JP4676316B2

JP4676316B2 - 受信装置、通信装置、及びそれを用いた制御装置

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Publication number: JP4676316B2
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Inventors: 亮介藤原; 樹生中川; 祐行宮崎
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Description

本発明は、拡散符号により拡散された間欠的なパルス列を伝送信号として用いる通信システムを構成する受信装置、通信装置、およびそれを用いた制御装置に係り、特に、同伝送信号に対する初期同期捕捉装置を備えたウルトラワイドバンド信号受信装置、通信装置、及びそれを用いた制御装置に関する。

近年、携帯電話や無線ＬＡＮ（Local Area Network）等の無線端末装置が著しく普及し、利用する周波数帯もＧＨｚ帯に及んできている。そのため、新しい周波数帯が見出し難い状況にある。そのような状況の中で、パルス幅が極めて狭い（例えば、１ｎｓ近辺）インパルス状のパルス列を用いる通信方式が周波数資源の新しい利用方法として注目されるようになってきた。そのようなパルス列を用いる通信方式として、例えば、ウルトラワイドバンドインパルスラジオ（以下「ＵＷＢ−ＩＲ」と略称する）通信方式がある。その一例として、ガウシアンモノパルスをＰＰＭ（Pulse Position Modulation）方式で変調するＵＷＢ−ＩＲ通信システムが非特許文献１に開示されている。

また、ＵＷＢ−ＩＲ通信方式の変調方式の一つとして、パルス列を拡散符号により拡散する直接拡散が採用される。この場合、拡散された複数のパルスが１個のデータ値に対応する。直接拡散型ＵＷＢ−ＩＲ通信装置の例が、特許文献１及び特許文献２に開示されている。

特開２００２−３３５１８９号公報特開２００２−３３５２２８号公報モエ・ゼット・ウィン（Moe Z. Win）他著、「インパルスラジオ：その動作（Impulse Radio: How It Works）」、米国文献アイ・イー・イー・イー・コミュニケーションズ・レターズ（IEEE Communications Letters）第２巻第２号、第３６頁〜第３８頁（１９９８年２月）藤原亮介他著、「低速キャリアベースウルトラワイドバンドインパルスラジオにおける高速同期捕捉(Rapid Signal Acquisition for Low-rate Carrier-based Ultra-wideband Impulse Radio)」、イスキャス２００５・プロシーディング(ISCAS2005 Proc.)、第４４９７頁〜第４５００頁(２００５年５月)

パルス幅が極めて狭いインパルス状のパルス列を用いた通信方式では、通常の連続波を用いた信号伝送とは異なり、断続的なエネルギー信号の送受信によって情報の伝送が行なわれる。

パルス列を構成するパルスが上述のように非常に狭いパルス幅を持つので、その信号スペクトラムは通常の連続波を用いた通信に比べて周波数帯域が拡がり、信号のエネルギーが分散される。その結果、単位周波数帯域当たりの信号エネルギーは微小のものとなる。従って、他の通信システムと干渉を起こすことなく通信が可能となり、周波数帯域の共有が可能になる。

低消費電力で近距離無線用途向けの無線方式として、２．４GHz帯の連続波を用いるＢｌｕｅｅｔｏｏｔｈやＺｉｇｂｅｅといったものが知られているが、ＵＷＢ−ＩＲ通信システムは、送信器の簡単さからＢｌｕｅｔｏｏｔｈに比べ、より効率的な信号伝送が期待できる。またＺｉｇｂｅｅは、低消費電力伝送といった観点からは、センサーネットなどの用途にむけ有望な方式であるが、ＵＷＢ−ＩＲ通信システムは、Ｚｉｇｂｅｅでは困難である高精度測位機能を付加することができ、また転送レートも用途に応じて、低消費電力のまま高速化できるメリットがある。前記のように、ＵＷＢ−ＩＲ通信方式は、その低コスト、低消費電力性と周波数帯域の共有、高精度測位機能といった観点で、既存の無線方式にない新たな用途を生むと期待される無線通信技術である。

一般的な無線伝送において、受信機では受信タイミングを再生する初期同期捕捉が必要となる。直接拡散を用いる通信方式では、受信において、復調前に当来パルス列信号の有無を判断し、当来パルスの受信タイミング、及び拡散符号との相関タイミングを再生する初期同期捕捉が行われる。

しかし、上述のようにＵＷＢ−ＩＲ通信方式は非常に幅の狭いパルス列を間欠的に送信する方式であるため、非常に高い精度が要求され、ハードウェアの規模や消費電力を抑えつつ高速に初期同期捕捉を行うことが大きな課題となっている。

図２４、図２５に直接拡散型のＵＷＢ−ＩＲ方式の送信装置の構成例を示し、図２６にＵＷＢ−ＩＲ通信方式における信号波形の例を示す。

図２４において、150は情報ソース、151は乗算部、152は拡散符号生成部、153はパルス生成部、154は増幅部(PA)、000はアンテナを示す。情報ソース150は、送信すべき送信データを出力する。拡散符号生成部152は、ＰＮ（Pseudo-random Noise）系列などの拡散符号系列を出力する。このとき、前記拡散符号系列は、情報ソース150が送信データを生成するレートより高速なレートで生成される。乗算部151によって、情報ソース150から出力された送信データは、拡散符号生成部152によって生成された拡散符号系列と乗算されて直接拡散され、拡散データ列が生成される。

パルス生成部153は、乗算部151の出力である拡散データ列に応じて、送信パルス列を生成する。このとき拡散データ列の値に応じて、出力されるパルス列を構成するパルスの極性が反転させられる。パルス生成部153で生成されたパルス列は、PA154によって増幅され、アンテナ000から送信される。

図２６の（ａ）は、図２４に示した送信装置すなわちＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）変調によりパルス列を変調したＵＷＢ信号波形の例であり、送信データの値゛１"又は゛０"に応じてパルス列の極性が反転する。

図２５において、150は情報ソース、151は乗算部、152は拡散符号生成部、153はパルス生成部、160はミキサー部、161は発振器、154は増幅部(PA)、000はアンテナを示す。なお、情報ソース150、乗算部151、拡散符号生成部152、パルス生成部153、PA154、アンテナ000は、図２４の情報ソース150、乗算部151、拡散符号生成部152、パルス生成部153、PA154、アンテナ000とそれぞれ同等の機能を有する。パルス生成部153から出力されたパルス列は、ミキサー部160において、発振器161から出力された高周波信号と乗算され、PA154に入力される。

図２６の（ｂ）は、図２５に示した送信装置すなわちパルス列を搬送波でＢＰＳＫ変調したＵＷＢ信号波形の例を示している。

図２４、図２５のような送信装置から出力されたＵＷＢ−ＩＲ信号の特徴は、図２６に示したように、パルス幅Twが非常に狭く(〜2ns)、その一方でパルス間隔が比較的広い（10ns〜）ことである。ここでパルス幅Twは、振幅0から振幅0までの間とする。このローデューティー比な信号に対して、正確なパルスの位相を一致させる初期同期捕捉は非常に大きな課題の一つである。

初期同期捕捉を実現する方法の一つとして、マッチトフィルタを用いる方法がある。この方法は、高速な同期捕捉が可能となるが、その代償として大規模なハードウェアを必要とする。特に、ＵＷＢ−ＩＲ通信方式では、ディジタル回路でマッチトフィルタを実現しようとした場合、数Ｇｓｐｓのアナログディジタル変換及び信号処理が必要となり、消費電力の増大を招くことになる。

そこで低消費電力で復調する方法として、初期同期捕捉において到来パルスとアナログディジタル変換のタイミングを同期させ、パルスの繰返し周波数毎に、アナログディジタル変換を行い、逆拡散を行った後に復調する方法が考えられる。非特許文献２には、その方法が詳細に記載されている。

図２７に、そのような方式を採用した受信機の構成例を示す。図２７において、000はアンテナ、180は帯域通過フィルタ(BPF)、181は低雑音増幅器(LNA)、182はアナログディジタル変換器(ADC)、183はタイミング信号生成部、184はマッチトフィルタ(MF)、185は信号捕捉部、186はタイミング制御部、187は復調部をそれぞれ示す。

図２４のような送信装置から出力されたパルス列信号は、アンテナ000を介してBPF180に入力され所望周波数帯域の信号のみ通過し、LNA181で増幅される。増幅された受信パルス列信号は、ADC182によって、公称のパルス列のパルス周期と同じ周期で量子化、ディジタル変換される。前記の変換タイミングは、タイミング信号生成部183から、公称のパルス周期を持つクロック信号により供給される。ディジタル変換された信号は、MF184により送信側で施された拡散符号と同じ拡散符号で逆拡散される。復調部185により前記逆拡散された信号から元の情報が復調される。

前記復調を実現するためには、ADC182によるアナログディジタル変換タイミングと到来するパルス列のタイミングを同期させる初期同期捕捉が必要となる。この同期捕捉は、信号捕捉部185、タイミング制御部186で実現される。

