JP2012095058A - 通信装置および送信高調波低減方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】送信高調波を低減する場合において、消費電流の増大を回避することを目的とする。
【解決手段】直交変調器を含む送信回路1と、直交復調器として動作し、通常通信時には外部からの受信信号を復調し、電源投入から通常通信の受信開始までの無伝送期間においては、局発信号を高調波受信用に切り替えて送信回路1が出力する信号に含まれる高調波の信号レベルを検出する受信回路2と、変調信号に含まれる高調波を抽出し、当該高調波を、前記信号レベルが所定のしきい値以下となるように調整する高調波抽出回路4および電圧制御回路5と、を有し、送信回路1は、前記無伝送期間においては、変調信号を増幅した信号と調整中の信号とを合成した信号を受信回路2に出力し、通常通信時には、変調信号を増幅した信号と調整済みの信号とを合成した信号を、送信信号として出力する。
【選択図】図1
【解決手段】直交変調器を含む送信回路1と、直交復調器として動作し、通常通信時には外部からの受信信号を復調し、電源投入から通常通信の受信開始までの無伝送期間においては、局発信号を高調波受信用に切り替えて送信回路1が出力する信号に含まれる高調波の信号レベルを検出する受信回路2と、変調信号に含まれる高調波を抽出し、当該高調波を、前記信号レベルが所定のしきい値以下となるように調整する高調波抽出回路4および電圧制御回路5と、を有し、送信回路1は、前記無伝送期間においては、変調信号を増幅した信号と調整中の信号とを合成した信号を受信回路2に出力し、通常通信時には、変調信号を増幅した信号と調整済みの信号とを合成した信号を、送信信号として出力する。
【選択図】図1
Description
本発明は、送信高調波を低減する通信装置に関する。
無線通信システムにおいて、送信希望信号の2,3,…n倍の周波数成分である高調波は、電波障害の原因になることから、電波法および使用システムの規格等により、その量が制限されている。そのため、無線通信システムにおいては、従来から、高調波を低減するための技術が検討されている。
たとえば、従来の無線通信システムでは、送信側の通信装置が、直交変調器(QMOD)およびパワーアンプ(PA)から出力される高調波を低減するために、PAの後段にローパスフィルタ(LPF)を配置する(第1の方法)。この装置では、QMODから出力される高調波が、PA自体が発生する高調波に重畳され、その後、重畳された高調波がLPFにより低減され、高調波低減後の信号がアンテナから送信される。
また、無線通信システムにおけるその他の送信高調波低減技術として、以下のような回路構成を用いた方法(第2の方法)がある。たとえば、送信側の通信装置では、QMODの出力信号を分岐し、一方をPAの入力とし、他方の出力を、バンドパスフィルタ(BPF)、移相器(PS)、利得可変増幅器(VGA)経由で上記PAに接続する。BPFは、送信信号を減衰させて高調波を取り出す回路であり、PSは、電圧制御により高調波の位相を可変させる回路であり、VGAは、電圧制御により高調波の利得を可変させる回路である。また、このような回路構成を採用する場合は、さらに、検波回路(DET)がPAの出力信号から高調波を検波し、電圧制御回路(Vcont)が、高調波の検波信号レベルが最小となるように、PSおよびVGAの電圧を制御する。たとえば、PSおよびVGAにより位相および利得が可変された後の信号とPA自体で発生する高調波が逆相でかつ等振幅となるように、VcontがPSおよびVGAの電圧を制御することにより、送信信号に含まれる高調波を低減することができる。
しかしながら、上記第1の方法を採用する通信装置では、高調波を低減するためのLPFにより通過帯域のロスが増加し、それを補うためにPAの出力レベルを上げる必要があるため、消費電流が増大する、という問題があった。
また、上記第2の方法を採用する通信装置においては、フィードバック系の専用回路(検波回路等)が必要になることから、消費電流が増大する、という問題があった。
開示の技術は、上記に鑑みてなされたものであって、送信高調波を低減する場合において、消費電流の増大を回避可能な通信装置を提供することを目的とする。
