KR100680230B1 - 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 방식을 위한 적응형 정합필터부 및 이를 사용한 수신기 - Google Patents

직접 시퀀스 확산 스펙트럼 방식을 위한 적응형 정합필터부 및 이를 사용한 수신기 Download PDF

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Abstract

본 발명은 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 방식을 위한 적응형 정합 필터부로서, 입력되는 N(N은 2이상의 자연수) 비트의 샘플 시퀀스들을 일정량의 칩 구간 n(n은 1에서 N 사이의 자연수) 만큼씩 이동시키면서 N 비트의 PN(pseudo-random noise) 시퀀스와의 상관(correlation) 결과값을 계산하여 출력하는 적응형 정합 필터와, 상기 적응형 정합 필터의 출력값들 중에서 최대인 상관 결과값이 미리 지정된 임계값과 오차 범위 내에 있는지 판단하는 신호 예측부와, 상기 신호 예측부에서 상기 상관 결과값이 상기 임계값과 오차 범위 내에 있는 경우 위상 에러값을 결정하는 위상 에러 결정부와, 상기 신호 예측부의 출력값을 입력받아 상기 상관 결과값을 갱신된 임계값으로 설정하고 상기 위상 에러값을 반영해서 지연시간에 의한 에러와 PN 코드 위상에 따른 에러를 제거하여 정확한 동기 구간을 설정하고 상기 갱신된 임계값과 동기 구간을 출력하는 동기 구간 및 임계값 갱신부를 포함하는 것을 특징으로 하는 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 방식을 위한 적응형 정합 필터부에 관한 것이다.
본 발명에 따르면, 적응형 정합 필터를 이용하여 동기 구간과 동기부의 임계값을 선택하여 추가적인 전력 소모나 복잡도의 증가를 최소화하는 효율적인 수신을 위한 동기부의 구현이 가능해지며, 기존의 수신기와 비교하여 약 0.5db 정도의 효과적인 비트오율 성능을 얻을 수 있다.
DSSS, IEEE 802.15.4 LR-WPAN, 적응형 정합 필터

Description

직접 시퀀스 확산 스펙트럼 방식을 위한 적응형 정합 필터부 및 이를 사용한 수신기{ADAPTIVE MATCHED FILTER FOR DIRECT SEQUENCE SPREAD SPECTRUM AND RECEIVER USING THEREOF}
도 1은 종래의 DSSS 방식의 통신 시스템에서의 동기 획득 장치의 블록도.
도 2는 종래의 정합 필터를 이용한 획득 회로의 블록도.
도 3은 본 발명에 따른 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 방식을 위한 적응형 정합 필터부를 사용한 수신기의 블록도.
도 4는 본 발명에 따른 적응형 정합 필터를 사용하여 동기 획득을 수행하는 방법의 흐름도.
도 5는 다중경로 환경에서의 본 발명에 따른 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 방식을 위한 적응형 정합 필터부를 사용한 수신기의 성능 평가를 나타내는 도면.
<도면의 주요부분에 대한 부호의 설명>
110: 믹서 120: 대역 통과 필터
130: 에너지 검출기 140: 결정 장치
150: 기준 확산 신호 생성기 160: 제어 로직
170: 정합 필터 180: 정합 필터 에너지 검출기
190: 임계값 비교기 310: 동기 구간 및 임계값 결정부
320: 고정형 정합 필터 330: PN 코드 생성부
340: 적응형 정합 필터부 342: 적응형 정합 필터
344: 신호 예측부 346: 동기 구간 및 임계값 갱신부
348: 위상 에러 결정부
본 발명은 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 방식을 위한 적응형 정합 필터 및 이를 사용한 수신기에 관한 것으로, 더욱 구체적으로는 종래의 DSSS 전송 방식이 지니고 있는 PN(pseudo-random noise) 동기 획득(aquisition) 및 추적(tracking)의 성능에 따라 시스템의 성능이 크게 좌우된다는 문제점을 개선하고 하드웨어 증가를 최소화 하면서, 프리앰블(preamble) 구간 동안에 적응형 정합 필터를 이용하여 최적의 이득 제어와 코드 추적이 가능한 것인 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 방식을 위한 적응형 정합 필터 및 이를 사용한 수신기에 관한 것이다.
최근 무선통신의 급증과 더불어 저전력 및 낮은 데이터율(data rate)을 가지는 IEEE 802.15.4 LR-WPAN(low rate-wireless personal area network)을 기초로 한 통신 네트워크는 유비쿼터스 컴퓨팅 구현에 있어서 그 중요성이 커지고 있다.
IEEE 802.15.4 LR-WPAN 표준은 직접 시퀀스 확산 스펙트럼(Direct Sequence Spread Spectrum, 이하 "DSSS"라 함) 방식을 기반으로 하고 있다.
이러한 DSSS 방식에 있어서 전송 신호의 시간 정보는 수신된 신호를 역확산 (despreading)하고 복조(demodulate)하는 과정에서 중요한 역할을 한다. 특히 DSSS 방식의 시스템의 경우 작은 위상차에 따른 자기상관값(autocorrelation magnitude)을 가지고 확산 시퀀스가 사용되기 때문에 약간의 시간정보만 틀려지게 되면 수신된 신호를 역확산시키지 못한다. 따라서 수신되는 확산 신호의 시간정보를 처리하는 과정이 매우 중요시된다.
DSSS 방식의 통신 시스템에서의 코드 동기(code synchronization) 과정은 크게 송신단과 수신단 사이에 임의의 시간(TC)동안 동기를 맞추는 동기 획득(code acquisition) 과정과 그 후 송신단과 수신단 사이에 정교한 동기를 맞추고 유지하는 코드 추적(code tracking) 과정으로 나뉘어 수행된다.