前記同期捕捉の動作において、最初のステップとして、タイミング信号生成部183は、適当な変換タイミングを供給するクロックを生成し、ADC182に供給する。このとき、パルス列信号S180とクロックS181のタイミングが合っていない場合、ADC182の出力は信号成分を含まないノイズ成分だけとなり、MF184出力S182も信号成分を含まない。この時、信号捕捉部185は、信号が存在しないと判断し、その結果を受けタイミング制御部186はタイミング信号生成部183の出力クロックの位相をΔtだけシフトさせる。この動作を繰り返し、パルス列信号S180とクロックS181のタイミングがちょうど合った時、ADC182の出力は信号成分を含み、したがってMF184出力には逆拡散された信号が出力されることにより、振幅の大きな信号S182が出力される。この時、信号捕捉部185では信号が存在すると判断して、同期捕捉を完了する。

前記のような一般的な逐次サーチ方式において、探索位相とパルス位相の関係は図２８のように示せる。すなわち、適当なパルス位相から探索を始めて、出力値が所定の閾値を超えるまで、順番に探索をしていく。

しかしながら、実際の無線環境におけるマルチパスや、また受信機におけるバンドパス特性によって、パルス波形が歪みリンギングなどが発生することが考えられ、その場合、前記のような逐次サーチ方式では、本来のパルスのピーク位置ではないところで同期捕捉が完了してしまい、通信性能が悪くなってしまうという問題がある。

また、送受信間の距離により受信信号レベルは大きく異なり、一定の閾値で判定する場合、大きい受信信号に本来のパルスの中心から離れたところで同期捕捉が完了してしまい、通信性能が悪くなってしまう問題がある。

また、送受信機間の発振器に周波数偏差がある場合、正確なパルスの受信タイミングを探索するのはいっそう困難になる。

本発明の目的の１つは、低コスト、低消費電力で、かつ、通信性能に優れたＵＷＢ−ＩＲ受信装置を提供することにある。

本発明の他の目的は、ハードウェアの複雑さ、消費電力を増大させることなく、高速で精度の高いウルトラワイドバンド信号の初期同期捕捉を行う、ＵＷＢ−ＩＲ受信装置を提供することにある。

本発明の１つの観点によれば、間欠的なパルス列信号で情報をやり取りする通信方式に基づき伝送された伝送信号を公称のパルス繰返し周波数、又はその整数倍の周波数でサンプリングし受信する受信装置であって、
受信信号の復調前に、該受信信号のサンプリングタイミングとパルス位置もしくはパルス位相とを同期させる、初期同期捕捉デバイスを備えて成り、
該初期同期捕捉デバイスは、前記伝送信号について、第１の探索分解能で前記周波数に対応した全ての位相を探索して最も大きい出力値をピーク値として保持すると共に、該ピーク値から前記受信信号の存在の有無を判定し、前記受信信号が存在する場合に該ピーク値の位相を含みかつ前記全ての位相よりも絞込まれた位相領域を新たなピーク位相推定領域として推定するピークサーチ機能と、前記ピークサーチ機能で推定された前記ピーク位相推定領域を、第２の探索分解能により探索する詳細同期捕捉機能と、を具備して成ることを特徴とする。

本発明により、ＵＷＢ−ＩＲ受信機において、到来パルスのタイミングを高速に精度よく探索する同期捕捉機能を提供でき、アナログディジタル変換の周波数を低く抑えた低コスト、低消費電力な通信装置を可能にする。

以下、本発明の好適な実施形態について、添付図面を参照しながら詳細に説明する。

本発明の受信装置の第１の実施例を、図１〜図１２を用いて説明する。
まず、図１は、本発明の第１の実施例における受信装置の概略ブロック図を示したものである。図1において、000はアンテナ、010は帯域通過フィルタ(BPF)、011は低雑音増幅器(LNA)、012は可変ゲイン増幅器(VGA)、013はアナログディジタル変換器(ADC)、014はマッチトフィルタ(MF)、015は絶対値部、016はピークサーチ部、017は詳細同期捕捉部、018は選択部、019はタイミング制御部、020はモード制御部、021はタイミング信号生成部、022はVGA制御部、023は復調部、024は同期追跡部をそれぞれ示す。

本実施例の受信装置がアンテナ000で受信する信号は、例えば、図２４に示す送信装置が送信するBPSK変調及び直接拡散された、図２６の（ａ）に示すようなパルス列の信号である。

図1のBPF010は、例えば、図２４の送信装置が送信する、BPSK変調及び直接拡散されたパルス列をアンテナ000で受信し、所望周波数帯域の信号を通過させる。この信号は、さらにLNA011、VGA012により増幅され、ADC013に入力される。

ADC013では、例えば、送信装置が送信するパルス列の公称のパルス周期またはその整数倍の周期でアナログディジタル変換される。前記変換タイミングは、タイミング信号生成部021が出力する前記パルス周期またはその整数倍の周期を持つクロックにより供給される。またタイミング信号生成部021は、タイミング制御部019の信号により出力タイミングをシフトする。

ADC013にてディジタル変換された信号は、送信信号に施された同じ拡散符号系列を持つマッチトフィルタMF014により逆拡散される。絶対値部015ではこの逆拡散された信号の絶対値を出力する。ピークサーチ部016では、ADC013における複数の変換タイミング位相での、MF014の出力のピーク値とその変換タイミング位相を探索する。またそのピーク値から、受信信号が存在するか否かを判断する。

複数の変換タイミング位相は、ピークサーチ部016からタイミング制御部019への命令により、タイミング制御部019がタイミング信号生成部021の出力クロックの出力タイミングを所定探索分解能だけシフトすることにより、実現される。

詳細同期捕捉部017では、MF014の逆拡散タイミングの位相を検出し、かつ逆拡散出力信号がある閾値以上になるまで、タイミング制御部019を介して、タイミング信号生成部021の出力クロックの出力タイミングを所定探索分解能だけシフトする。前記のシフト幅を、ピーク値を探索する時のシフト幅より小さくすることにより、詳細なタイミングでの同期捕捉を可能にする。また前記閾値は、ピークサーチ部016における前記ピーク値によって値が制御されうる。

VGA制御部022では、ピークサーチ部016におけるピーク値に応じて、VGA012の増幅率を設定する。

復調部023では、同期捕捉完了後、MF014の出力と、詳細同期捕捉部017からの逆拡散タイミングを受け取り、復調を行う。

同期追跡部024では、同期捕捉にて到来パルス列とADC013における変換タイミングの同期確立された後、再びタイミングがずれないように監視し、タイミング信号生成部021の出力タイミングを制御する。同期追跡方式に関しては、その方法は限定されないが、同期追跡方式の具体例は、後程詳しく述べる。

モード制御部020では、ピークサーチ部016、詳細同期捕捉部017、及び同期追跡部024の各ブロックの動作を制御する。またタイミング制御部019への各ブロックからのシフト命令を選択部018により選択する。

以上のような図1の構成をとることにより実現可能となる同期捕捉方法の概念を、図２Ａ及び図２Ｂを用いて説明する。

図２Ａ及び図２Ｂは、ADC013に入力されるパルス波形と、ADC013における変換タイミングの位相関係を示したものである。図２ＡはVGA012の増幅率を制御する場合を示しており、図２Ｂは前記閾値を制御する場合を示している。

図２Ａにおいて、まず、到来パルス位相内の、探索の分解能における全ての位相において、最も大きい出力値（ピーク値）と、その変換タイミング位相（ピーク位相）を探索する（ピークサーチSTEP１）。

しかし、通常送受信機で用いられる発振器の性能により、到来パルス列のパルス周期と、タイミング信号生成部021でのクロックの周期は完全には一致していない。この影響により、探索の分解能における全ての位相を観測し終わった後には、かなりの時間誤差があることが予想されるため、前記のピーク位相はある範囲、例えば、周波数偏差から見込まれる時間誤差相当の範囲、を持った推定領域として探索される。

したがって、前記推定された位相領域において、再び探索の分解能における全ての位相において、ピーク位相を推定する必要がある。

また、再び前記推定領域においてピーク位相が探索される前に、前回に観測されたピーク値に応じて、閾値は一定としたまま、VGA012の増幅率を再設定する（ピークサーチSTEP２）。例えば、前回のピーク値に応じて、VGA012の増幅率をより小さな値に再設定する。

このような動作を繰り返し、位相推定領域が所定の範囲以下、好適には到来パルスのパルス幅以下になった場合、詳細同期捕捉を行う。

詳細同期捕捉では、探索の分解能を、前記ピーク位相探索の時に用いた分解能より細かくして、出力が閾値以上になる変換タイミング位相を探索する。この場合も、VGA012の増幅率を、ピークサーチと同様な方法で、必要に応じて再設定する（詳細同期捕捉）。