本願の開示する通信装置は、一つの態様において、直交変調器を含む送信部と、通信時には外部からの受信信号を復調し、電源投入から通信の受信開始までの無伝送期間においては、局発信号を高調波受信用に切り替えて前記送信部が出力する信号に含まれる高調波の信号レベルを検出する受信部と、前記直交変調器が出力する変調信号に含まれる高調波を抽出し、当該高調波を、前記信号レベルが所定のしきい値以下となるように調整する制御部と、を有し、前記送信部は、前記無伝送期間においては、前記直交変調器が出力する変調信号を増幅した信号と前記制御部が出力する調整中の信号とを合成した信号を前記受信部に出力し、通信時には、前記直交変調器が出力する変調信号を増幅した信号と前記制御部が出力する調整済みの信号とを合成した信号を出力する。
本願の開示する通信装置の一つの態様によれば、消費電流の増大を回避することができる、という効果を奏する。
以下に、本願の開示する通信装置の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施例によりこの発明が限定されるものではない。
図1は、送信高調波を低減可能な通信装置の実施例1の構成例を示す図である。この通信装置は、送信回路1と受信回路2と共用器(DUP)3と高調波抽出回路4と電圧制御回路(Vcont)5を有する。この通信回路では、電源投入時点から通常通信の受信開始までの受信回路の休止期間において、既存の受信回路を利用して送信高調波を低減させるための処理を行う。
上記通信装置において、送信回路1は、デジタル変調器(QMOD)11とパワーアンプ(PA)12とサーキュレータ(CIR)13を有する。送信回路1は、QMOD11の出力信号をPA12にて増幅し、増幅後の信号をCIR13のポート_1の入力とし、この信号と後述する高調波抽出回路4の出力信号とを合成した信号をポート_2から出力する。さらに、送信回路1では、QMOD11の出力信号を後述する高調波抽出回路4に対しても出力する。また、本実施例において使用するデジタル変調器11は、IQ平面を利用した直交変調器であり、直交変調波を出力する。また、CIR13は、一例として4ポート(端子)のものを使用し、ポート_3を終端し、高調波抽出回路4の出力信号をポート_4の入力とする。なお、本実施例のCIR13は一例であり、5ポート以上のCIRを使用することとしてもよい。
受信回路2は、低雑音増幅器(LNA)21と2つのミキサ(MIX)と2つの自動利得制御器(AGC)と2つのローパスフィルタ(LPF)と2つのA/D変換器(ADC)とシンセサイザ(SYN)26と90度移相器(90度PS)27と復調回路28を有する。なお、90度PS27は、一方の位相を0度のままに、他方の位相を90度シフトするとともに、それぞれの周波数を2分周し出力する回路である。受信回路2では、受信信号をLNA21にて増幅して分岐し、一方を、SYN26の局発信号(RXLO)を90度PS27にて移相せずに出力した信号で駆動されたミキサ22−1の入力とする。また、他方を、上記RXLOを90度PS27にて90度移相させた信号で駆動されたミキサ22−2の入力とする。そして、ミキサ22−1が、出力信号をAGC23−1、LPF24−1、ADC25−1経由で復調回路28に出力する(I信号入力)。また、ミキサ22−2が、出力信号をAGC23−2、LPF24−2、ADC25−2経由で復調回路28に出力する(Q信号入力)。復調回路28では、IQ信号のレベルを電源投入時点から通常通信の受信開始までの受信回路の休止期間において常時検出し、IQ信号レベルを後述するVcont5に出力する。本実施例では、送信高調波を低減するために、専用回路(高調波を検波するための検波回路等)を設けることなく、通信装置が既に備えている通常の通信時に使用する受信回路2を使用する。なお、受信回路2は、本実施例で使用可能な直交復調器(QDEM)の一例であって、直交復調器であればよくこの構成に限るものではない。
共用器(DUP)3は、送信回路1から出力される送信信号を外部に送信し、外部からの信号を受信して受信回路2に出力する回路である。また、TX−RXを経由して送信側が送信した信号を受信側で受け取ることも可能である。