좀 더 자세히 설명하면, 동기 획득 과정은 전송된 코드 신호와 국부적으로 생성된 코드 신호(locally generated code signal, LGCS) 사이의 초기 동기를 수행하기 위해서 시간을 변화시키면서 탐색을 진행하는 것이고, 코드 추적 과정은 동기 획득 과정에서 측정된 값이 미리 정해진 임계값보다 큰 경우 피드백 루프를 사용하여 정밀한 동기를 유지하는 것이다.
도 1은 종래의 DSSS 방식의 통신 시스템에서의 동기 획득 장치의 블록도이다. 동기 획득 장치는 복조기의 기준 확산 신호(Reference spreading signal)의 위상을 수신 신호의 확산 시퀀스의 위상과 일치시키는 것으로서, 도시되듯이 믹서(110)와, 대역 통과 필터(120)와, 에너지 검출기(energy detector, 130)와, 결정 장치(140)와, 기준 확산 신호 생성기(150)와, 제어 로직(160)을 포함한다.
대개의 BPSK(binay phase shift keying) 확산 시스템의 경우 송신단에서는 Ts(심볼 구간)동안 확산 신호를 이용하여 올원(all-one) 또는 올제로(all-zero) 데이터 시퀀스를 확산시켜 송신하고, 이 신호가 수신단에서는 송신단에서 사용된 올원 또는 올제로 데이터 시퀀스의 동기를 맞추기 위한 초기 학습(training) 신호로 사용된다.
만약 학습 신호의 시퀀스가 충분히 길다면 전송되는 확산 신호는
Figure 112004045323173-pat00001
로 표현되고 a(t)는 주기적인 확산 신호로 수학식 1과 같이 표현된다.
Figure 112004045323173-pat00002
여기서,
Figure 112004045323173-pat00003
은 시그너쳐 시퀀스(signature sequence)이고,
Figure 112004045323173-pat00004
는 [0, Tc) 구간에서 칩 파형(chip waveform)이다.
수학식 1을 이용하여 열 성분 노이즈가 존재하지 않는 환경에서 수신 신호를 측정하면 수학식 2와 같이 송신 신호에 지연 성분이 내포된 형태와 같다.
Figure 112004045323173-pat00005
수신단에서는 역확산을 위해 확산 시퀀스의 위상을
Figure 112004045323173-pat00006
로 가정하고 기준 신 호인
Figure 112004045323173-pat00007
을 기준 확산 신호 생성기(150)를 통하여 발생시킨다.
따라서 믹서(110)에 의해서 역확산된 신호는
Figure 112004045323173-pat00008
가 되고 도 1에서 도시되듯이 대역 통과 필터(120)와 에너지 검출기(130)를 통하여 T(=NTc) 시간동안 역확산 신호를 적분한다. 적분된 상관값(Correlation) z는 수학식 3과 같다.
Figure 112004045323173-pat00009
여기에서
Figure 112004045323173-pat00010
는 확산 신호 a(t)의 연속 시간 주기 상관함수(continuous-time periodic autocorrelation)이며,
Figure 112004045323173-pat00011
이고
Figure 112004045323173-pat00012
인 경우에는,
Figure 112004045323173-pat00013
이고,
Figure 112004045323173-pat00014
인 경우에는
Figure 112004045323173-pat00015
이다.
또한 확산 시스템의 수신단에서 효과적인 동기 획득을 위해 도 2에 도시된 바와 같이 정합 필터를 사용할 수 있다.
도 2는 종래의 정합 필터를 이용한 획득 회로의 블록도이다.
도 2에서, 정합 필터(170)의 임펄스 응답 h(t)는,
Figure 112004045323173-pat00016
이고, a(t)는 T 시간동안의 확산 신호이다. 따라서 잡음이 없는 이상적인 경우에 정합필터 에너지 검출기(Matched Filter Energy Detector, 180)의 출격값 z(t)는 수학식 4와 같다.
Figure 112004045323173-pat00017
따라서 정합 필터(170)의 출력을 계속해서 관찰하면서 정합필터 에너지 검출기(180)와 임계값 비교기(190)에서 정의된 임계값(Threshold Value)과 비교하여 추정된 위상을 업데이트한다. 추정된 위상에 대한 효과적인 지속 시간(dwell time)은 칩 구간 TC이다. 결국 요구되는 획득 시간은 기존의 직렬 검색(serial search) 방식보다 우수하다. 그러나 정합 필터 획득의 성능은 주파수 불확실성 때문에 매우 제약적이므로 정합 필터 획득은 주파수 불확실성이 매우 작은 상황에서만 효율적으로 사용된다.
또한 동기 획득 과정에서 잡음으로 인한 미스(miss)나 거짓 경고(False alarm)일 때 수신 신호는 수학식 5로 표현된다.
Figure 112004045323173-pat00018
정합필터의 에너지 검출기(180)에서 결정 통계값(Decision statistic) z는 수학식 6으로 표현된다.
Figure 112004045323173-pat00019
Figure 112004045323173-pat00020
여기에서
Figure 112004045323173-pat00021
을 임계값이라고 하면 에너지는
Figure 112004045323173-pat00022
인 경우, 즉 추정된 코드 위상
Figure 112004045323173-pat00023
가 실제 코드 위상인
Figure 112004045323173-pat00024
와 일치할 때 수신된 신호의 에너지를 검출하고 그 반대의 경우에는 에너지를 0으로 검출한다. 따라서 거짓 경고 확률 PFA와 미스 확률 Pm은 다음과 같이 표현된다.
