CN100505567C - 一种加权非相干超宽带接收方法及装置 - Google Patents

一种加权非相干超宽带接收方法及装置 Download PDF

Info

Publication number
CN100505567C
CN100505567C CN 200510136311 CN200510136311A CN100505567C CN 100505567 C CN100505567 C CN 100505567C CN 200510136311 CN200510136311 CN 200510136311 CN 200510136311 A CN200510136311 A CN 200510136311A CN 100505567 C CN100505567 C CN 100505567C
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
sub
integration
weighted
interval
Prior art date
Application number
CN 200510136311
Other languages
English (en)
Other versions
CN1992539A (zh
Inventor
吴建军
梁庆林
董明科
项海格
Original Assignee
北京大学
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 北京大学 filed Critical 北京大学
Priority to CN 200510136311 priority Critical patent/CN100505567C/zh
Publication of CN1992539A publication Critical patent/CN1992539A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN100505567C publication Critical patent/CN100505567C/zh

Links

Abstract

本发明提供一种利用超宽带多径接收信号的子积分区间能量进行加权合并的非相干接收方法及装置,该方法采用了加权模板信号技术,只使用了一个积分器和加权乘法器即完成了相应的加权非相干检测工作,并且加权系数及子积分区间宽度可以灵活设置而无须调整系统结构;同时也给出了与加权系数有关的参数估计模块实现结构,该结构同样只采用了一个积分器进行处理。此外,本发明提出了最佳加权系数组合的表达式,也提供了两组简单并且易于实现的准最佳加权系数组合。因此,本发明在提高超宽带信号检测非相干接收机误码性能的同时也有效地降低了硬件系统实现的复杂度。

Description

一种加权非相干超宽带接收方法及装置

技术领域

本发明属于超宽带(UWB: Ultra-Wideband)通信技术领域,尤其涉及一种利用超宽 带多径接收信号的分区能量进行加权合并的非相干接收技术。 背景技术

超宽带技术(UWB: Ultra-Wideband)是一种采用极宽频带(几百MHz〜几个GHz)的 无线电技术,其兴起可以追溯自上个世纪60年代,在70〜80年代应用于雷达方面取得了 很大进展,即冲激雷达(Impulse Radar)。 90年代后超宽带技术在通信方面的应用研究逐 渐趋热,并在军事通信领域取得了很大的进展。98年开始,美国等国家开始了UWB通信技 术商用化的研究,2002年2月14日,美国联邦通信委员会(FCC)批准了 3. lGHz~10. 6GHz 用于UWB通信的频段及相应的频谱功率限制,标志着UWB技术民用商用化的开始。

超宽带UWB的定义经过了一个变化的过程。早先的UWB由美国国防部DARPA相关部门 定义为发射信号带宽与其中心频率之比》25%;在美国FCC批准UWB进行商用之后,给 出了一个确切的UWB定义,gp:绝对带宽(-10dB带宽)》500 MHz,或者带宽比》20 %,即可认为是超宽带UWB。这样,UWB从传统上一项技术的定义,转变成为一个带宽的 定义,而对使用的技术并没有采取任何限制。

最早的UWB技术主要采用冲激无线电(IR: I即ulse Radio)的方式,即采用极窄冲激 脉冲(Ins以下)进行直接辐射的方式进行发送,因此其频谱可以从接近直流扩展到几个 GHz甚至十几个GHz。

采用冲激技术的IR-UWB具有以下的性能特点:

(1) 高数据传输率:可以达到1(TlOOMb/s的无线数据传输能力;

(2) 低截获率:UWB具有极低的类似噪声的功率谱密度,信号完全可以隐藏在噪声本底 以下而不易被发觉;

(3) 抗干扰性:UWB信号占有上GHz的频带宽度,处理增益可以到达50dB以上,具有 极强的抗干扰能力;

(4) 抗多径干扰:由于UWB脉冲极窄,具有ns量级的多径分辨能力,很容易区分各个 路径的到达信号,同时也可以达到cm量级的定位精度;

(5) 设备简单:釆用冲激无线电(IR)方式的UWB通信技术,由于无须载波调制而直 接发送,可省去收发信道机部分;

(6) 低功耗:由于设备简单及可以采用多径能量合并的架构,UWB通信设备的平均发送功率在mW量级,功耗的降低可以采用电池长时间供电:

UWB技术主要应用在雷达、通信、定位测距等方面。雷达方面,包括成像雷达、探地 雷达、透视雷达、防撞雷达等;通信方面,主要用于隐蔽通信、高速无线数据通信等;定 位测距方面,主要用于小范围精确定位和测距等,如库房货物管理。