高調波抽出回路4は、バンドパスフィルタ(BPF)41と移相器(PS)42と可変利得増幅器(VGA)43とPS42用のD/A変換器(DAC)44とVGA43用のDAC45を有する。BPF41はQMOD11出力の主信号を減衰させ、所望の高調波を抽出する。PS42およびVGA43は、後述するVcont5の制御により、BPF41から受け取った高調波の位相および利得を可変させる。高調波抽出回路4は、PS42およびVGA43により位相および利得が調整された信号をCIR13のポート_4に出力する。
電圧制御回路(Vcont)5は、復調回路28から得られるIQ信号レベルが最小となるように、DAC44,45に設定するデジタル値を随時変更する。このようにデジタル信号を随時変更することにより、DAC44,45出力のアナログ値が変化し、PS42およびVGA43を制御することが可能となる。なお、本実施例では、信号レベルが最小かどうかの判断を、たとえば、基準となるしきい値を用いて行う。すなわち、Vcont5では、信号レベルが、予め設定されているしきい値以下となった場合に、最小であると判断する。
つづいて、上記のように構成される通信装置の動作を図1に従って説明する。本実施例では、一例として、2倍高調波を低減する場合について説明する。
電源投入後、送信回路1では、予め用意しておいた高調波検出用の送信データをQMOD11に対して入力する。QMOD11により所定の変調処理が行われた後、送信回路1では、QMOD11の出力信号を分岐して、一方をPA12の入力とし、他方を高調波抽出回路4のBPF41に出力する。PA12では、QMOD11の出力信号を増幅し、増幅後の信号をCIR13のポート_1に出力する。一方、BPF41では、QMOD11出力の主信号を減衰させ、たとえば、2倍高調波を抽出し、抽出した2倍高調波をPS42に出力する。
PS42およびVGA43では、Vcont5の制御により、受信した信号の位相および利得を調整する。具体的には、まずVcont5がDAC44,45に対して初期値(デジタル値)を設定し、その後、復調回路28から得られるIQ信号レベルに応じてDAC44,45に設定するデジタル値を変更する。これにより、DAC44,45が出力するアナログ信号が可変し、PS42およびVGA43の位相および利得が調整される。VGA43は、位相および利得が調整された信号をCIR13のポート_4に出力する。
そして、CIR13では、PS42およびVGA43において位相および利得が調整された信号と、上記PA12により増幅された信号とを合成し、この合成信号をポート_2から出力する。
一方、受信回路2では、DUP3のTX−RX経路より得られる、たとえば、上記合成信号に含まれる2倍高調波を受信するために、RXLOを2倍高調波用に切り替える。そして、復調回路28が、2倍高調波に対応するIQ信号のレベルを検出し、そのIQ信号レベルをVcont5に出力する。
Vcont5では、復調回路28から受信するIQ信号レベルの変化に応じて、IQ信号レベルが最小となるように、DAC44,45に設定するデジタル値を変更し、PS42およびVGA43を制御する。たとえば、QMOD11出力を分岐してBPF41にて抽出した2倍高調波をPS42およびVGA43にて調整した信号と、PA12で発生する高調波とが、逆相かつ等振幅になるようにVcont5が電圧制御を行う。これにより。本実施例の通信装置は、2倍高調波が除去(低減)された送信信号を出力することができる。
そして、Vcont5は、IQ信号レベルが最小となった時点のDAC44,45に対する設定値(デジタル値)を固定とする。
本実施例の通信装置は、以上の処理を、電源投入時点から、受信回路2が通常の通信に使用されるまでの、受信回路2の休止期間で実行し、通常の通信開始後は、常時2倍高調波が除去(低減)された通信を行う。
上述してきたように、本実施例では、電源投入時点から、受信回路2が通常の通信に使用されるまでの期間で、休止状態にある既存の受信回路2を利用して送信高調波を低減させるための処理を行うこととした。これにより、高調波を帰還させるための専用回路(検波回路等)が不要となり、消費電流の増大を回避することが可能となる。
また、本実施例では、QMODから出力される高調波を低減するために、PAの後段にLPFを配置しない構成とした。これにより、電流増大の最大の要因となるPAの出力レベルを上げる必要がなくなるため、消費電流の増大を回避することが可能となる。