Figure 112004045323173-pat00025
여기에서 H0와 H1은 각각 추정된 코드 위상
Figure 112004045323173-pat00026
가 실제 코드 위상인
Figure 112004045323173-pat00027
와 불일치할 때와 일치할 때의 수학식 6에서 z의 값이며 Fz|H0와 Fz|H1은 각각 H0 일 때의 z에 대한 누적분포 함수와 H1일 때의 z에 대한 누적분포 함수이다.
s2=PT/N0는 SNR이며 I0는 수정 베셀(Modified Bessel) 함수의 0차(0-th) 항이다. 그러므로 정합필터 에너지 검출기의 에너지 검출 확률, Pd는 수학식 8과 같이 표현된다.
Figure 112004045323173-pat00028
수학식 (8)에서 확인할 수 있듯이 거짓 경고 확률과 검출 확률은 SNR에 따라 트레이드오프(trade-off)관계에 있다.
동기 획득 과정 수행 후 코드 추적은 상대적으로 쉽게 이루어지며, 2개의 독 립된 상관기(correlator)를 사용하는 지연 고정 루프(Delay Lock Loop, 이하 "DLL")를 사용하는 DLL방식과 하나의 상관기를 시공유해서 사용하는 TDL(tau-Dither Loop) 방식을 사용할 수 있다.
이러한 종래의 DSSS 전송 방식은 PN(Pseudo-random noise) 동기 획득 및 추적에 의한 동기부의 성능에 따라 시스템 성능이 크게 좌우되는 문제점을 지니고 있다. 전송 초기에 PN 동기 획득이 실패하면 수신 자체가 불가능하게 되므로, 효과적인 동기부의 설계가 매우 중요한 문제점이다.
종래의 DSSS 전송방식에서 채널 안에 주어진 S/N 비에 대해 오류 없는 정보를 보내기 위해서는 기본적인 분산 스펙트럼 신호 확산 동작을 수행하고 전송 대역폭을 늘리기만 하면 되지만, 기저대역을 10의 제곱에 비례하는 배수로 넓힘으로써 전자 회로를 이에 따라 움직이게 하여 원하는 대로 확산 및 확산 해제 동작을 하도록 하는 것이 매우 어렵고 또한 수신기에서 실시간으로 메시지를 판독하고 동기를 이루어야 하기 때문에 수신기에서의 DSSS 대역 확산 해제 부분은 하드웨어로 구현하기가 매우 어렵다.
상관(Correlation)은 디지털 포맷 레벨에서 수행되기 때문에, 이 작업은 주로 고속의 높은 병렬성을 갖는 2진 덧셈 및 곱셈 연산을 포함한 복잡한 수학 연산 작업이 된다. 이러한 문제점을 해결하기 위해 CDMA 시스템에서는 서로 시간차가 있는 두 신호를 분리해 낼 수 있는 기능을 가진 레이크 수신기를 사용하기도 한다.
전자파를 이용하여 통신을 할 때 전송품질에 영향을 주는 현상 중에 가장 큰 영향을 주는 요인인 다중경로에 의한 페이딩은 서로 다른 경로로 수신기에 도착한 신호의 위상차이(시간 지연 차이)에 의해서 발생하여 신호의 크기를 감소시키기 때문에, C/I를 악화 시켜, 전송에러를 집중적으로 발생시키고 시간지연은 신호간 간섭(ISI : Inter-symbol Interference)을 발생시킨다.
대개의 전파를 이용한 통신 방식에서는 페이딩은 다이버시티 기법을 이용하여 어느 정도 극복을 하고 있으며, 시간지연은 각 시간지연을 보상하는 등화기(Equalizer)를 이용하여 ISI를 줄이고 있다.
레이크 수신기를 사용할 경우에는 만일 다중경로에 의해서 수신기에 3개의 경로로, 3개의 신호가 시간차를 가지고 수신기에 도착했을 때 수신기가 만일 경로1 신호에 동기를 맞추어서 역확산을 한다면, 경로 2, 경로 3 신호는 동기가 맞지 않기 때문에 역확산이 되지 않는다.
즉, 동일한 신호 3개가 서로 다른 시간차를 가지고 도착했는데 이중에 경로1 신호만 역확산을 하여, 신호를 복조할 수 있지만, 다른 경로로 도착한 신호는 역확산이 되지 않는다. 그러므로 동기를 경로1 신호 대신에 적당한 시간 지연을 주어서, 경로3에 맞추면 이번에는 경로3 신호만 추출할 수 있다. 즉 시간차를 가지고 수신되어도 서로 독립된 신호로 인식하므로, 마치 시간 다이버시티와 같은 효과를 얻을 수 있기 때문에 서로 다른 경로(또는 시간 차이)로 도착한 신호를 분리할 수 있다. 그러나 두 신호의 시간지연 차이가 1 칩(chip)보다 짧으면 레이크 수신기에 의한 신호분리를 할 수 없으므로 이때는 신호에 나쁜 영향을 미칠 뿐만 아니라 마이크로셀 환경이나 실내 환경에서는 시간 지연차가 0.2 us 정도이므로 큰 효과를 얻을 수 없다. 실내 환경에서도 충분한 레이크 수신기의 효과를 얻기 위해서는 적 어도 확산 대역폭이 50MHz 이상이 되어야 하고 이렇게 구현된 CDMA 시스템에서의 레이크 수신기는 하드웨어 수의 증가 및 복잡도가 매우 크기 때문에, 저전력 및 저복잡도를 요구하는 근거리 통신 시스템에 적용하기는 부적합하다.
따라서 이러한 종래의 DSSS 전송 방식이 지니고 있는 동기 획득(aquisition) 및 추적(tracking)의 성능에 따라 시스템의 성능이 크게 좌우된다는 문제점을 개선하고 하드웨어 증가를 최소화 하면서, 프리앰블(preamble) 구간 동안에 적응형 정합 필터를 이용하여 최적의 이득 제어와 코드 추적이 가능한 시스템에 대한 연구가 진행되고 있다.