自从2002年美国FCC批准UWB技术商用化后,UTO技术获得了很大的发展。2003年, IEEE开始制订的802.15. 3a个人短距无线通信标准,目前经过筛选剩下两个方案, 一个是 基于OFDM的MB0-UWB方案,支持厂商以Intel为首,另一个是基于直序扩频的DS-U冊方 案,主要支持厂商为Motorola。虽然最终还没有确定哪个方案胜出,但采用UWB技术已成 为主流趋势。

尽管IR-UWB没能成为IEEE 802. 15. 3a高速无线个域网的候选方案,但冲激无线电方 案具有实现简单、体积小、低功耗、低成本等优点,因此在一些低速无线数据方面的应用, 如鉴识、定位、控制、传感等,具有广阔的应用前景,仍然获得了广泛的关注。

作为无线传输信号,UWB信号的传输信道基本上是一个多径信道,但是与窄带信号或 者通常的宽带信号不同的是,UTO信号由于具有超宽的频带,因而具有极强的多径分辨率, 在接收到的多径信号中可分辨的多径分量大大地多于后者。 一些UWB信道测量结果表明, 只有很少数量的UWB多径分量落在同一个时延片,尤其是那些时延较小的时延片。相应地, UWB信号很少出现多径衰落现象,接收信号功率的变化通常是由阴影衰落而非多径衰落引 起的。UWB信号的这一特点,使得多径分量信号的能量收集与合并极具价值和潜力,这对 一些功率受限的冊B系统尤为重要[4]。

针对UWB多径信号的检测,目前为止大多数的文献都采用基于相干接收的Rake技术进 孑亍能量收集合并 [R.A. Scholtz, "Multiple Access with Tirae—Hopping Impulse Modulation " IEEE MILCOM' 93, 1993 ],这主要是基于UWB信号所特有的强多径分辨 能力,采用Rake技术可以获得最大的输出信噪比和误码性能。尽管有如此的优点,但是 采用Rake接收机的方式来实现UWB系统却是非常复杂和难以实现的。首先,Rake接收机 必须基于比较理想的条件, 一般要求非常精确的时钟定时估计结果和信道状态估计结果。 其次,针对UTO多径信道的Rake接收机需要采用很大数量的Rake分支,从而大大增加了 系统实现的复杂度。在一般的室内环境下,要获得85%以上的多径能量,有时需要超过 100个多径分支;而在更为复杂的工业环境下,收集100个最强多径分量只能获得比冲激 响应总能量的10%略多一点,如果要获得50%左右的总能量,则需要高达400个多径分 量,这在实际应用中显然是不现实的[J.Karedal, S. Wyne, P. Aimers, F.Tufvesson, A.F.Molisch, "Statistical analysis of the UWB channel in an industrial

6environment," IEEE VTC2004-Fall, S印t. 2004 ]。此外,由于传播路径的不同,接收 到的各多径分量在经过不同的路径传播后会造成信号波形不同程度的失真,各个多径分量 的波形有很大的差别,这也给相干接收模板信号的产生和处理带来了不小的困难。综合以 上所述的困难因素,Rake接收机在实际UWB系统实现中并不常使用。

除了Rake相干接收方式外, 一类自相关/差分相关接收方式[G.Durisi, S.Benedetto, "Performance of coherent and non-coherent receivers for UWB communications,,, IEEE Comm., 2004 International Conf. on, June 2004 ]、[赵为春、刘丹谱、乐光 新等,"用于超宽带无线通信系统的相关接收机及信号接收方法",中国专利申请号 200410006412.2,公开号CN 1561006A,公开日2005年1月5日],可以避免或在一定 程度上减轻上述的困难。当然自相关/差分相关接收方式尽管可以避免进行信道估计,但 由于其内在的相关操作,仍然需要较为精确的定时估计和复杂的模拟波形存储电路 [S. Paquelet, LM. Aubert, "An energy adaptive demodulation for high data rates with impulse radio, ,, IEEE Radio and Wireless Conference, 2004, Sept. 2004 ], 因而也具有一定的系统硬件实现难度。另一类基于能量检测的非相干接收机,由于其误码 性能较差,在以系统性能为主要目标的UWB技术发展早期并未引起足够的重视。当UWB系 统从性能方面的研究逐渐过渡到系统实现之后,硬件实现较为简单的能量检测器又重新进 入人们的视野。近两年来, 一些文献[M. Weisenhorn, W.Hirt, "Robust noncoherent receiver exploiting UWB channel properties, " Joint UWBST & IWUWBS. 2004 International Workshop on, May 2004 ]、 [ Mi-Kyung 0h, Byunghoo Jung; R.Harjani, Dong-Jo Park, "A new noncoherent UWB impulse radio receiver, " IEEE Communications Letters, Feb. 2005 ]对基于能量检测的非相干接收机检测结构及检测 性能进行了分析。 一般来说,基于能量检测的非相干接收机不仅可以避免进行精确的信道 估计,而且一般只需要完成粗略的定时同步,所以非常便于系统实现。 一个关于能量检测 非相干接收机的相近专利申请为[Walter Hirt, Martin Weisenhorn, "ROBUST N0N-COHERENT RECEIVER FOR PAM-PPM SIGNALS, " patent of World Intellectual Property Organization, International Application Number: PCT/IB2004/003798, International Publication Date: 11.08.2005, International Publication Number: W0 2005/074150 Al ]。

