０）とを含み、前記加重積分器（６０）の前記積分時間（Ｔ _I ）が前記ビット・エラー率（ＢＥＲ）に影響を及ぼすように選択される加重積分器（６０）と、
   データを検出するために前記加重積分器信号（ｗＩＳ）をさらに処理するための後続処理ユニット（９９）であって、前記積分器信号（ＩＳ、ｗＩＳ）をサンプリングしてサンプル値アナログ信号（ＳＡＳ）を求めるためのサンプラ（７０）と、前記サンプル値アナログ信号（ＳＡＳ）を信号サンプル（ＳＳ）に量子化するための量子化器（８０）と、データ検出判断のためのデータ検出器（９０）と、前記信号サンプル（ＳＳ）に依存する前記サンプリングとタイミング推定のための前記データ検出判断を制御するためのタイミング・ユニット（１００）とを含む後続処理ユニット（９９）と、
   前記信号サンプル（ＳＳ）から回復されたシンボル・クロック（ＲＳＣ）を生成するための取得同期ユニット（２００）と、
   前記回復されたシンボル・クロック（ＲＳＣ）からリセット信号およびサンプル信号を導き出すための積分器／サンプラ制御状態マシン（４００）であって、前記リセット信号が前記積分を制御し、前記サンプル信号が前記サンプリングを制御する積分器／サンプラ制御状態マシン（４００）と、
   を含む、受信機。
6. 前記取得同期ユニット（２００）が、粗サンプリング時間推定ユニット（２１０）と、細密シンボル・クロック推定ユニット（２２０）と、同期シーケンス・サーチ・ユニット（２３０）とを含む、請求項５に記載の受信機。
7. 前記タイミング・ユニット（１００）が、早／ゼロ／遅時間発生器（３１０）を含むタイミング・トラッキング・ユニット（３００）をさらに含む、請求項５または６に記載の受信機。
8. 前記タイミング・トラッキング・ユニット（３００）が、判断指示サンプリング時間訂正ユニット（３２０）を含む、請求項５ないし７のいずれか１項に記載の受信機。
9. 複数の前記加重積分器（６０）が１組の並列動作の積分器として設けられ、各加重積分器（６０）が、所定の積分時間および調整可能な積分時間のうちの一方の間にそれぞれの入力信号を積分する、請求項７ないし８のいずれか１項に記載の受信機。
10. １組のインパルス無線（ＵＷＢ）チャネル（３ａ、３ｂ）を介してデータを伝送するためのシステムであって、
    結合ＰＡＭ−ＰＰＭ信号として前記データを送信するための送信機（１）と、
    前記データを受信し検出するための請求項５ないし９のいずれかに記載の受信機（２）と、
    を含む、システム。

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