본 발명의 목적은 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 방식을 사용하는 무선 통신 시스템에 있어서 프리앰블 구간내의 칩 시퀀스들과 상관값을 이용하여 동기 구간과 임계 값을 선택하는 적응형 정합 필터부를 사용하여 추가적인 전력 소모나 하드웨어 복잡도의 증가를 최소화시키면서 근거리 통신 시스템에 보다 효율적인 수신이 가능한 수신기를 제공하는 데 있다.
상기 기술적 과제를 달성하기 위하여, 본 발명은 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 방식을 위한 적응형 정합 필터부로서, 입력되는 N(N은 2이상의 자연수) 비트의 샘플 시퀀스들을 일정량의 칩 구간 n(n은 1에서 N 사이의 자연수) 만큼씩 이동시키면서 N 비트의 PN 시퀀스와의 상관 결과값을 계산하여 출력하는 적응형 정합 필터와, 상기 적응형 정합 필터의 출력값들 중에서 최대인 상관 결과값이 미리 지정된 임계값과 오차 범위 내에 있는지 판단하는 신호 예측부와, 상기 신호 예측부에서 상기 상관 결과값이 상기 임계값과 오차 범위 내에 있는 경우 위상 에러값을 결정하는 위상 에러 결정부와, 상기 신호 예측부의 출력값을 입력받아 상기 상관 결과값을 갱신된 임계값으로 설정하고 상기 위상 에러값을 반영해서 지연시간에 의한 에러와 PN 코드 위상에 따른 에러를 제거하여 정확한 동기 구간을 설정하고 상기 갱신된 임계값과 동기 구간을 출력하는 동기 구간 및 임계값 갱신부를 포함하는 것을 특징으로 하는 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 방식을 위한 적응형 정합 필터부를 제공한다.
또한 본 발명은, 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 방식을 사용하는 수신기로서, N(N은 2이상의 자연수) 비트의 PN 시퀀스를 생성하는 PN 코드 생성부와, 입력되는 N 비트의 샘플 시퀀스들에 대해서 상기 N 비트의 PN 시퀀스와의 상관을 통하여 동기 획득을 수행하는 고정형 정합 필터와, 상기 고정형 정합 필터에서 동기 획득에 실패하는 경우 상기 N 비트의 샘플 시퀀스를 일정량의 칩 구간 n(n은 1에서 N 사이의 자연수) 만큼씩 이동시키면서 상기 PN 시퀀스와의 상관을 통하여 동기 획득을 수행하고 동기 획득에 성공하는 경우의 동기 구간과 임계값을 출력하는 적응형 정합 필터부와, 상기 적응형 정합 필터부의 출력 신호인 동기 구간과 임계값을 입력받아 동기 구간 및 임계값을 갱신하고 이를 상기 고정형 정합 필터에 입력하여 동기 획득을 다시 수행하도록 하는 동기 구간 및 임계값 결정부를 포함하는 것을 특징으로 하는 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 방식을 사용하는 수신기를 제공한다.
본 발명에 따른 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 방식을 사용하는 수신기에 있어서, 상기 적응형 정합 필터부는, 상기 이동된 N 비트의 샘플 시퀀스와 상기 N 비트 의 PN시퀀스와의 상관 결과값을 계산하여 출력하는 적응형 정합 필터와, 상기 적응형 정합 필터의 출력값들 중에서 최대인 상관 결과값이 미리 지정된 임계값과 오차 범위 내에 있는지 판단하는 신호 예측부와, 상기 신호 예측부에서 상기 상관 결과값이 상기 임계값과 오차 범위 내에 있는 경우 위상 에러값을 결정하는 위상 에러 결정부와, 상기 신호 예측부의 출력값을 입력받아 상기 상관 결과값을 갱신된 임계값으로 설정하고 상기 위상 에러값을 반영해서 지연시간에 의한 에러와 PN 코드 위상에 따른 에러를 제거하여 정확한 동기 구간을 설정하고 상기 갱신된 임계값과 동기 구간을 출력하는 동기 구간 및 임계값 갱신부를 포함하는 것이 바람직하다.
또한 본 발명에 따른 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 방식을 사용하는 수신기에 있어서, 상기 수신기는 BPSK DSSS 시스템에 대응되는 수신기이고, 상기 적응형 정합 필터의 출력값 Zadapt(t)는,
Figure 112004045323173-pat00029
이고,
상기
Figure 112004045323173-pat00030
로서 k (k는 0에서 N-1사이의 정수)번째 PN 시퀀스 구간 내에 i(i는 0에서 N-1사이의 정수) 번째 칩 시퀀스의 이동에 따른 가중치 요소로서 이상적인 환경에서 수신된 칩 시퀀스들의 PN 시퀀스 구간 내의 상관 결과 값과의 차이에 대한 영향으로 결정되며, A는 비례계수인 것이 바람직하다.
또한 본 발명에 따른 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 방식을 사용하는 수신기에 있어서, 상기 수신기는 QPSK DSSS 시스템에 대응되는 수신기이고, 상기 적응형 정합 필터의 출력값 Zi-adapt(t)와 Zq-adapt(t)는,
Figure 112004045323173-pat00031
이고,
상기
Figure 112004045323173-pat00032
로서 k (k는 0에서 N-1사이의 정수)번째 PN 시퀀스 구간 내에 i(i는 0에서 N-1사이의 정수) 번째 칩 시퀀스의 이동에 따른 가중치 요소로서 이상적인 환경에서 수신된 칩 시퀀스들의 PN 시퀀스 구간 내의 상관 결과 값과의 차이에 대한 영향으로 결정되며, A는 비례계수인 것이 바람직하다.