从某种意义上说,能量检测非相干接收机由于其结构简单,是最能体现冲激无线电固 有内涵的接收方式。但是另一方面,这种系统实现的低复杂度是以其误码性能的下降为代 价的,由于非相干接收机一般是在整个脉冲符号持续时间内进行能量积分,往往会将那些信号成分小、噪声分量大甚至有时完全是噪声的部分收集起来,这也就在一定程度上恶化 了系统的误码性能。针对这种情况, 一些文献提出了几种优化方法来提高非相干接收机的 误码性能,如积分区间的优化选择、多区积分加权合并等。

文献[Zhi Tian, B.M.Sadler, "Weighted energy detection of ultra-wideband signals, ,, Signal Processing Advances in Wireless Communications, 2005 IEEE 6th Workshop on, June 2005 ]中针对每个脉冲符号帧划分出多个子积分区间,并对各子积 分区间的输出结果进行加权及线性合并,可以有效地提高能量检测非相干接收机的检测及 误码性能。该文献中的加权接收机结构如附图l所示。图中所采用的是多个积分器并行积 分的基本结构,这实际上需要较多的硬件资源,可以进行改进以降低系统的硬件复杂度。 此外由于该文献中加权非相干能量检测的研究主要针对UWB开关键控(00K: ON-OFF Keying)调制信号,因而需要考虑判决门限的最佳化等问题,并不容易获得最佳加权系数 及其相应性能的闭式表达式,因而没有提出具体的加权系数组合数值。且虽然提到了加权 积分的措施,但其加权波形是根据预先信道测量的功率时延谱(PDP: Power Delay Profile) 结果,并且由保存在内部存储器中的有限种波形数据产生,并不能很好地适应实际变化的 具体信道环境。

发明内容

本发明的一个目的,是提供对信道变化自适应的加权非相干超宽带接收处理方法。本 发明的另一个目的,是提供一种简单灵活、便于硬件实现的加权非相干超宽带接收机结构 方案。本发明的再一个目的,是提供适用于加权非相干超宽带接收电路装置的最佳和准最 佳加权系数组合。

根据本发明针对超宽带脉冲位置调制信号(UWB-PPM)时,加权非相干超宽带接收处 理步骤如下-

接收信号经过滤波后,进行平方运算;

将整个符号积分区间划分为前后两个部分,并且分别划分为多个互不重叠子积分区

间;

对每个子积分区间对应的随机变量的加权采用加权模板信号波形与平方器的输出波 形相乘,加权模板信号为^)=『(《)-«^-7>/2),其中f是时间变量,w(f) = £》,.iteC《f-o;,.),

7> = 2.I^4,《是子积分区间的数目,i?ec啦"是以时间原点为起点的单位幅度、宽度为r的

矩形脉冲函数,而。,是第i个子积分区间的加权系数,,,和7^分别是该子积分区间相对于脉冲符号帧的起始时间及积分持续时间;

上述平方运算后的信号进行加权能量积分后,经过采样根据数据的极性进行符号判决。

根据本发明针对超宽带脉冲幅度调制信号(UWB-PAM/00K)时,加权非相干超宽带接

收处理步骤如下-

接收信号经过滤波后,进行平方运算; 将整个符号积分区间划分为多个互不重叠子积分区间;

对每个子积分区间对应的随机变量的加权采用加权模板信号波形与平方器的输出波 形相乘,加权模板信号为冲)=昨),其中,是时间变量,昨卜Sf^Jfe碑、,。,《是子积分

区间的数目,ife"(v)是以时间原点为起点的单位幅度、宽度为r的矩形脉冲函数,而",是 第i个子积分区间的加权系数,(和?;,分别是该子积分区间相对于脉冲符号帧的起始时间及 积分持续时间;

上述平方运算后的信号进行加权能量积分后,根据采样结果的正负输出解码符号,判 决器直接进行硬判决,或根据多位量化的结果对符号进行软判决。

本发明的加权非相干超宽带接收电路装置,其组成包括输入信号前置滤波器、平方器、 信号检测模块、参数估计模块、定时控制/模板信号产生模块五个部件,其中:

(1) 输入信号前置滤波器:用于滤除接收信号的带外噪声,提高输入信噪比;

(2) 平方器:对输入信号波形进行平方运算,消除极性的影响;

(3) 信号检测模块:对平方器的输出结果进行能量积分,并根据判决准则进行接收符 号的判决;