VGAの増幅率を変更する代わりに、図２Ｂに示すように、閾値を制御しても良い。すなわち、ピークサーチSTEP２では、VGA012の増幅率を一定としたまま、前回のピーク値に応じて、閾値をより大きな値に変更する。このような動作を繰り返し、位相推定領域が所定の範囲以下、好適には到来パルスのパルス幅以下になった場合、詳細同期捕捉を行う。詳細同期捕捉では、探索の分解能を、前記ピーク位相探索の時に用いた分解能より細かくして、出力が閾値以上になる変換タイミング位相を探索する。詳細同期捕捉部017における信号の有無を判定する閾値は、必要に応じて再設定する（詳細同期捕捉）。

また、VGAの増幅率と閾値の両方を同時に制御してもよいが、ここでは説明を省略する。

図3は、前記の動作をフローチャートとして示したものである。ピークサーチ処理030において、ピーク位相の領域を推定し、詳細同期捕捉処理031において、前記推定された領域において、正確なパルス位相を探索する。詳細同期捕捉処理031で、正確なパルス位相が探索された場合、前記のパルス位相で復調処理032をはじめる。必要に応じて同時に、前記のパルス位相からずれないように同期追跡も行う。

図4は、第１の実施例におけるピークサーチ部016の構成例を説明する概略図である。図4において、040はMFピーク検出部、041はピーク検出部、042は閾値判定部、043は位相制御信号生成部、044はステップ数制御部、045はVGA/閾値制御信号生成部をそれぞれ示す。

次に、図５は、第１の実施例における詳細同期捕捉部017の構成例を説明する概略図である。図５において、064はMFピーク検出部、065は閾値判定部、066は位相制御信号生成部、をそれぞれ示す。

次に、図６は、第１の実施例の受信装置における、タイミング信号生成部021の構成例を説明する概略図である。図６において、080は発振器、081はプログラマブル分周器、082a、082bは遅延素子であり、081〜082で、同期クロック生成部083を構成する。遅延素子082a、082bは、DLL(Delay Lock Loop)タイプの同期追跡機能を可能にするために備えたものであり、本発明を実施するためには必ずしも必要ではない。

図７は、同期追跡部024を示したものである。同期追跡機能を実現する一つの例として、DLLタイプの同期追跡機能を同期追跡部024、図６で示したタイミング信号生成部021及び、タイミング制御部019で構成する。図７において、013e、013dはアナログディジタル変換器(ADC)、084e、084dはフリップフロップ、085e、085dは符号相関部、086は減算器、087は積分/ローパスフィルタ部、088は位相制御信号生成部、089はタイミング調整部をそれぞれ示す。
図７における、ADC013e、013dは、図1におけるADC013と同等の機能を有する。

ADC013e、ADC013dは、図６のタイミング信号生成部より生成されたクロックのタイミングにて、アナログディジタル変換される。前記のクロックは図1におけるADC013に供給されるクロックに対して、ADC013eに供給されるクロックは時間的に早い位相を持ち、ADC013dは時間的に遅い位相を持つ。その位相差は好適には受信パルスの時間幅Tw以下である。

フリップフロップ084e、084dにおいて、前記ADC013eとADC013dの出力は同一タイミングの信号として出力される。この時、クリップフロップ084e、084dに供給されるクロックは、タイミング調整部089において必要に応じて遅延調整される。

フリップフロップ084e、084dの出力は、符号相関部085e、085dにて、送信信号に施された符号で逆相関され、減算器086にて両者の差がとられる。前記、逆拡散タイミングは、詳細同期捕捉部017より供給される。積分/LPF部087において、積分又はLPFによってノイズ成分を除去する。前記積分/LPF部087の出力に応じて、位相制御信号生成部088は、タイミング信号制御部019にADC013における変換タイミングの制御信号を出し、タイミングを補正する。

次に、図８を用いてピークサーチ部016の動作を詳細に説明する。図８は、第１の実施例におけるピークサーチ処理030のフローチャートを示したものである。以下図4の各ブロックと図８の各記号を用いて動作を説明する。

図８において、領域Ａでは、各位相における受信信号と符号の相関値の最大値とその位相を求め、その最大値と閾値と比較する処理を行う。また、領域Ｂでは、（１）位相をピーク位相の推定領域にシフト（推定領域の幅：M(n)）、及び（２）ゲイン制御を行う。さらに、領域Ｃでは、所定回数、ピーク位相の推定領域を絞りこんだ後、詳細同期捕捉部へ移行する。

より詳細に説明すると、まず、受信開始後ピークサーチ処理030が開始され、VGA012の増幅率が初期設定値に設定される(050)。またフローチャート中の記号Kは、現在のステップにおける現在の位相探索回数を示しており、同時に初期化される(051)。MFピーク検出部040において、ADC013での現在の変換タイミング位相におけるMF014の出力のピーク値(V_MF)を計算する(052)。次にタイミング信号生成部021の出力タイミングを所定の幅（Δt1）だけシフトさせ(061)、ADC013での変換タイミング位相をシフトさせる。前記シフト幅（Δt1）が探索の分解能となる。同時に現在の位相探索数Kをインクリメントする(062)。以後、同様にこの変換タイミング位相におけるMF014の出力のピーク値(V_MF)を計算する(052)。

これを到来パルス列の全ての位相分(N(1)回)繰り返し(055)、ピーク検出部041において、最終的に最もMF014の出力が大きくなる時の変換タイミング位相(ピーク位相：Kpeak)と、そのピーク値(Vpeak)を得る(053, 054)。

次に、閾値判定部042において、前記ピーク値(Vpeak)と所定の閾値(TH)とを比較する(056)。Vpeak < THの場合、信号が存在しないものとして、受信開始直後の状態に戻る。Vpeak >= THの場合、信号が存在するものとして、位相制御信号生成部043から、ADC013での変換タイミング位相を、検出したピーク位相に変更する(057)。この時、上述のように送受信器間での周波数偏差の影響により、領域に不確定性が存在するので、その分の推定領域範囲(M(1)回)を含め変換タイミング位相を変更する。この時、nステップ目の位相シフト量の計算例として、(-{N(n)-Kpeak+M(n)}×Δt1)とすることができる。ここで、N(n)はnステップ目の位相探索数である。M(n)は、nステップ目の位相推定領域の範囲であり、あらかじめ推定される周波数偏差から計算により求められる。また、N(n)回の位相探索数のうち、Kpeak回目にピーク位相が現れるとしたものである。

なお、変換タイミング位相の変更処理に関しては、後で、図９を用いて詳細に説明する。

次に、位相推定領域を絞り込むために、必要に応じてVGA/閾値制御部045において、前記ピーク値Vpeakに応じて、VGA012の増幅率（Gain）または閾値THを制御する(058)。

VGA012の増幅率の制御例としては、ピーク値Vpeakに反比例させる方法がある。
例えば、
Gain ＝ Gain / (α×Vpeak)とする。

またこの時、VGA012の増幅率を制御せずに、閾値THを制御することも同様の効果が得られる。この時の制御例としては、次回の閾値をピーク値Vpeakに比例させる方法がある。

例えば、新たな閾値THを、
TH ＝β×Vpeak として算出する。

VGA/閾値制御部045において、前記ピーク値Vpeakに応じて、VGA012の増幅率（Gain）及び閾値THを同時に制御しても良い。

なお、VGA012の増幅率の制御や閾値THの制御に関しては、後で、図１０を用いて説明する。

以上のピーク位相を推定する動作を(051〜058)を所定ステップ数だけ繰り返した後(059)、ピークサーチ処理030を終了し、詳細同期捕捉処理031へ移行する(060)。

ここで、ピークサーチ処理030を終了するまでの所定ステップ数の設定は、例えば、ピークサーチにより、新たなピーク位相推定領域範囲が、図２６に示した伝送信号の持つパルス幅ＴＷと同等かそれ以下になるまで、探索が繰り返されるようにして、設定する。

なお、図4のステップ数制御部044では、現在のステップ数(n)、現在のステップにおける位相探索範囲(N(n))、位相の推定マージン(M(n))を管理し、ピーク検出部041や、位相制御信号生成部043の処理タイミングを供給する。またモード制御部020にピークサーチが終了したことを通知し、逆にモード制御部020からのモード情報において、ピークサーチ部016を動作させるか否か制御する。

次に、図８におけるADC013での変換タイミング位相を検出したピーク位相に変更する処理(057)、すなわち位相シフト方法を、図９で詳細に説明する。図９は、発振器080の出力S080、タイミング制御部019からの制御信号S081、プログラマブル分周期081の出力S082の波形例と、位相シフトの制御例を示したものである。

ADC013に供給するクロックは、周期δを持つ発振器080の出力信号S080を、プログラマブル分周期081で分周することにより生成する。ここではパルス列の周期と同じクロックを得るための分周数をＮとして説明する。

図９に示したように、クロックS082の位相を2×δだけシフトする場合、分周数を2回だけ(N+1)にすることにより実現する。同様にクロックS082の位相を-2×δだけシフトする場合は、分周数を2回だけ(N-1)にすることにより実現する。