또한 본 발명은 적응형 정합 필터를 사용하여 동기 획득을 수행하는 방법으로서, (a) 적응형 정합 필터를 사용하여 입력되는 샘플 시퀀스들을 일정 칩구간 만큼씩 이동시키고 PN 시퀀스들과 상관값들을 계산하는 단계와, (b) 상기 상관값들 중에서 최대인 상관값을 결정하는 단계와, (c) 상기 최대인 상관값을 가지는 경우의 동기 구간을 새로운 동기 구간으로 설정하는 단계와, (d) 상기 새로운 동기 구간을 입력받아 고정형 정합 필터를 사용하여 동기 획득을 수행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 적응형 정합 필터를 사용하여 동기 획득을 수행하는 방법을 제공한다.
본 발명에 따른 적응형 정합 필터를 사용하여 동기 획득을 수행하는 방법에 있어서, 상기 (c) 단계 이후에, (e) 상기 새로운 동기 구간을 사용하여 상관값을 다시 계산하는 단계와, (f) 상기 새로운 동기 구간과 상기 다시 계산된 상관값을 사용하여 신호 예측을 수행하는 단계와, (g) 상기 신호 예측을 수행한 값이 미리 정의된 값이면 상기 다시 계산된 상관값을 임계값으로 설정하고 상기 신호 예측을 수행한 값이 미리 정의된 값이 아니면 (f)단계로 이동하는 단계와, (h) 다음 샘플 시퀀스에서 상기 동기 구간에 대해서 상기 임계값을 검증하는 단계와, (i) 임계값이 임계값 조건에 만족하지 않으면 (f)단계로 이동하고 만족하면 단계 (d)로 이동하는 단계를 더 포함하는 것이 바람직하다.
이하, 본 발명의 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 방식을 위한 적응형 정합 필터 및 이를 사용한 수신기를 도면을 참조로 하여 보다 구체적으로 설명한다.
도 3은 본 발명에 따른 적응형 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 정합 필터를 포함하는 수신기의 블록도이다.
도시되듯이 본 발명에 따른 적응형 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 정합 필터를 포함하는 수신기는 동기 구간 및 임계값 결정부(310)와, 고정 정합 필터(320)와, PN 코드 생성부(330)와, 적응형 정합 필터부(340)를 포함한다.
동기 구간 및 임계값 결정부(310)는, 초기에는 미리 지정된 동기 구간과 임계값을 이용하여 상기 고정형 정합 필터(320)가 동기 획득을 수행하도록 하며, 상기 고정형 정합 필터(320)에서 동기 획득에 실패하는 경우 상기 적응형 정합 필터부(330)의 출력 신호인 동기 구간과 임계값을 입력받아 동기 구간 및 임계값을 갱신하고 이를 상기 고정형 정합 필터에 입력하여 동기 획득을 수행하도록 한다.
고정형 정합 필터(320)는 입력되는 샘플 시퀀스와 PN 코드 생성부(330)에서 생성되는 PN 시퀀스를 사용하여 동기 획득을 수행한다.
PN 코드 생성부(330)는 PN 코드를 생성하여 고정 정합 필터(320)와 적응형 정합 필터부(340)에 제공한다.
적응형 정합 필터부(340)는 BPSK DSSS 시스템(예컨대, IEEE 802.15.4 LR-WPAN 868/915MHz 모드)의 경우 고정형 정합 필터(322)를 통해서 동기 획득에 실패하는 경우 수신되는 신호 내의 프리앰블(preamble) 구간에서 PN 시퀀스를 이용하여 동기 구간의 획득을 위해서, PN 시퀀스 한 주기 동안 수신된 신호에 대해 기존의 고정형 정합 필터(310)에서 상관 결과값을 계산하는 동안 전송된 칩 시퀀스들과 다음 PN 시퀀스 구간에 전송되는 칩 시퀀스들을 칩 구간만큼 이동시키면서 상관결과값을 구하고 이동에 의해서 구한 결과 값들 중에 최대 값을 선택하여 그 결과 위상 에러 값을 예측하여 지연시간에 의한 에러와 PN 코드 위상에 따른 에러를 제거하여 정확한 동기 구간을 확보한다.
또한 QPSK DSSS 시스템의 경우 BPSK DSSS 시스템의 경우와 마찬가지로 동기 구간 획득에 실패 하였을 경우 수신되는 I-위상과 Q-위상으로 각각 수신되는 프리앰블 구간 내에서 PN 시퀀스를 이용하여 동기구간을 획득하기 위해 적응형 정합 필터부(340)를 통해 PN 시퀀스 한 주기 동안 I-위상과 Q-위상으로 수신된 신호에 대해 기존의 정합필터로 상관값을 계산하는 동안 전송된 칩 시퀀스들과 다음 PN 시퀀스 구간에 전송되는 칩 시퀀스들을 칩 구간만큼 이동시키면서 상관값을 구하고 이동에 의해 구한 상관값들 중에 최대 값을 선택하여 그 결과 I-위상과 Q-위상 각각의 위상 에러 값을 예측하여 지연시간에 의한 에러와 PN 코드 위상에 따른 에러를 제거하여 정확한 동기 구간을 확보한다.
좀 더 상세히 설명하면, 적응형 정합 필터부(340)는 적응형 정합 필터(342)와, 신호 예측부(344)와, 동기 구간 및 임계값 갱신부(346)와, 위상 에러 결정부(348)를 포함한다.
적응형 정합 필터(342)는 상기 샘플 시퀀스들을 일정량의 칩 구간만큼씩 이동시켜서 PN 시퀀스와의 상관 결과값을 계산하여 출력한다. 적응형 정합 필터(342)는 상기 고정형 정합 필터(320)와 동일한 구조이지만, 입력되는 샘플 시퀀스들을 칩 구간만큼 이동시키면서 PN 시퀀스와의 상관 결과값을 구하는 점에서 차이가 있으며, 적응형 정합 필터(342)의 출력 신호인 상관 결과값은 상기 신호 예측부(344)에 제공된다.