(4) 参数估计模块:对各子积分区间的信号能量和噪声功率进行估计,包括同步阶段 的初始估值及解调阶段的实时递归估值;

(5) 定时控制/模板信号产生模块:产生定时控制信号,包括积分器的清洗信号,采样 器及A/D量化器的采样脉冲信号,参数估计单元和判决器的定时控制信号,并产生相应的 加权模板信号;

信号检测模块和参数估计模块是本发明的加权非相干超宽带接收电路装置的两个主 要分支。

其中信号检测模块包括一个加权模拟乘法器、 一个积分器、 一个采样器、 一个符号判

决器,而接收符号判决器可以是门限比较判决器直接进行硬判决,也可以是采用A/D变换

器作为釆样器,及采用多比特软判决器进行判决。参数估计模块包括一个积分器、 一个高速A/D变换器、 一个参数估计数字处理单元,

信号检测模块的判决结果输出同时反馈连接至参数估计模块。

接收信号输入经过前置滤波器滤波后,输出至平方器进行平方运算;平方器的结果同

时输出至信号检测模块分支和参数估计模块分支;信号检测模块对平方后的信号进行加权

能量积分,并经过采样后进行符号判决;参数估计模块对各子积分区间的信号能量和噪声

功率进行估计,并把结果输出至定时控制/模板产生模块以产生相应的加权模板信号波形。

上述处理方法中子积分区间的划分,可以是积分时间完全相等,且完全相互衔接的多 个互不重叠子积分区间;或是积分时间完全相等但不完全相互衔接的多个互不重叠子积分 区间;或者是积分时间不完全相等但完全相互衔接的多个互不重叠子积分区间;或者是积 分时间不完全相等也不完全相互衔接的多个互不重叠子积分区间。

本发明的加权非相干超宽带接收电路装置的加权系数组合,是各子积分区间对应的加

权系数采用相应子积分区间的信号能量估计值,或者将相应子积分区间的信号能量估计值

乘以一个对所有加权系数都相同的常数因子作为上述各子积分区间对应的加权系数。加权

系数组合的另一种方法,是各子积分区间对应的加权系数采用相应子积分区间的信号能量

估计值的开平方根,或者采用相应子积分区间的信号能量估计值的开平方根乘以一个对所

有加权系数都相同的常数因子作为上述各子积分区间对应的加权系数。

本发明的加权非相干超宽带接收电路装置的加权系数组合是:各子积分区间对应的最

佳加权系数矢量为《。,,=^^、 = /^、,其中,《^。1,。2,...,^广表示任意的加权系数矢量,

《为子积分区间数目,A - ^^;《《〜是一个对〜的所有矢量元素都相同的待定系数, 其中f^,…,《,/i是各子积分区间内信号的归一化能量矢量,27 = 2MC2r + 2OT,是一个正定 对角矩阵。而2M二WT,等于接收信号波形的时间-频率乘积因子的一半,ff为前置低通滤波

器的单边通带带宽,C-7VA是输入信噪比的倒数,矩阵r是相对于半个符号帧周期进行 归一化的积分区间宽度对角化矩阵,H是力相应的对角化矩阵。

本发明有益效果:提供了一套简单灵活、便于硬件实现的加权非相干超宽带接收电路 装置解决方案。针对超宽带信号,该方案可以有效地提高基于能量检测的非相干接收电路 装置的接收检测误码性能,进而降低对超宽带信号辐射功率的要求。其次,该方案改进了 现有技术中关于加权非相干接收机的并行处理结构,只采用一个积分器和加权乘法器即完 成了相应的加权非相干检测工作,并且加权系数及子积分区间宽度可以灵活设置而无须调 整系统结构,有效地降低了超宽带信号接收检测的硬件系统实现复杂度。此外,本发明提 供了两组简单易行的适用于加权非相干超宽带接收电路装置的准最佳加权系数组合,这两组加权系数不仅易于计算,而且其性能与最佳加权系数接近。 附图说明

下面结合附图,对本发明做出详细描述。

图1是文献中的加权非相干超宽带接收机功能原理框图;

图2是本发明的加权非相干超宽带接收电路装置的结构方案图;

图3是一个典型的UWB-PPM多径接收信号波形;

图4是UWB-PPM信号在信道实现CM1-52下,不同子积分区间宽度对加权非相干接

收电路装置的误码性能影响,其中r,表示子积分区间的宽度。

具体实施方式

一个典型的经过脉冲位置调制的超宽带多径接收信号(UWB-BPPM)如附图3所示,接

收机检测的主要工作是判断该信号出现在前半符号周期还是后半符号周期。

假定已经获得粗略的定时同步,可以把一个脉冲符号帧的前后各半周期划分出K个相

互不重叠的子积分区间,它们之间可以相互衔接也可以有一定间隔,但前后半周期的划分

是一致的。当不考虑加权系数时,相应的前后积分周期能量积分器输出的两组随机变量可

以表示为,

一r , i- = l,U (1)