以上のように考えれば、図９の表に示したように、最小の単位がδで任意の位相シフトを、分周数を変更させることにより可能である。例えばN=10とした場合、3×δだけ位相をシフトさせるには、分周数を3回11(=10+1)にするか、分周数を１回13(=10+3)にすることにより可能であり、また7×δだけ位相をシフトさせる場合には、-3×δシフトさせることと等価であることから、分周数を3回9(=10-1)にするか、分周数を１回7(=10-3)にすることで可能である。

次に、図１０を用いて、図３における詳細同期捕捉処理031の詳細な動作例を説明する。図１０は、詳細同期捕捉部017による詳細同期捕捉処理031のフローチャートを示したものである。以下、図５に示した詳細同期捕捉部017の各ブロックと図１０の各記号を用いて動作を説明する。

ピークサーチ処理030の終了後、詳細同期捕捉処理031が開始される。MFピーク検出部064において、ADC013での現在の変換タイミング位相におけるMF014の出力のピーク値(V_MF)を計算する(071)。このMFピーク検出部064は、図4におけるピーク検出部040と共通にすることも可能である。

閾値判定部065において、前記ピーク値(V_MF)と閾値(TH)とを比較する(072)。
V_MF < THの場合、信号が存在しないとして、位相制御信号生成部066を介して、タイミング信号生成部021の出力タイミングを所定の幅（Δt2）だけシフトさせ(075)、ADC013での変換タイミング位相をシフトさせる。この際、Δt2 ＜＝ Δt1とすれば、探索の分解能をあげることができる。

V_MF >= THの場合、必要に応じて同期チェック(073)を行い、詳細同期捕捉処理を完了し、復調処理を開始する。このとき、モード制御部020に詳細同期捕捉処理が完了したことを通知する。またこの時、MFピーク検出部は、MF014出力のピーク出力の位相である逆拡散位相を復調部023に供給する。

またV_MF < THの場合が、所定回数(K_MAX)続いた場合、詳細同期捕捉失敗として、ピークサーチ030に戻る。このとき、モード制御部020に詳細同期捕捉が失敗したことを通知する。

次に、図１１（図１１Ａ、図１１Ｂ）を用いて、図６で示したタイミング信号生成部021を用いた場合の、同期捕捉処理の動作例を説明する。まず、図１１Ａにより、VGAの増幅率（ゲイン）を制御して行う同期捕捉処理の動作例を説明する。図１１Ａには、上からピークサーチステップ数、位相探索回数、タイミング制御部019からの制御信号S081、すなわちプログラマブル分周器081の分周数、MF014の出力の絶対値S010を示したものである。また、同時にVGAの増幅率と閾値レベルを示してある。

簡単のため、ピークサーチ030におけるステップ数(STEP)は2、拡散符号長は4、ピークサーチ時の探索分解能2×δ、詳細同期捕捉時の探索分解能1×δ、各ステップにおける位相探索範囲N(1)=22、N(2)=2、各ステップにおける位相推定領域範囲M(1)=2、M(2)=1の場合を示している。また図１１Ａでは、VGAの増幅率の制御のみを行い、閾値レベルは一定に保持するものとしている。

ピークサーチ時において、1回探索する毎にプログラマブル分周器081の分周数を2回だけ(N+1)にすることにより、探索分解能2×δを実現する。1ステップ目では、9回目の探索でS010が最も高い出力値となっているため、１ステップ目から２ステップ目の位相シフト量は、-{(22-9)×2+2}×δ= -28×δとなる。したがって、プログラマブル分周器081の分周数を28回だけ(N-1)にすることにより実現している。

1ステップ目のピークサーチの結果に基づき、MF014の出力の絶対値S010の最も高い出力値(ピーク値)の位相を含みかつ全ての位相よりも絞込まれた位相領域が新たなピーク位相推定領域として推定される。この新たなピーク位相推定領域には、最も高い出力値のみならず、その前後の位相に、閾値を越える複数の高い出力値が存在している。これらには、リンギングやノイズに伴う出力値が含まれている。

次の、２ステップ目において、閾値は一定とし、VGAの増幅率を１ステップ目のピーク値に応じて制御する。この例の場合は、ピーク値が所定値ＴＨよりも大きいので、増幅率を低減している。その結果、絶対値S010の最も高い出力値のみが閾値を越えているので、この最も高い出力値を含む到来パルス列のパルス幅ＴＷと同等かそれ以下の領域が、新たなピーク位相推定領域、この場合は、ピークサーチにおける最終的な相推定領域となる。

なお、２ステップ目のピーク値が所定値より大きい場合、必要に応じて、VGAの増幅率をさらに低減する。

さらに、詳細同期捕捉では、1回探索する毎にプログラマブル分周器081の分周数を1回だけ(N+1)にすることにより、探索分解能1×δを実現し、最初に閾値を超えた２回目の探索で詳細同期捕捉を終了する。

また、図１１Ｂは、図１１Ａと同様に、VGAの増幅率の制御を行わず、閾値の制御を行う場合の例を示している。

すなわち、ピークサーチ030におけるステップ数(STEP)は2、拡散符号長は4、ピークサーチ時の探索分解能2×δ、詳細同期捕捉時の探索分解能1×δ、各ステップにおける位相探索範囲N(1)=22、N(2)=2、各ステップにおける位相推定領域範囲M(1)=2、M(2)=1の場合を示している。またVGAの増幅率の制御は行なわず、閾値レベルを変更するものとしている。

この場合は、１ステップ目のピーク値が所定値ＴＨよりも大きいので、２ステップ目において、VGAの増幅率を一定としたまま閾値を大きくしている。その結果、２ステップ目で絶対値S010の最も高い出力値のみが閾値を越えているので、この最も高い出力値を含む到来パルス列のパルス幅ＴＷと同等かそれ以下の領域が、新たなピーク位相推定領域、この場合は、ピークサーチにおける最終的な相推定領域となる。

もし、２ステップ目でも閾値を越える絶対値S010の高い出力値が複数存在するような環境下では、さらに同様なピークサーチを繰り返えすことになる。

さらに、詳細同期捕捉では、探索分解能1×δを実現し、最初に閾値を超えた２回目の探索で詳細同期捕捉を終了する。

次に、図７の構成で可能となる同期追跡の原理を、図１２において説明する。図１２の(a)、(b)、(c)は、それぞれパルス波形に対してADCにおける変換タイミングが合っている状態、変換タイミングが早い状態、変換タイミングが遅い状態を示している。図中の丸印は、同期追跡部024におけるADC013e、ADC013dの変換を示している。ADC013e、ADC013dの変換値を拡散符号で逆拡散した後、差を取ることにより、(b)のように変換タイミングが早い場合と、(c)のように遅い場合を識別し、変換タイミングを補正する。

以上の構成により、到来パルスとADC013における変換タイミングがずれた場合においても、簡易な構成で追従が可能となる。

以上が、本発明の第１の実施例の受信装置における基本構成及び機能である。この構成・機能を有することにより、低速度のアナログディジタル変換を用いながら、マルチパス環境や受信機の周波数特性の影響を受けず、また送受信間での発振周波数に偏差があった場合においても、高速かつ高精度など同期捕捉を可能にし、低コスト、低消費電力なＵＷＢ−ＩＲ受信機が実現可能となる。

本実施例により、ＵＷＢ−ＩＲ受信機において、到来パルスのタイミングを高速に精度よく探索する同期捕捉機能を提供でき、アナログディジタル変換の周波数を低く抑えた簡易な構成で低コスト、低消費電力な通信装置を提供できる。

図１３は、本発明の第2の実施例における受信装置の概略ブロック図を示したものである。本実施例は、例えば図２５で示す送信装置が送信する、図２６の（ｂ）に示すような、搬送波をパルス波形によって変調した変調パルス波形を用いて信号を伝送する通信システムに適用される。

図１３において、000はアンテナ、011は低雑音増幅器(LNA)、110I、110Qはミキサー部、111I、111Qは低域通過フィルタ(LPF)、012I、012Qは可変ゲイン増幅器(VGA)、013I、013Qはアナログディジタル変換器(ADC)、014I、014Qはマッチトフィルタ(MF)、113は発振器、114は90度位相器、115は電力計算部、016はピークサーチ部、017は詳細同期捕捉部、018は選択部、019はタイミング制御部、020はモード制御部、083は同期クロック生成部、022はVGA制御部、116は復調部、117は同期追跡部をそれぞれ示す。

図１３における、アンテナ000、LNA011、VGA012I、012Q、ADC013I、013Q、MF014I、014Q、ピークサーチ部016、詳細同期捕捉部017、選択部018、タイミング制御部019、モード制御部020、VGA制御部022は、図1におけるアンテナ000、LNA011、VGA012、ADC013、MF014、ピークサーチ部016、詳細同期捕捉部017、選択部018、タイミング制御部019、モード制御部020、VGA制御部022と同等の機能を有する。

また図１３における、同期クロック生成部083は、図６における同期クロック生成部083と同等の機能を有する。図１３において、ミキサー部110I、110Qに供給するための発振器113と同期クロック生成部083とで、図1におけるタイミング信号生成部021を構成するものである。発振器113を90度位相器114と共用しているが、もちろんこの構成に限定されず独立に設けても良い。