즉 도 3을 참조하면, 고정형 정합 필터(320)에서는 샘플 시퀀스(Xk 내지 Xk+N-1의 N개의 코드)와 PN 시퀀스(C0 내지 CN-1)와의 상관값을 구하지만, 적응형 정합 필터(342)에서는 샘플 시퀀스를 n만큼 이동시키면서(n은 1에서 N까지) 이동된 샘플 시퀀스(Xk+n 내지 Xk+n+N-1의 N개의 코드)와 PN 시퀀스(C0 내지 CN-1 )와의 상관값을 구하게 된다.
신호 예측부(344)는 상기 적응형 정합 필터(342)의 출력값들 중에서 최대인 상관 결과값이 미리 지정된 임계값과 오차 범위 내에 있는지 판단한다. 예컨대, 미리 지정된 임계값과 70%내에 있는 경우 이는 동기 획득에 성공한 것으로 판단할 수 있다.
동기 구간 및 임계값 갱신부(346)는 상기 신호 예측부(344)의 출력값을 입력 받아 상기 상관 결과값을 새로운 임계값으로 설정하고 동기 구간을 상기 위상 에러값을 반영해서 갱신하여 출력한다. 이렇게 갱신된 동기 구간 및 임계값은 이후 동기 구간 및 임계값 결정부(310)에 제공되어 고정형 정합 필터(320)를 통한 동기 획득을 위해서 사용된다.
위상 에러 결정부(348)는 상기 신호 예측부(344)에서 상기 상관 결과값이 상기 임계값과 오차 범위 내에 있는 경우 위상 에러값을 결정한다.
BPSK DSSS 시스템(예컨대, IEEE 802.15.4 LR-WPAN 868/915MHz 모드)에서 상기 적응형 정합 필터(342)를 통해서 계산된 상관값 zadapt 은 다음과 같다.
Figure 112004045323173-pat00033
상기
Figure 112004045323173-pat00034
로서 k 번째 PN 시퀀스 구간 내에 i(i는 0에서 N-1까지의 정수) 번째 칩 시퀀스의 이동에 따른 가중치 요소로서 이상적인 환경에서 수신된 칩 시퀀스들의 PN 시퀀스 구간 내의 상관 결과 값과의 차이에 대한 영향으로 결정되며, A는 비례계수이다.
A는 예컨대 BPSK DSSS 시스템에서 전송하는 데이터 또는 메시지와 관련되는 값이다. BPSK시스템에서 전송하는 데이터를
Figure 112004045323173-pat00035
라 표현하면[k는 데이터의 k번째 비트를 나타내고 T는 데이터 지속(duration)임],데이터 비트를 확산하여 전송하는 신호는
Figure 112004045323173-pat00036
가 될 것이다.
A는 즉 전송 신호 s(t)의 크기로서 표현될 수 있다.
또한 QPSK DSSS 시스템(예컨대, IEEE 802.15.4 LR-WPAN 2.4GHZ 모드)에서 상기 적응형 정합 필터(342)를 통해서 계산된 상관값 zadapt 는 I성분에 대한 Zi-adapt와 Q성분에 대한 Zq-adapt로 구성되며, 각각은 다음과 같다.
Figure 112004045323173-pat00037
상기
Figure 112004045323173-pat00038
로서 k 번째 PN 시퀀스 구간 내에 i(i는 0에서 N-1까지의 정수) 번째 칩 시퀀스의 이동에 따른 가중치 요소로서 이상적인 환경에서 수신된 칩 시퀀스들의 PN 시퀀스 구간 내의 상관 결과 값과의 차이에 대한 영향으로 결정되며, A는 비례계수이다.
도 4는 본 발명에 따른 적응형 정합 필터를 사용하여 동기 획득을 수행하는 방법의 흐름도이다.
도시되듯이 본 발명에 따른 적응형 정합 필터를 사용하여 동기 획득을 수행하는 방법은 종래의 고정형 정합 필터를 사용하여 동기 획득을 수행하는 부분(S110 내지 S160)과, 적응형 정합 필터를 사용하여 동기 구간을 결정하는 부분(S210 내지 S230)과, 적응형 정합 필터를 사용하여 임계값을 결정하는 부분(S310 내지 S36)의 3가지 부분으로 구분될 수 있다.
종래의 고정형 정합 필터를 사용하여 동기 획득을 수행하는 부분에 대한 설명은 다음과 같다.
우선 초기 임계값과 초기 동기 구간을 결정한다(S110). 예컨대, BPSK DSSS 시스템(예컨대, IEEE 802.15.4 LR-WPAN 868/915MHz 모드) 또는 QPSK DSSS 시스템(예컨대, IEEE 802.15.4 LR-WPAN 2.4 GHZ 모드)에 있어서 이상적인 채널 환경에서 프리앰블 구간 내의 신호들의 상관값은 8'b11111000으로 같다. 따라서 동기 조건을 만족하는 초기 임계값을 8'b11111000으로 설정할 수 있다.
이후 임계값의 경계 조건을 결정한다(S120). 이 경우, IEEE 802.15.4 표준의 경우 프리앰블 부분이 32개의 올제로로 구성이 되어 있기 때문에, 상기 BPSK DSSS 시스템이나, 상기 QPSK DSSS 시스템에 따라서 정의된 PN 시퀀스들을 사용하여 프리앰블 부분의 첫 수신 신호에 대한 초기 동기 블록의 임계값과 그 조건을 구한다. 경계 조건은 예컨대 반복적인 실험을 통해 이미 알고 있는 PN 시퀀스를 통해 계산되는 상관값의 70%로 결정할 수 있을 것이다.