其中A是第,个子积分区间的起始时刻,而;是相应的积分时间宽度。

把每个子积分区间的输出乘上一个加权系数《并进行线性合并,则加权非相干接收机的 判决统计量变为

Z=Z。—Z^^^Zw—Z,,.) (2)

i=,

为简化分析,只考虑前置滤波器为理想低通滤波器的情形,并假定滤波器的单边通带 带宽『相对于UWB窄脉冲信号的单边带宽万(-10dB带宽)足够大,这样可以认为信号分 量在经过该滤波器之后基本不变,即可以把平方器的输入近似写为W)w(O"W,而噪声功

率为0"2 =,。

定义&,=f "'v(,,或£,,=jf,:+"(^为信号分量^)在第z个子积分区间中的能量,

而总的能量积分之和为不失一般性,假设所有的子积分区间覆盖整个脉冲符

号帧积分区间,即有r,/2-KA,这样A则等于输入接收信号分量的能量。

当假设H。为真,也即发送符号为'0'时,每个子积分区间在前后半个符号帧中的输出

ii随机变量可以分别表示为

2fF ^ (3)

其中,^和〜分别是接收信号波形经过低通滤波器后的信号分量^)和噪声分量"w在

Nyquist釆样率下的虛拟等效采样点值。上述的两组输出随机变量分别是服从2W;个自由 度的非中心?分布和中心^分布,因此其均值和方差可以分别表示为

《=H^S' (2"4 +4 A"=丰;+2线 (/ir j 乂=1

〜《2'一,r的.

定义每个子积分区间在前后半个符号帧的输出随机变量的差为新的随机变量 2,^=2。.,^-《t,由于上述两个随机变量是相互统计独立的,因此新得到的随机变量2,k

的均值和方差分别为A = //。, -M, = 和W = <■ +《=2&2«^ + 2W。£W 。

当对每个子积分区间对应的随机变量进行加权的时候,得到的统计检测量可以表示为

4^H。,sk。考虑到表达式的简化,进一步定义加权系数矢量为"{«1,。2,...,^广。此外, 定义各子积分区间的归一化能量差值为£,=&'/& ,以及相对于半个符号帧周期进行归一化

的积分区间宽度为?; = 2^/7>,这样我们可以有相应的矢量和矩阵表式"{£|,£2,...,^广、 好兰diag(W、 以及'^{;,;...,:^广、r兰diagW。

当子积分区间的数目K足够大时,根据中心极限定理,刮w近似地服从高斯分布,即

并且有

':' (6)

《=|>» W。2ffT, + 2W。 & ^好^

由于假设发送符号'o'和'r具有等概性,因此上述加权非相干接收机的误码性能 可以表示为

12<formula>formula see original document page 13</formula>

(7)

其中,2M-^T,等于接收信号波形的时间-频率乘积因子的一半,C-W。/i^是输入信噪比

的倒数;定义矩阵"=2^^+20/,很显然这是一个正定对角矩阵。

值得注意的是,从式(7)可以看出,加权矢量a乘上一个任意的常数将不会影响误码 性能的结果。

此夕卜,如果各子积分区间的时间宽度相等并且有^-?;=?>/2《,则有r-(2iZ/幻C^2C/f , 其中/为单位矩阵。

由于加权非相干接收机误码性能g-2(.)是一个单调下降的函数,因此可以定义代价函

数为

<formula>formula see original document page 13</formula>

(8)

而相应的最佳加权系数可以公式化为

<formula>formula see original document page 13</formula> (9)

令a/(。)/^-o,并且利用矩阵求导恒等式,最后可以获得最佳加权系数矢量

<formula>formula see original document page 13</formula>(10)

其中,p-^J^/^W是一个对〜,的所有矢量元素a—,都相同的待定系数,但由于如上所 述并不会对误码性能产生影响,可以取为任意的常数值。

最后,在最佳加权系数矢量下的加权非相干接收机的误码性能为<formula>formula see original document page 13</formula>

(11)

尽管我们获得了加权非相干接收机的最佳加权系数V ,但由于该最佳系数与信噪比 Eb/No有关,在实际应用中需要同时进行信号能量和噪声功率的估计来计算该系数值,这 不仅会因为估值精度而带来加权系数的误差,而且需要根据信噪比的变化而进行自适应调

因此在实际系统设计中通常考虑采用一些较为简单的加权系数组合,其中两个加权系 数组合为

<formula>formula see original document page 13</formula>(12)这两组加权系数可以通过对各子积分区间的能量进行估计来获得,并避免了噪声功率 的估计,可以简化系统设计。