図１３のLNA011は、例えば図２５の送信装置が送信する、BPSK変調及び直接拡散されたパルス列をアンテナ000で受信した信号を増幅する。発振器113では、受信パルス列の搬送波と同じ周波数をもつ高周波信号を出力し、90度位相器114においてそれぞれ位相が90度ずらされた信号が、ミキサー部110I、110Qに供給される。ミキサー部110I、110Qでは、LNA011のパルス列と前記高周波信号が掛け合わされ、LPF111I、111Qにおいてその高調波成分が除去され、低域成分だけが抽出されたベースバンドパルス列が抽出される。前記ベースバンドパルス列は、VGA012I、012Qにおいてそれぞれ増幅され、ADC013I、013Qに入力される。

ADC013I、013Qに入力された各成分は、同期クロック生成部083から出力されるクロック信号のタイミングでアナログディジタル変換され、さらにMF014I、014Qにおいて、受信信号に施された同じ拡散符号系列を持つマッチトフィルタで逆拡散される。

電力計算部115において、前記２つの成分から電力（振幅）成分が計算され、ピークサーチ部016に入力される。

図１３の実施例と図1の実施例の構成における違いは、図１３の実施例では、搬送波を除去したベースバンドパルス波形を得るために受信パルス列信号が２つの直交成分に分けられ、ピークサーチ部016、詳細同期捕捉部017に入力される信号が電力計算部115の出力である2つの直交成分の電力（振幅）成分となることである。

第2の実施例における、初期同期捕捉の詳細手順は、図２Ａ〜図１１で説明した第1の実施例における手順と同様である。

また、同期追跡部117では、同期捕捉にて到来パルス列とADC013I、ADC013Qにおける変換タイミングの同期確立された後、再びタイミングがずれないように監視し、タイミング信号生成部083の出力タイミングを制御する。

図１４は、同期追跡部117の詳細な構成を示したもので、同期追跡機能を実現する一つの例として、DLLタイプの同期追跡機能を同期追跡部117、タイミング信号生成部083及び、タイミング制御部019で構成する。

図１４において、013Ie、013Id、013Qe 、013Qdはアナログディジタル変換器(ADC)、084Ie、084Id、084Qe、084Qdはフリップフロップ、085Ie、085Id、085Qe、085Qdは符号相関部、115e、115dは電力計算部、086は減算器、087は積分/ローパスフィルタ部、088は位相制御信号生成部、089はタイミング調整部をそれぞれ示す。

図１４における、ADC013Ie、013Id、013Qe 、013Qdは、図1におけるADC013と同等の機能を有し、フリップフロップ084Ie、084Id、084Qe、084Qd、符号相関部085Ie、085Id、085Qe、085Qd 、減算器086、積分/ローパスフィルタ部087、位相制御信号生成部088、タイミング調整部089は、図７におけるフリップフロップ084e、084d、符号相関部085e、085d 、減算器086、積分/ローパスフィルタ部087、位相制御信号生成部088、タイミング調整部089とそれぞれ同等の機能を有する。また、図７における電力計算部115e、115dは、図１３における電力計算部115と同等の機能を有する。

図７との違いは、図１３において、ADC013I、ADC013Qにより、位相の早い変換タイミングでえられたI、Q成分の信号と、位相の遅い変換タイミングで得られたI、Q成分の信号のそれぞれ電力成分を計算し、両者の差分をとることによりDLL機能を構成する点である。

本実施例によれば、この構成・機能を有することにより、搬送波に変調されたパルス列を受信する場合において、低速度のアナログディジタル変換を用いながら、マルチパス環境や受信機の周波数特性の影響を受けず、また送受信間での発振周波数に偏差があった場合においても、高速かつ高精度など同期捕捉を可能にし、低消費電力なＵＷＢ−ＩＲ受信機が実現可能となる。

本発明の受信装置の第3の実施例を、図１５、図１６、図１７を用いて説明する。図１５は、本発明の第3の実施例における受信装置の概略ブロック図を示したものである。本実施例は、例えば図２５で示す送信装置が送信する、図２６の（ｂ）に示すような、搬送波をパルス波形によって変調した変調パルス波形を用いて信号を伝送する通信システムに適用される。

図１５において、000はアンテナ、011は低雑音増幅器(LNA)、110I、110Qはミキサー部、111I、111Qは低域通過フィルタ(LPF)、012I、012Qは可変ゲイン増幅器(VGA)、013I、013Qはアナログディジタル変換器(ADC)、014I、014Qはマッチトフィルタ(MF)、113は発振器、114は90度位相器、115は電力計算部、210はピークサーチ部、211は位相回転部、017は詳細同期捕捉部、018は選択部、019はタイミング制御部、020はモード制御部、083は同期クロック生成部、022はVGA制御部、116は復調部、117は同期追跡部をそれぞれ示す。

図１５における、アンテナ000、LNA011、VGA012I、012Q、ADC013I、013Q、MF014I、014Q、詳細同期捕捉部017、選択部018、タイミング制御部019、モード制御部020、VGA制御部022、同期追跡部117は、図１３の実施例におけるアンテナ000、LNA011、VGA012I、012Q、ADC013I、013Q、MF014I、014Q、詳細同期捕捉部017、選択部018、タイミング制御部019、モード制御部020、VGA制御部022、同期追跡部117と同等の機能を有する。

また、図１５における、同期クロック生成部083は、図６における同期クロック生成部083と同等の機能を有する。図１５において、ミキサー部110I、110Qに供給するための発振器113と同期クロック生成部083とで、図1におけるタイミング信号生成部021を構成するものであり、発振器113を共用しているが、もちろんこの構成に限定されず独立にしても良い。

ピークサーチ部210は、図１３におけるピークサーチ部016と同等の機能と、周波数偏差推定機能を有し、位相回転部211は、ピークサーチ部210から供給される位相回転情報を元に複素乗算を行い、受信されたＩ、Ｑの2成分の位相回転を行う。

図１６は、図１５におけるピークサーチ部210の構成を示す。図１６において、220はMFピーク検出部、221はピーク検出部、042は閾値判定部、043は位相制御信号生成部、044はステップ数制御部、045はVGA/閾値制御信号生成部を、222は周波数偏差推定部をそれぞれ示す。

図１６における、閾値判定部042、位相制御信号生成部043、ステップ数制御部044、VGA/閾値制御信号生成部045は、図4における閾値判定部042、位相制御信号生成部043、ステップ数制御部044、VGA/閾値制御信号生成部045と同等の機能を有する。またMFピーク検出部220、ピーク検出部211は、図4における、MFピーク検出部040、ピーク検出部041と同等の機能を有し、さらにそれぞれのピークタイミング情報を出力する。

周波数偏差推定部222において、送信信号に施された搬送波周波数と、図１５の発振器113の発振周波数の偏差を推定する。前記ピークタイミング情報を用いて、前記ピークタイミングにおける受信信号を用いた周波数偏差推定値を、位相回転情報として位相回転部211に出力される。

図１７は、図１１Ａと同様の条件で図１６に示す構成の動作例を示したものである。すなわち、ピークサーチステップ数：STEP = 2、拡散符号長=4、ピークサーチ時の探索分解能：2×δ、詳細同期捕捉の探索分解能：1×δ、
各ステップにおける位相探索数 N(1) = 22、N(2) = 2、
各ステップにおける推定領域範囲 M(1) = 2、M(2) = 1 とする。

1ステップ目、及び2ステップ目において、ピークタイミングにおける受信信号を用いた周波数偏差推定を行い、その結果に基づき、さらに、詳細同期補足を行う。

以上の構成を用いることにより、送信信号に施された搬送波周波数と、受信機の発振周波数が異なる場合においても、その周波数偏差を推定することにより、良好な受信が可能となる。

本発明の受信装置の第4の実施例を、図１８、図１９を用いて説明する。
図１８は、本発明の第3の実施例における受信装置の概略ブロック図を示したものである。本実施例は、例えば図２５で示す送信装置が送信する、図２６の（ｂ）に示すような、搬送波をパルス波形によって変調した変調パルス波形を用いて信号を伝送する通信システムに適用される。

図１８において、000はアンテナ、011は低雑音増幅器(LNA)、110I、110Qはミキサー部、111I、111Qは低域通過フィルタ(LPF)、012I、012Qは可変ゲイン増幅器(VGA)、113は発振器、114は90度位相器、115は電力計算部、210はピークサーチ部、211は位相回転部、017は詳細同期捕捉部、018は選択部、019はタイミング制御部、020はモード制御部、083は同期クロック生成部、022はVGA制御部、116は復調部、230は同期追跡部をそれぞれ示す。

図１８における、アンテナ000、LNA011、VGA012I、012Q、ピークサーチ部016、詳細同期捕捉部017、選択部018、タイミング制御部019、モード制御部020、VGA制御部022は、図１３におけるアンテナ000、LNA011、VGA012I、012Q、ADC013I、013Q、MF014I、014Q、ピークサーチ部016、詳細同期捕捉部017、選択部018、タイミング制御部019、モード制御部020、VGA制御部022と同等の機能を有する。