이후 임계값과 동기구간을 사용하여 상관값을 구하고(S130) 상관값이 임계값과 같은 지를 확인한다(S140). 즉 정해진 초기 임계값을 기반으로 입력되는 프리앰블 구간내의 다음 확산 신호들에 대해서 칩 시퀀스의 주기를 기준으로 고정형 정합 필터(320)를 이용하여 한 주기 동안 샘플링된 칩 시퀀스들의 상관값을 계산하고 계산된 결과 값과 초기 임계값을 비교하는 것이다.
상관값이 임계값과 같은 경우는 동기가 이루어 진 것으로 판단하고(S150), 상관값이 임계값과 같지 않은 경우는 동기 획득에 실패한 것으로 판단(S160)하게 된다.
종래의 고정형 정합 필터를 사용하여 동기 획득에 실패하는 경우 동기 구간과 임계값을 다시 설정하여 동기 획득을 하여야 한다.
본 발명에 따른 적응형 정합 필터를 사용하여 동기 구간을 결정하는 부분에 대한 설명은 다음과 같다.
우선 본 발명에 따른 적응형 정합 필터를 사용하여 입력되는 샘플 시퀀스들을 일정 칩구간 만큼씩 이동시키고 PN 시퀀스들과 상관값들을 계산한다(S210).
단계 S210을 통해서 각 이동양에 대한 상관값들이 계산되면 이러한 상관값들 중에서 최대인 상관값을 결정한다(S220). 또한 상기 최대인 상관값을 가지는 경우의 동기 구간을 새로운 동기 구간으로 설정한다(S230).
이렇게 결정된 새로운 동기 구간을 사용하여 단계 S130을 통하여 다시 동기 획득을 수행할 수 있다. 즉 적응형 필터부에서 동기 구간을 갱신시키면 여기에 따라서 새로운 동기 구간을 설정하고 이 새로운 동기 구간에 맞추어 새로운 신호를 순차적으로 받으며 상관값을 다시 계산하여 PN 시퀀스를 수신하여 복호를 수행하는 것이다.
또한 적응형 필터를 사용하여 임계값을 다시 결정하여 고정형 필터부에서 이 임계값에 따라 PN 시퀀스를 수신하여 복호를 수행할 수 있다.
적응형 정합 필터를 사용하여 임계값을 결정하는 부분에 대한 설명은 다음과 같다.
우선 단계 S230에서 결정된 새로운 동기 구간을 사용하여 상관값을 다시 계산한다(S310).
이후 상기 새로운 동기 구간과 상기 다시 계산된 상관값을 사용하여 신호 예측을 수행한다(S320).
이후 상기 신호 예측을 수행한 값이 미리 정의된 값인지 확인한다(S330). 여기서는 미리 정의된 값은 적응형 필터에 따라 신호 예측이 성공적으로 되는 경우를 가정하여 미리 정의를 해놓은 값이다.
만약 상기 신호 예측을 수행한 값이 미리 정의된 값이면 상기 다시 계산된 상관값을 임계값으로 설정하여(S340) 이후 임계값에 대한 추가 검사를 실시하게 되고, 상기 신호 예측을 수행한 값이 미리 정의된 값이 아니면 동기 획득에 실패한 것으로 판단하여 단계 S320으로 이동하여 다시 신호 예측을 수행한다.
이후 다음 샘플 시퀀스에서 상기 동기 구간에 대해서 상기 임계값을 검증하고(S350), 검증에 실패하면 동기 획득에 실패한 것으로 판단하여 단계 S320으로 이동하여 다시 신호 예측을 수행한다.
이후 임계값이 임계값 조건에 만족하는 지 확인하여(S360) 만족하는 경우 단계 S130으로 이동하여 동기 획득을 다시 수행하고 만족하지 않는 경우 동기 획득에 실패한 것이므로 단계 S320으로 이동하여 다시 신호 예측을 수행하게 된다.
도 5는 다중 경로(Multipath) 환경에서 종래의 수신기 예컨대 레이크 수신기를 사용한 경우와 본 발명에 따른 적응형 정합 필터부를 사용한 수신기의 성능을 비교한 도면이다. 도시되듯이 본 발명에 따른 적응형 정합 필터부를 사용한 수신기가 종래의 수신기 구조와 비교하여 약 0.5db정도의 성능 개선이 이루어지는 것을 확인할 수 있다.
비록 본원 발명이 구성이 예시적으로 설명되었지만 이는 단지 본 발명을 예시하기 위한 것이며, 본 발명의 보호 범위가 이들 예시에 의해 제한되는 것은 아니며, 본원 발명의 보호 범위는 청구범위의 기재를 통하여 정하여진다.
본 발명에 따르면 적응형 정합 필터를 이용하여 동기 구간과 동기부의 임계값을 선택하여 추가적인 전력 소모나 복잡도의 증가를 최소화하는 효율적인 수신을 위한 동기부의 구현이 가능해지며, 기존의 수신기와 비교하여 약 0.5db 정도의 효과적인 비트오율 성능을 얻을 수 있다.

Claims (7)

  1. 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 방식을 위한 적응형 정합 필터부로서,
    입력되는 N(N은 2이상의 자연수) 비트의 샘플 시퀀스들을 일정량의 칩 구간 n(n은 1에서 N 사이의 자연수) 만큼씩 이동시키면서 N 비트의 PN(pseudo-random noise) 시퀀스와의 상관(correlation) 결과값을 계산하여 출력하는 적응형 정합 필터와,
    상기 적응형 정합 필터의 출력값들 중에서 최대인 상관 결과값이 미리 지정된 임계값과 오차 범위 내에 있는지 판단하는 신호 예측부와,
    상기 신호 예측부에서 상기 상관 결과값이 상기 임계값과 오차 범위 내에 있는 경우 위상 에러값을 결정하는 위상 에러 결정부와,
    상기 신호 예측부의 출력값을 입력받아 상기 상관 결과값을 갱신된 임계값으로 설정하고 상기 위상 에러값을 반영해서 지연시간에 의한 에러와 PN 코드 위상에 따른 에러를 제거하여 정확한 동기 구간을 설정하고 상기 갱신된 임계값과 동기 구간을 출력하는 동기 구간 및 임계값 갱신부
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 방식을 위한 적응형 정합 필터부.