针对IEEE 802. 15. 3a定义的信道实现CM1-52选择子积分区间宽度分别为Ins和10ns 进行分析,结果如附图4所示。从图中可以看出,在误码率为P。=lxlO—5下,采用两种子积 分区间的加权非相干接收机的性能至少要比普通非相干接收机好3.8dB,而且两组准最佳 加权系数的误码性能与最佳加权系数的很靠近,尤其是子积分区间为10ns的情形。

针对上述UWB-PPM接收信号的加权非相干接收电路装置方案如附图2所示,该接收电 路装置主要包括两条分支,即信号检测模块分支和参数估计模块分支,此外还包括前置滤 波器101、平方器102和定时控制/模板信号产生模块301等辅助处理模块。

前置滤波器101的设置主要是为了提高输入信噪比,考虑到系统模型中信号设置为lns 的高斯脉冲,可以考虑将该前置滤波器的单边通带带宽设为1.(Tl.5GHz。这样接收信号中 的各多径分量混叠失真的效果仍不是特别显著,而噪声功率可以大幅减小。

平方器102的主要作用是将含有双极性多径分量的接收信号波形变换为单极性的信号 波形。平方器102的输出经过功率分配后分别送至信号检测模块分支和参数估计模块分支 进行相应的处理。

信号检测模块包括模拟乘法器201、积分器202、采样器203及判决电路204。信号检 测模块的设计中,考虑到上述子积分区间的不重叠性,只需采用相应的差分模板信号为

坤HW(0-W-?>/2),其中定义加权参考波形函数为W(0 = I^。,WeW-(,r附),而/fert(Z,r)仍为单

位幅度的矩形脉冲波形函数。这样该信号检测模块包含的一个模拟乘法器201,与由定时 控制/模板产生模块301根据相应的加权系数产生时域波形本地模板信号w(o进行相乘,就

简单地完成了加权运算功能,从而得到了非常简单灵活的加权非相干接收电路装置结构。

信号检测模块因此只需要一个积分器202,判决检测量在每一个脉冲符号帧结束时才 采样一次,而且积分器202的清洗也只需要该采样结束后才进行一次。判决检测量最后进 入判决器204,根据采样结果的正负输出相应的解码符号。判决器204可以直接进行硬判 决,也可以根据多位量化的结果进行软判决

参数估计模块需要对各子积分区间的信号能量以及噪声功率进行估计,包括一个积分 器401、 一个A/D量化器402、以及一个参数估计数字处理单元403。

积分器401获取与信号检测模块相同的经过平方器102后的输入波形,针对各子积分 区间进行积分。考虑到硬件实现的难易程度,设置子积分区间宽度为10ns,并且各子积分 区间相互衔接。这样所需要的A/D量化采样率为lOOMHz,很容易采用成熟的商用器件进行 设计。

14A/D量化器402在每个子积分区间的结束处进行采样量化,具体来说,采样时刻点为 C + 4及4,-"; + 7^2,共2《个数值点。A/D量化后的所有数值输入到参数估计处理单

元403,根据前述的估计算法迸行相应的估值。此外,信号检测支路中判决器204的结果 反馈至该处理单元403,以协助子积分区间能量及噪声功率的实时估计。参数估值的结果 进一歩用于产生加权系数的组合,最后则输出至定时控制/模板产生模块301并产生相应 的本地模板信号。

定时控制/模板信号产生模块301 —方面产生各种所需的定时信号,包括积分器202和 积分器401的清洗信号,采样器203及A/D量化器402的采样脉冲信号,参数估计单元403 定时控制信号,以及判决器204定时控制信号,另一方面,也接收参数估计单位403的估 值输出结果,产生10ns宽度分割并具有加权系数值幅度的本地模板信号,通过相应的乘 法器201对输入信号波形进行加权。

本发明在针对超宽带脉冲幅度调制信号(UWB-PAM/OOK〉时,包括一些与上述不同 的方法:

(1) 整个符号积分区间划分为相互衔接的多个互不重叠子积分区间,这些子积分区 间的积分时间完全相等;

(2) 信号检测模块的加权方案为采用加权模板信号波形与平方器的输出波形进行相

乘来实现,加权模板信号为一)-『W,其中J^)-Ha^e"(卜^7;,), fe^力是以时间原点为

起点的单位幅度、宽度为r的矩形脉冲函数;