また、図１８における、同期クロック生成部083は、図６における同期クロック生成部083と同等の機能を有する。図１８において、ミキサー部110I、110Qに供給するための発振器113と同期クロック生成部083とで、図1におけるタイミング信号生成部021を構成するものであり、発振器113を共用しているが、もちろんこの構成に限定されず独立にしても良い。

同期追跡部230は、図１３における同期追跡部117と同等の機能を有し、さらにＩ、Ｑそれぞれの成分において、同期捕捉用信号及び復調用信号を合成する機能を有する。

同期追跡部230の構成例を、図１９を用いて詳細に説明する。図１９において、013Ie、013Id、013Qe 、013Qdはアナログディジタル変換器(ADC)、084Ie、084Id、084Qe、084Qdはフリップフロップ(FF)、014Ie、014Id、014Qe、014Qdはマッチトフィルタ部(MF)、241Ie、241Id、241Qe、241Qdは選択部、115e、115dは電力計算部、086は減算器、087は積分/ローパスフィルタ部、088は位相制御信号生成部、089はタイミング調整部、242I、242Qは信号合成部をそれぞれ示す。

図１９における、ADC013Ie、013Id、013Qe 、013Qd、フリップフロップ084Ie、084Id、084Qe、084Qd、電力計算部115e、115d、減算器086、積分/ローパスフィルタ部087、位相制御信号生成部088、タイミング調整部089は、図１４におけるADC013Ie、013Id、013Qe 、013Qd、フリップフロップ084Ie、084Id、084Qe、084Qd、電力計算部115e、115d、減算器086、積分/ローパスフィルタ部087、位相制御信号生成部088、タイミング調整部089と同等の機能を有する。またMF014Ie、014Id、014Qe、014Qdは、図1におけるMF014と同等の機能を有し、選択部241Ie、241Id、241Qe、241Qdはそれぞれの信号パスの逆拡散タイミングで信号が選択される。前記逆拡散タイミングは、詳細同期捕捉部017から供給される。前記MF014Ie、014Id、014Qe、014Qdと選択部241Ie、241Id、241Qe、241Qdで、図１４における符号相関部085Ie、085Id、085Qe、085Qdと同等の機能を実現する。
これらの構成により、図１４で実現した同期追跡機能が実現される。

信号合成部242I、242Qは、マッチトフィルタ通過後の位相の進んだ信号(MF014Ie出力及びMF014Qe出力)と遅れた信号(MF014Id出力及びMF014Qd出力)とを合成することにより、同期捕捉用信号及び、同期復調用信号をＩ、Ｑそれぞれの成分において出力し、図１８における電力計算部115、及び復調部116に入力される。

同期追跡部から同期捕捉用信号及び復調用信号を生成することにより、アナログディジタル変換器の個数が削減され、低コスト、低消費電力化が可能となる。

次に、本発明の受信装置の応用例として、前記実施例の受信装置のいずれかを用いた通信装置（送受信装置）の例を、図２０に示す。

ここで、000はアンテナ、120はスイッチ、121はUWB送信器、122はUWB受信器、123はベースバンド部、124はアプリケーション部を示す。ベースバンド部122は、アプリケーション部123から送信すべきデータを受け取り、ベースバンド処理を行い、送信データをUWB送信器121へ送る、UWB送信器121は、例えば図２４あるいは図２５で構成されるような送信装置であり、受け取ったデータをＵＷＢ−ＩＲ信号に変換して送信する。

UWB受信器122は、本発明の実施例の受信器で構成される。復調されたデータは、ベースバンド部123へ送られベースバンド処理がなされ、アプリケーション部124で活用される。スイッチ120は送受信の信号を切り替えるために用いられる。

以上の構成をとることにより、無線データ通信が簡単・低消費電力で実現可能となる。このように、簡単な構成でかつ低消費電力なＵＷＢ通信装置を実現できることから、従来の無線通信方式では消費電力やコストの面から実現が難しかった新しい応用が期待できる。以下にその応用例を説明する。

図２１に、本発明の受信装置を用いた通信装置を利用するアプリケーションの構成例を示す。000はアンテナ、130は制御装置、131はUWB通信装置、132はプロセッサ、133はアクチュエータ、134はセンサー、135は中央制御装置、136はプロセッサ、137は入力装置、138は表示装置を示す。

図２１で示した形態は、センサーネットワークなどのアプリケーションを想定したスター型の構造を示したものである。まず、制御装置130は、本発明が適用された例えば実施例５のUWB通信装置131とプロセッサ132とからなる。このプロセッサ132は、センサー134やアクチュエータ133に接続される。プロセッサにより所定のプログラムを実行することで、センサー134から得られるデータを演算処理し、UWB通信装置131により送信する。またUWB通信装置131により受信された命令情報を、プロセッサ132で処理して、アクチュエータ133を駆動させる。

中央制御装置135は、本発明が適用された例えば実施例５のUWB通信装置131とプロセッサ136とからなり、複数の制御装置130から情報を無線通信により受け取り、また送信する。入力装置137はユーザーからの入力を受け取り、プロセッサ136へ受け渡し、表示装置はプロセッサ136で演算処理された情報をユーザーに表示する。

このようなセンサーネットワークは、無線機能が必須であり、かつ送受信装置が低コスト・低消費電力であることが求められ、本発明を適用したＵＷＢ−ＩＲ通信により大きなメリットとなる。また、ここではスター型のネットワーク構成を紹介したが、マルチホップやアドホックなどの形態も、本発明を用い低コスト・低消費電力なＵＷＢ−ＩＲ通信を用いることにより可能になる。

さらに以上のような本発明の通信システムを自動車に応用した例を図２２、図２３に示す。図２２は、本発明の受信装置を用いたアプリケーションを自動車に応用した車搭システムの構成例を示し、図２３は、図２２におけるタイヤ周り、及びドア周りのアプリケーションに関してのより具体的な構成例を示している。

図２２において、130a〜fは制御装置、141〜146は特定の機能を有するセンサー・アクチュエータ、135は中央制御装置、140は入力/表示装置である。制御装置130a〜f及び中央制御装置135は、図２１における制御装置130と、中央制御装置135を用いたものである。中央制御装置や各制御装置は、例えば、プロセッサやＲＯＭ、ＲＡＭ等のメモリ及びメモリに保持されたアプリケーションプログラムを有し、通信処理機能を備えたマイクロコンピュータで構成される。

141はタイヤ用のセンサーを示し、自動車147のタイヤ内の温度や空気圧・歪み量をセンシングし、これらの情報がタイヤ圧監視の機能を備えた制御装置130aからＵＷＢ−ＩＲ無線通信で中央制御装置135に送られ、プロセッサで演算処理され、タイヤ圧等の監視データとして入力/表示装置140に表示される。また、センサー141を各車輪の回転数を検地するための車輪速センサーとし、それらの信号を車両制御に用い、例えばブレーキ制御などのアクチュエータを動作させるようにしても良い。

142は、ヘッドライトやウィンカーなどを動作させるフロントランプアクチュエータであり、入力/表示装置140からドライバー148により操作情報が入力され、この操作情報が中央制御装置135のプロセッサで演算処理されてアクチュエータ制御用の命令として生成され、ＵＷＢ−ＩＲ無線通信で制御装置130bに送られてくる前記命令によりヘッドライトやウィンカーを動作させる。中央制御装置と各制御装置間のＵＷＢ−ＩＲ無線通信おいて、信号の受信時には、図３に示した手順により、ピークサーチ処理、詳細同期捕捉処理、復調処理及び同期追跡処理がなされる。

143はテールランプやウィンカーなどを動作させるテールランプアクチュエータであり、ドライバー148により入力/表示装置140から操作情報が入力され、この操作情報が中央制御装置135のプロセッサで演算処理されてアクチュエータ制御用の命令として生成され、ＵＷＢ−ＩＲ無線通信で制御装置130cに送られてくる前記命令によりテールランプやウィンカーを動作させる。
144はエンジンルーム内のセンサーであり、エンジンルーム内の冷却水の温度、バッテリー電圧、オイルの残量など、あるいは発電電動機などの機器類の出力状態をセンシングし、これらの情報が制御装置130dからＵＷＢ−ＩＲ無線通信で中央制御装置135に送られプロセッサで演算処理され、車両の制御情報として利用され、あるいは監視データとして入力/表示装置140に表示される。
145は、ワイパーを動作させるワイパーアクチュエータであり、ドライバー148により入力/表示装置140から操作情報が入力され、この操作情報が中央制御装置135のプロセッサで演算処理されてアクチュエータ制御用の命令として生成され、ＵＷＢ−ＩＲ無線通信で制御装置130eに送られてくる命令によりワイパーを動作させる。