  2. 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 방식을 사용하는 수신기로서,
    N(N은 2이상의 자연수) 비트의 PN 시퀀스를 생성하는 PN 코드 생성부와,
    입력되는 N 비트의 샘플 시퀀스들에 대해서 상기 N 비트의 PN 시퀀스와의 상관을 통하여 동기 획득을 수행하는 고정형 정합 필터와,
    상기 고정형 정합 필터에서 동기 획득에 실패하는 경우 상기 N 비트의 샘플 시퀀스를 일정량의 칩 구간 n(n은 1에서 N 사이의 자연수) 만큼씩 이동시키면서 상기 PN 시퀀스와의 상관을 통하여 동기 획득을 수행하고 동기 획득에 성공하는 경우의 동기 구간과 임계값을 출력하는 적응형 정합 필터부와,
    상기 적응형 정합 필터부의 출력 신호인 동기 구간과 임계값을 입력받아 동기 구간 및 임계값을 갱신하고 이를 상기 고정형 정합 필터에 입력하여 동기 획득을 다시 수행하도록 하는 동기 구간 및 임계값 결정부
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 방식을 사용하는 수신기.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 적응형 정합 필터부는,
    상기 이동된 N 비트의 샘플 시퀀스와 상기 N 비트의 PN시퀀스와의 상관 결과값을 계산하여 출력하는 적응형 정합 필터와,
    상기 적응형 정합 필터의 출력값들 중에서 최대인 상관 결과값이 미리 지정된 임계값과 오차 범위 내에 있는지 판단하는 신호 예측부와,
    상기 신호 예측부에서 상기 상관 결과값이 상기 임계값과 오차 범위 내에 있는 경우 위상 에러값을 결정하는 위상 에러 결정부와,
    상기 신호 예측부의 출력값을 입력받아 상기 상관 결과값을 갱신된 임계값으로 설정하고 상기 위상 에러값을 반영해서 지연시간에 의한 에러와 PN 코드 위상에 따른 에러를 제거하여 정확한 동기 구간을 설정하고 상기 갱신된 임계값과 동기 구간을 출력하는 동기 구간 및 임계값 갱신부
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 방식을 사용하는 수신기.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 수신기는 BPSK DSSS 시스템에 대응되는 수신기이고,
    상기 적응형 정합 필터의 출력값 Zadapt(t)는,
    Figure 112006060108937-pat00039
    이고,
    상기
    Figure 112006060108937-pat00040
    로서 k (k는 0에서 N-1사이의 정수)번째 PN 시퀀스 구간 내에 i(i는 0에서 N-1사이의 정수) 번째 칩 시퀀스의 이동에 따른 가중치 요소로서 이상적인 환경에서 수신된 칩 시퀀스들의 PN 시퀀스 구간 내의 상관 결과 값과의 차이에 대한 영향으로 결정되며, A는 비례 계수인 것을 특징으로 하는 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 방식을 사용하는 수신기.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 수신기는 QPSK DSSS 시스템에 대응되는 수신기이고,
    상기 적응형 정합 필터의 출력값 Zi-adapt(t)와 Zq-adapt(t)는,
    Figure 112006060108937-pat00041
    이고,
    상기
    Figure 112006060108937-pat00042
    로서 k (k는 0에서 N-1사이의 정수)번째 PN 시퀀스 구간 내에 i(i는 0에서 N-1사이의 정수) 번째 칩 시퀀스의 이동에 따른 가중치 요소로서 이상적인 환경에서 수신된 칩 시퀀스들의 PN 시퀀스 구간 내의 상관 결과 값과의 차이에 대한 영향으로 결정되며, A는 비례 계수인 것을 특징으로 하는 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 방식을 사용하는 수신기.
  6. 적응형 정합 필터를 사용하여 동기 획득을 수행하는 방법으로서,
    (a) 적응형 정합 필터를 사용하여 입력되는 샘플 시퀀스들을 일정 칩구간 만큼씩 이동시키고 PN 시퀀스들과 상관값들을 계산하는 단계와,
    (b) 상기 상관값들 중에서 최대인 상관값을 결정하는 단계와,
    (c) 상기 최대인 상관값을 가지는 경우의 동기 구간을 새로운 동기 구간으로 설정하는 단계와,
    (d) 상기 새로운 동기 구간을 입력받아 고정형 정합 필터를 사용하여 동기 획득을 수행하는 단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 적응형 정합 필터를 사용하여 동기 획득을 수행하는 방법
  7. 제6항에 있어서,
    상기 (c) 단계 이후에,
    (e) 상기 새로운 동기 구간을 사용하여 상관값을 다시 계산하는 단계와,
    (f) 상기 새로운 동기 구간과 상기 다시 계산된 상관값을 사용하여 신호 예측을 수행하는 단계와,
    (g) 상기 신호 예측을 수행한 값이 미리 정의된 값이면 상기 다시 계산된 상관값을 임계값으로 설정하고 상기 신호 예측을 수행한 값이 미리 정의된 값이 아니면 (f)단계로 이동하는 단계와,
    (h) 다음 샘플 시퀀스에서 상기 동기 구간에 대해서 상기 임계값을 검증하는 단계와,
    (i) 임계값이 임계값 조건에 만족하지 않으면 (f)단계로 이동하고 만족하면 단계 (d)로 이동하는 단계
    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 적응형 정합 필터를 사용하여 동기 획득을 수행하는 방법.
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