(3) 参数估计模块只釆用一个积分器进行各子积分区间的能量积分,在每个子积分

区间的结束时刻进行积分结果采样量化,并只在每个符号帧的结束时刻进行一次积分清洗。

虽然仅仅是参考特定的具体实施例对本发明进行了图示和说明,但是任何熟悉本领域 的技术人员在本发明所揭示的技术范围内,可以对本发明进行的形式和细节上的任何修 改,都应该包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1、一种加权非相干超宽带接收方法,其步骤如下:接收信号经过滤波后,进行平方运算;将整个符号积分区间划分为前后两个部分,并且分别划分为多个互不重叠子积分区间;对每个子积分区间对应的随机变量的加权采用加权模板信号波形与平方器的输出波形相乘,加权模板信号ω(t)=W(t)-W(t-Tf/2),其中t是时间变量,K是子积分区间的数目,Rect(t,τ)是以时间原点为起点的单位幅度、宽度为τ的矩形脉冲函数,而ai是第i个子积分区间的加权系数,ti和TWi分别是该子积分区间相对于脉冲符号帧的起始时间及积分持续时间;上述平方运算后的信号进行加权能量积分后,经过采样根据数据的极性进行符号判决。
2、 如权利要求l所述的加权非相干超宽带接收方法,其特征在于:多个互不重叠子积分 区间为相互衔接。
3、 如权利要求1或2所述的加权非相干超宽带接收方法,其特征在于:多个互不重叠子积 分区间的积分时间完全相等。
4、 一种加权非相干超宽带接收方法,其步骤如下:接收信号经过滤波后,进行平方运算; 将整个符号积分区间划分为多个互不重叠子积分区间;对每个子积分区间对应的随机变量的加权采用加权模板信号波形与平方器的输 出波形相乘,加权模板信号为的)-W(O,其中-是时间变量,,)=2^。^碑-,,,4),是子积分区间的数目,itec啦"是以时间原点为起点的单位幅度、宽度为r的矩形脉冲 函数,而。,是第J'个子积分区间的加权系数,^和;分别是该子积分区间相对于脉冲符 号帧的起始时间及积分持续时间;上述平方运算后的信号进行加权能量积分后,根据采样结果的正负输出解码符 号,判决器直接进行硬判决,或根据多位量化的结果对符号进行软判决。
5、 如权利要求1或4所述的加权非相干超宽带接收方法,其特征在于:上述各子积分区间 对应的加权系数为相应子积分区间的信号能量估计值,或者将相应子积分区间的信号 能量估计值乘以一个对所有加权系数都相同的常数因子作为上述各子积分区间对应 的加权系数。
6、 如权利要求1或4所述的加权非相干超宽带接收方法,其特征在于:上述各子积分区间 对应的加权系数采用相应子积分区间的信号能量估计值的开平方根,或者采用相应子 积分区间的信号能量估计值的开平方根乘以一个对所有加权系数都相同的常数因子作为上述各子积分区间对应的加权系数。
7、 如权利要求1所述的加权非相干超宽带接收方法,其特征在于:上述各子积分区间对应的最佳加权系数矢量为〜-^r'"^-、,其中,。J表示任意的加权系数矢量,X为子积分区间数目,;^^^^a〜是一个对^的所有矢量元素fl。^都 相同的常数因子,其中Z'=,...,X, A是各子积分区间内信号的归一化能量矢量, r = 2A/C2r + 2C//,是一个正定对角矩阵,而2M-WT,等于接收信号波形的时间-频率乘积因子的一半,『为前置低通滤波器的单边通带带宽,0 = ^。/&是输入信噪比的倒数, 矩阵r是相对于半个符号帧周期进行归一化的积分区间宽度对角化矩阵,/f是A相应 的对角化矩阵。
8、 一种加权非相干超宽带接收电路装置,包括输入信号前置滤波器、平方器、信号检测 模块、参数估计模块、定时控制/模板信号产生模块,其中:输入信号前置滤波器:用于滤除接收信号的带外噪声,提高输入信噪比; 平方器:对输入信号波形进行平方运算,消除极性的影响;信号检测模块:对平方器的输出结果进行能量积分,并根据判决准则进行接收符 号的判决;参数估计模块:对各子积分区间的信号能量和噪声功率进行估计,包括同步阶段 的初始估值及解调阶段的实时递归估值;定时控制/模板信号产生模块:产生定时控制信号,包括积分器的清洗信号,采样 器及A/D量化器的采样脉冲信号,参数估计单元和判决器的定时控制信号,并产生相 应的加权模板信号;接收信号输入经过前置滤波器滤波后,输出至平方器进行平方运算;平方器的结 果同时输出至信号检测模块和参数估计模块;参数估计模块对各子积分区间的信号能 量和噪声功率进行估计,并把结果输出至定时控制/模板产生模块以产生相应的加权模板信号波形,信号检测模块对平方后的信号进行加权能量积分,并经过采样后进行符 号判决,信号检测模块的判决结果输出同时反馈连接至参数估计模块。
9、 如权利要求8所述的加权非相干超宽带接收电路装置,其特征在于:其中信号检测模 块包括一个加权模拟乘法器、 一个积分器、 一个采样器、 一个符号判决器。
10、如权利要求8或9所述的加权非相干超宽带接收电路装置,其特征在于:参数估计模 块包括一个积分器、 一个A/D量化器、 一个参数估计数字处理单元。
CN 200510136311 2005-12-31 2005-12-31 一种加权非相干超宽带接收方法及装置 CN100505567C (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN 200510136311 CN100505567C (zh) 2005-12-31 2005-12-31 一种加权非相干超宽带接收方法及装置