146は、パワーウィンドウ、ドアロックを動作させるドアアクチュエータであり、ドライバー148等により入力/表示装置140から操作情報が入力され、中央制御装置135からＵＷＢ−ＩＲ無線通信で制御装置135に送られてくる命令により動作させる。またドアアクチュエータ146は、開閉センサーを用いており、ドアの開閉情報が制御装置130fからＵＷＢ−ＩＲ無線通信で中央制御装置135に送られ、入力/表示装置140に表示される。

図２２の実施例のより具体的な構成を、タイヤ周り、及びドア周りの例を用いて説明するものが、図２３である。

図２３において、000はアンテナ、130a、130fは制御装置、131、131a、131fはUWB通信装置、132a、132f、136は制御ユニット、135は中央制御装置、137は入力装置、138は表示ディスプレイ、141aは温度センサー、141bは空気圧センサー、141cは歪みセンサー、146aはモーター、146bはドアロック装置、146cは開閉センサーをそれぞれ示す。

前輪及び後輪の各タイヤに設けられたセンサー141a、141b、141cは、それぞれタイヤの温度、空気圧、歪み量を計測し、それらの情報が各タイヤに対応して設けられた制御装置130aの制御ユニット132aに送られる。制御ユニット132aでは、タイヤ内の空気圧状態や温度状態を表す検出データを生成する。そして、これらのデータに制御装置130a特有の識別情報であるセンサーＩＤが付されたタイヤ圧情報が、UWB通信装置131aを介して、UWB-IR無線通信で中央制御装置135に送信される。中央制御装置の制御ユニット136では、これらのタイヤ圧情報を受け取り、センサーＩＤで特定される各タイヤの状態を判定する。例えば、特定されたタイヤの空気圧が規定値より低下していないか、タイヤの温度が規定値より上昇していないかを判定する。判定結果は、表示ディスプレイ138に表示する。特に、タイヤの空気圧が規定値より低下したり、タイヤの温度が規定値より上昇している場合には警告の必要があるので、このような異常時には、ドライバーへ警告するための表示をディスプレイ138に行う。

また、入力装置137からドライバーによって入力された命令は、制御ユニット136で処理され、命令を含む情報にアクチュエータＩＤを付した操作情報としてUWB通信装置131を介してUWB通信装置131fに送信される。送信された操作情報は制御ユニット132fにより処理され、ドアアクチュエータとしてのモーター146aを動作させ、パワーウィンドウを開閉する。または、ドアアクチュエータとしてのドアロック装置146bを動作させ、施錠、開錠を行う。また開閉センサー146cは、ドアの開閉状態を検知する。制御ユニット132fは、前記開閉情報を取得し、この開閉情報にセンサーＩＤを付してUWB通信装置131fから制御装置135に送信する。制御ユニット136では、前記受信された情報を元に、ドアが開いている場合、表示ディスプレイ138に表示する。

なお、制御装置135は、入力装置137やUWB通信装置を含み、さらに、ドアキーの機能も具備しドライバーを特定するＩＤ情報を用いて操作可能なドアロック用携帯端末として構成し、車外の通信領域からドライバーがドアアクチュエータを操作してドアの開閉、施錠、開錠を遠隔操作し得るように構成しても良い。

本発明は、以上のような例以外にも様々な制御、センシングに応用可能であり、無線でこのような制御・センシングを行うことにより、自動車製造時における配線の煩わしさを省き、またワイヤー類による重量の増加を大幅に削減することが可能となる。

また、自動車は一般にマルチパスや外乱のノイズの影響を受けやすい通信環境下にあり、従来の無線通信を前記のような車搭システムへ応用することは、その信頼性、コスト、消費電力の観点において課題が残る。本発明のＵＷＢ−ＩＲ無線装置は、高速で精度の高いウルトラワイドバンド信号の到来パルスのタイミングを高速に精度よく探索する同期捕捉機能及び同期追跡機能を備えているので、車搭システムへ応用しても、簡易な構成かつ低消費電力で、マルチパスや外乱のノイズに対しても強い、信頼性の高い通信が可能となる。すなわち、本発明のＵＷＢ−ＩＲ無線装置を用いることより、自動車向けのシステムとして、無線による信頼性の高い制御、センシング機能を提供できる。また、アナログディジタル変換の周波数を低く抑えた低コスト、低消費電力のシステムを提供することができる。

本発明に係る受信装置の第１の実施例を説明するための構成図。本発明による同期捕捉法の概念を説明する模式図。本発明による同期捕捉法の概念を説明する模式図。第１の実施例の受信の動作例を説明するフローチャート。第１の実施例におけるピークサーチ部の構成例を説明する概略図。第１の実施例における詳細同期捕捉部の構成例を説明する概略図。第１の実施例におけるタイミング信号生成部の構成例を説明する概略図。第１の実施例における同期追跡部の構成例を説明する概略図。第１の実施例のピークサーチの処理例を説明するフローチャート。第１の実施例におけるタイミング信号生成部を用いた位相シフト方法を説明する図。第１の実施例の詳細同期捕捉部の処理例を説明するフローチャート。第１の実施例におけるタイミング信号制御方法を説明する図。第１の実施例におけるタイミング信号制御方法を説明する図。第１の実施例における同期追跡部の原理を説明する波形図。本発明に係る受信装置の第2の実施例を説明するための構成図。第２の実施例における同期追跡部の構成例を説明する概略図の構成例を説明する概略図。本発明に係る受信装置の第３の実施例を説明するための構成図。第３の実施例におけるピークサーチ部の構成例を説明する概略図。第３の実施例における周波数偏差を推定するタイミングを説明する図。本発明に係る受信装置の第4の実施例を説明するための構成図。第４の実施例における同期追跡部の構成例を説明する概略図。本発明の受信装置を用いた通信装置の例を説明するための図。本発明の受信装置を用いた通信装置を利用するアプリケーションの構成例を説明する概略図。本発明の受信装置を用いた通信装置を利用するアプリケーション例を説明する概略図。図２２の例のうち、より具体的な構成をタイヤ周り、及びドア周りの例を用いて説明する図。直接拡散型UWB-IR送信装置の例を説明するための構成図。キャリアベース直接拡散型UWB-IR送信装置の例を説明するための構成図。 UWB-IR通信における信号の波形を説明するための図。 UWB-IR通信信号を受信する受信機の例を説明する構成図。逐次サーチ法を用いたパルス同期を確立する方法を説明する模式図。

符号の説明

000…アンテナ、010…帯域通過フィルタ(BPF)、011…低雑音増幅器(LNA)、012…可変ゲイン増幅器(VGA)、013…アナログディジタル変換器(ADC)、014…マッチトフィルタ(MF)、015…絶対値器、016…ピークサーチ部、017…詳細同期捕捉部、018…選択部、019…タイミング制御部、020…モード制御部、021…タイミング信号生成部、022…VGA制御部、023,116…復調部、024,117…同期追跡部、040,064…MFピーク検出部、041…ピーク検出部、042,065…閾値判定部、043,066…位相制御信号生成部、044…ステップ数制御部、045…VGA/閾値制御部、080,113…発振器、081…プログラマブル分周器、082…遅延素子、083…同期クロック生成部、110…ミキサー部、111…低域通過フィルタ(LPF)、114…90度位相器、115…電力計算部、120…スイッチ、121…UWB送信器、122…UWB受信器、123…ベースバンド部、124…アプリケーション部、130…制御装置、131…UWB通信装置、132,136…プロセッサ、133…アクチュエータ、134…センサー、135…中央制御装置、137…入力装置、138…表示装置、140…入力/表示装置、141,142,143,144,145,146…センサー/アクチュエータ、147…自動車。