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN 200510136311 CN100505567C (zh) 2005-12-31 2005-12-31 一种加权非相干超宽带接收方法及装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1992539A CN1992539A (zh) 2007-07-04
CN100505567C true CN100505567C (zh) 2009-06-24

Family

ID=38214526

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN 200510136311 CN100505567C (zh) 2005-12-31 2005-12-31 一种加权非相干超宽带接收方法及装置

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN100505567C (zh)

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101394643B (zh) 2007-09-21 2012-07-11 刘伯安 发射和接收超宽带脉冲或脉冲序列的系统和方法
CN101394233B (zh) 2007-09-21 2012-01-11 哈尔滨工业大学深圳研究生院 室内视距环境下脉冲超宽带多径信号建模的方法及系统
CN101262286B (zh) 2008-04-19 2011-11-30 桂林电子科技大学 一种新型的超宽带(uwb)能量检测电路
CN101582862B (zh) 2008-05-12 2011-12-07 中兴通讯股份有限公司 一种基带信号的恢复方法
CN101686085B (zh) 2008-09-27 2012-11-28 富士通株式会社 光相干接收机及其性能监测装置和方法
CN101741786B (zh) 2009-12-18 2012-12-26 中国人民解放军理工大学 数字通信系统超宽带接收机及其信号处理方法
CN101959299B (zh) * 2010-04-02 2014-03-12 展讯通信(上海)有限公司 自动频率控制方法及接收端
CN103067043A (zh) * 2012-12-21 2013-04-24 桂林电子科技大学 调制跟踪环路的解调器及解调方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1561006A (zh) 2004-03-02 2005-01-05 北京邮电大学 用于超宽带无线通信系统的相关接收机及信号接收方法
WO2005074150A1 (en) 2004-01-02 2005-08-11 International Business Machines Corporation Robust non-coherent receiver for pam-ppm signals
CN1698283A (zh) 2003-03-01 2005-11-16 三菱电机株式会社 检测传输的无线电信号的设备和方法

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1698283A (zh) 2003-03-01 2005-11-16 三菱电机株式会社 检测传输的无线电信号的设备和方法
WO2005074150A1 (en) 2004-01-02 2005-08-11 International Business Machines Corporation Robust non-coherent receiver for pam-ppm signals
CN1561006A (zh) 2004-03-02 2005-01-05 北京邮电大学 用于超宽带无线通信系统的相关接收机及信号接收方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN1992539A (zh) 2007-07-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Chao et al. Optimal and suboptimal receivers for ultra-wideband transmitted reference systems
Zhao et al. Performance of ultra-wideband communications in the presence of interference
Arslan et al. Ultra wideband wireless communication
Witrisal et al. Noncoherent ultra-wideband systems
Guvenc et al. TOA estimation for IR-UWB systems with different transceiver types
Goeckel et al. Slightly frequency-shifted reference ultra-wideband (UWB) radio
Newaskar et al. A/D precision requirements for an ultra-wideband radio receiver
Ho et al. A differential detector for an ultra-wideband communications system
Liu Error performance of a pulse amplitude and position modulated ultra-wideband system over lognormal fading channels
Choi et al. Performance of ultra-wideband communications with suboptimal receivers in multipath channels
Rabbachin et al. Synchronization analysis for UWB systems with a low-complexity energy collection receiver
Dubouloz et al. Performance analysis of LDR UWB non-coherent receivers in multipath environments
Paredes et al. Ultra-wideband compressed sensing: Channel estimation
Hu et al. Pulse shapes for ultrawideband communication systems
Tian et al. Weighted energy detection of ultra-wideband signals
Beaulieu et al. Designing time-hopping ultrawide bandwidth receivers for multiuser interference environments
Liu Multicode ultra-wideband scheme using chirp waveforms
Tufvesson et al. Ultra-wideband communications using hybrid matched filter correlation receivers
Paquelet et al. An energy adaptive demodulation for high data rates with impulse radio
Franz et al. Generalized UWB transmitted reference systems
KR100922857B1 (ko) 초광대역 무선시스템의 수신장치 및 그 수신방법
Guvenc et al. Multiscale energy products for TOA estimation in IR-UWB systems
CN1902832A (zh) 脉冲幅度调制-脉冲位置调制的信号的健壮非相干接收机
Rabbachin et al. ML time-of-arrival estimation based on low complexity UWB energy detection
Casu et al. Implementation aspects of a transmitted‐reference UWB receiver

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
C10 Request of examination as to substance
C14 Granted
C17 Cessation of patent right