Claims

間欠的なパルス列信号で情報をやり取りする通信方式に基づき伝送された伝送信号を公称のパルス繰返し周波数、又はその整数倍の周波数でサンプリングし受信する受信装置であって、
受信信号の復調前に、該受信信号のサンプリングタイミングとパルス位置もしくはパルス位相とを同期させる、初期同期捕捉デバイスを備えて成り、
該初期同期捕捉デバイスは、
前記伝送信号について、第１の探索分解能で前記周波数に対応した全ての位相を探索して最も大きい出力値をピーク値として保持すると共に、該ピーク値から前記受信信号の存在の有無を判定し、前記受信信号が存在する場合に該ピーク値の位相を含みかつ前記全ての位相よりも絞込まれた位相領域を新たなピーク位相推定領域として推定するピークサーチ機能と、
前記ピークサーチ機能で推定された前記ピーク位相推定領域を、第２の探索分解能により探索する詳細同期捕捉機能と
を具備して成ることを特徴とする受信装置。
請求項１において、
前記ピークサーチ機能は、前記第１の探索分解能もしくはこれよりも高い探索分解能で、前記新たなピーク位相推定領域の全ての位相を探索して最も大きい出力値をピーク値として保持し、さらに、該ピーク値の位相を含みかつ前記ピーク位相推定領域よりも狭い位相領域を新たなピーク位相推定領域として推定する処理を複数回繰り返すことを特徴とする受信装置。
請求項２において、
前記ピークサーチ機能は、前記ピーク位相推定領域が前記伝送信号の持つパルス幅ＴＷと同等かそれ以下になるまで、前記処理を繰り返すことを特徴とする受信装置。
請求項１において、
受信した前記伝送信号を前記ピークサーチの前段階において所定の増幅率で増幅する増幅器を備えて成り、
前記ピークサーチ機能は、保持された前記最も大きい出力値に応じて、前記増幅率を変更する
ことを特徴とする受信装置。
請求項１において、
前記ピークサーチ機能は、前記ピークサーチ機能または前記詳細同期捕捉機能における信号の有無を判定するための閾値判定部を備えてなり、
保持された前記最も大きい出力値に応じて、前記閾値を変更する
ことを特徴とする受信装置。
請求項１において、
前記詳細同期捕捉機能における前記第２の探索分解能を前記ピークサーチ機能における前記第１の探索分解能よりも高くすることを特徴とする受信装置。
請求項１において、
前記ピークサーチ及び前記詳細同期捕捉に入力される前記出力値は、前記伝送信号に施された拡散符号系列をタップ係数に持つマッチトフィルタの出力であることを特徴とする受信装置。
請求項１において、
前記公称のパルス繰返し周波数、又はその整数倍の周波数でサンプリングするタイミングより早い位相でサンプリングする機能と、
前記タイミングより遅い位相でサンプリングする機能と、
前記二つの早い位相と遅い位相でサンプリングされた信号を送信信号に施された拡散符号で逆拡散する機能と、
前記二つの逆拡散する信号の差分をとる機能と、
該差分信号から前記３種類のサンプリングのタイミングを制御する機能と
を具備することを特徴とする受信装置。
請求項１において、
前記ピークサーチ及び前記詳細同期捕捉に入力される前記出力値は、受信信号を送信信号の搬送波周波数をもつ９０度位相が互いにずれた信号を乗算し高域成分を除去することにより生成される、周波数変換され２つの直交成分に分けられた信号を、前記公称のパルス繰返し周波数、又はその整数倍の周波数でサンプリングし、送信信号に施された拡散符号系列をタップ係数にもつマッチトフィルタに入力された、２つの出力から計算された電力成分もしくは振幅成分であることを特徴とする受信装置。
請求項１において、
前記初期同期捕捉デバイスは、
前記サンプリングのタイミングを与えるクロックを、前記公称のパルス繰返し周波数の整数倍の周波数を持つ信号を分周することによって得ると共に、
前記ピークサーチ及び前記詳細同期を行う際の位相のシフトは、前記分周数を可変にすることによって行う
ことを特徴とする受信装置。
請求項９において、
前記初期同期捕捉デバイスは、
前記サンプリングのタイミングを与えるクロックを、公称のパルス繰返し周波数の整数倍の周波数を持つ信号を分周することによって得ると共に、
前記ピークサーチ及び前記詳細同期を行う際の位相のシフトは、前記分周数を可変にすることによって行い、
前記公称のパルス繰返し周波数の整数倍の周波数を持つ信号として、前記伝送信号の搬送波周波数をもつ信号を用いる
ことを特徴とする受信装置。
請求項９において、
前記ピークサーチ機能は、
前記２つの直交成分に分けられた２つの信号から、前記伝送信号の搬送波周波数と受信機の発振周波数との周波数偏差を推定する機能を有し、
前記周波数偏差の推定結果に応じた複素数を、前記２つの直交成分に分けられた２つの信号と複素乗算することにより位相回転する
ことを特徴とする受信装置。
請求項１において、
前記初期同期捕捉デバイスは、
前記公称のパルス繰返し周波数、又はその整数倍の周波数でサンプリングするタイミングより早い位相でサンプリングする機能と、
前記タイミングより遅い位相でサンプリングする機能と、
前記二つの位相でサンプリングされた信号を送信信号に施された拡散符号で逆拡散する機能と、
前記二つの逆拡散する信号の差分をとる機能と、
前記差分信号から前記３種のサンプリングタイミングを制御する機能と
を具備し、
前記ピークサーチ機能及び前記詳細同期捕捉機能は、
前記二つの位相でサンプリングされた信号を合成したものを入力信号とし、
前記二つの位相でサンプリングされた信号を合成したものから復調する
ことを特徴とする受信装置。
間欠的なパルス列信号で情報をやり取りする通信方式に基づき伝送された伝送信号を公称のパルス繰返し周波数、又はその整数倍の周波数でサンプリングし受信信号として受信する受信装置であって、
前記受信信号の復調前に該受信信号のサンプリングタイミングとパルス位置もしくはパルス位相とを同期させる、初期同期捕捉デバイスを備えて成り、
該初期同期捕捉デバイスは、
前記伝送信号について、前記周波数に対応した全ての位相を探索して最も大きい出力値をピーク値として保持し、該ピーク値から前記受信信号の存在の有無を判定し、前記受信信号が存在する場合に該ピーク値の位相を含みかつ前記周波数に対応した全ての位相領域より狭い領域を新たなピーク位相推定領域として推定するピークサーチ機能と、
前記ピークサーチ機能で推定された前記ピーク位相推定領域において詳細に同期捕捉を行う詳細同期捕捉機能とを備えて成り、
前記ピークサーチ機能は、前記ピーク位相推定領域が前記伝送信号の持つパルス幅ＴＷと同等かそれ以下になるまで、前記処理を繰り返す
ことを特徴とする受信装置。
請求項１４において、
前記ピークサーチ機能は、
受信した前記伝送信号を前記ピークサーチの前段階で増幅する増幅率を変更する機能、もしくは、前記ピーク位相の存在の有無を判定する閾値を変更する機能の少なくとも１つの機能を備え、
前記増幅率もしくは前記閾値を、前記保持された最も大きいピーク値に応じて変更する
ことを特徴とする受信装置。
請求項１４において、
到来パルス列の公称のパルス周期またはその整数倍の周期でアナログディジタル変換を行うアナログディジタル変換器と、
前記変換タイミングを与えるクロックを供給するタイミング信号生成部とを備え、
前記初期同期捕捉において、前記到来パルスと前記アナログディジタル変換のタイミングを同期させると共に、前記変換のタイミングの位相をシフトさせることにより、前記初期同期捕捉における探索の分解能を高める
ことを特徴とする受信装置。
送信機能と受信機能とを具備し、間欠的なパルス列信号で情報をやり取りする通信装置であって、
前記受信機能は、到来パルスを初期同期捕捉する初期同期捕捉デバイスを備えて成り、
該初期同期捕捉デバイスは、
所定の探索分解能で前記パルス間の全位相を探索し、前記到来パルスに関して最も出力値の高いピーク位相がある領域を推定し、さらに該推定領域内の全位相を探索することを繰り返し、前記ピーク位相のある推定領域を所定の範囲内になるまで絞込むピークサーチ機能と、
前記絞込まれた推定位相領域において前記ピークサーチ機能における探索分解能よりも細かい探索分解能で前記ピーク位相の同期捕捉を行う詳細同期捕捉機能と
を具備して成ることを特徴とする通信装置。
請求項１７において、
前記ピークサーチ機能は、前記絞込みの過程で、受信した前記パルス列信号を前記ピークサーチの前段階で増幅する増幅率を変更する機能、もしくは、前記ピーク位相の存在の有無を判定する閾値を変更する機能の少なくとも１つの機能を備えて成ることを特徴とする通信装置。
送信機能と受信機能とを具備し、間欠的なパルス列信号で情報をやり取りする通信装置を含んでなるUWB受信器、UWB送信器、及びベースバンド部を備えたUWB通信装置と、プロセッサとを備えた制御装置であって、
該制御装置に接続されたセンサーから得られるデータを前記プロセッサにより演算処理し、ＵＷＢ−ＩＲ無線通信により中央制御装置へ送信する機能を備えて成り、
前記通信装置の前記受信機能は、到来パルスを初期同期捕捉する初期同期捕捉デバイスを備えて成り、
該初期同期捕捉デバイスは、
所定の探索分解能で前記パルス間の全位相を探索し、前記到来パルスに関して最も出力値の高いピーク位相がある領域を推定し、さらに該推定領域内の全位相を探索することを繰り返し、前記ピーク位相のある推定領域を所定の範囲内になるまで絞込むピークサーチ機能と、
前記絞込まれた推定位相領域において前記ピークサーチ機能における探索分解能よりも細かい探索分解能で前記ピーク位相の同期捕捉を行う詳細同期捕捉機能とを具備して成る
ことを特徴とする制御装置。
請求項１９において、
前記センサーで検知した自動車に搭載された機器類の状態を前記プロセッサで演算処理し、ＵＷＢ−ＩＲ無線通信でＵＷＢ−ＩＲ無線通信により車載の中央制御装置に送信する機能と、
前記機器に対する操作指令を前記中央制御装置から前記ＵＷＢ−ＩＲ無線通信で受信し、前記プロセッサで演算処理して前記機器類を駆動するアクチュエータを制御する機能とを備えて成る
ことを特徴とする制御装置。