なお、本実施例においては、一例として2倍高調波を低減する場合について記載したが、これに限らず、3倍、4倍、…n倍の高調波を低減することも可能である。3倍、4倍、…n倍の高調波を低減する場合は、BPF41を3倍、4倍、…n倍の高調波を抽出できるフィルタに変更し、さらに、3倍、4倍、…n倍の高調波用にRXLOを切り替える。
実施例2は、実施例1の通信装置の回路構成を利用して、さらなる消費電流削減を実現する。
図2は、送信高調波を低減可能な通信装置の実施例2の構成例を示す図である。この通信装置は、送信回路1と受信回路2aと共用器(DUP)3と高調波抽出回路4aと電圧制御回路(Vcont)5aとメモリ6aとスイッチ(SW)7aを有する。この通信回路では、電源投入時点から通常通信の受信開始までの受信回路の休止期間において、既存の受信機能を利用して送信高調波を低減させるための処理を行う。
ここで、本実施例の通信装置、および本実施例の通信装置が適用される無線通信システムにおける無線規格について説明する。
本実施例の通信装置は、一例として、次世代の携帯電話システムにおけるLTEを採用し、LTEのアップリンクにおいてSC−FDMAを使用する。このSC−FDMAでは、RB(Resource Block)を基本単位(1RBは180kHz)としてアップリンク伝送が行われる。そのため、本実施例の通信装置は、このRB数を最小数1からチャネル帯域幅(CBW)に応じた最大数まで変化させながら、一定の平均出力電力を維持した通信を行う。
また、無線規格“3GPP TS 36.101”におけるLTEのスプリアス規定は−30dBmであり、試験条件としてスペクトラムアナライザの分解能帯域幅(RBW)が1MHzで指定されている。これは、UMTSの規格“TS25.101”と同一であるが、LTEの少数RB送信時においては、RBが少数であるほど高調波が狭帯域となるため、使用帯域幅の大きいUMTS(3.84MHz)と比較すると規格厳格化されたことになる。たとえば、LTEの少数RB送信時(たとえば、RB数が5以下の場合)においては、高調波はRBW(1MHz)内に集中し、スプリアス規定の−30dBmを実現することがUMTSよりも困難となる。
具体的には、UMTSの2倍高調波が下記(1)式のように7.68MHzでエネルギーが約1/7に分散されるのに対し、たとえば、LTE/1RB送信時の2倍高調波は、下記(2)式のように、360kHzで狭帯域となり、RBW内に集中する。すなわち、UMTSは7.68MHzでスプリアス規定の−30dBmを満たすことになるが、一方、LTE/1RB送信時は360kHzでスプリアス規定の−30dBmを満たすことになる。
UMTSの2倍高調波の帯域幅:
2×3.84MHz=7.68MHz …(1)
LTE/1RB送信時の2倍高調波の帯域幅:
2×180kHz=360kHz(RBW(1MHz)内) …(2)
UMTSの2倍高調波の帯域幅:
2×3.84MHz=7.68MHz …(1)
LTE/1RB送信時の2倍高調波の帯域幅:
2×180kHz=360kHz(RBW(1MHz)内) …(2)
そこで、本実施例の通信装置は、上記無線規格を満たしつつ、さらなる消費電流削減を実現する。以下に、実施例2の通信装置の構成を詳細に説明する。なお、前述した実施例1の通信装置と同一の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。
本実施例の通信装置において、受信回路2aは、実施例1の受信回路2の構成に加えて、さらにスイッチ(SW)29を有する。SW29は、MIX22−1と90度PS27の間に配置する。受信回路2aでは、通常通信時は、MIX22−1と90度PS27を接続する。一方、電源投入時点から受信回路2aが通常の通信に使用されるまでの期間については、MIX22−1とSYN26を接続する。SW29をMIX22−2と90度PS27の間に配置してもよいが、本実施例では、一例として、MIX22−1側に配置する場合について説明する。また、この状態に伴って、電源投入時点から受信回路2aが通常の通信に使用されるまでの期間については、MIX22−2とAGC23−2とLPF24−2とADC25−2と90度PS27を休止状態(パワーセーブ動作)とする。
高調波抽出回路4aは、一例として、実施例1の回路構成を2系統備え、たとえば、2倍高調波と3倍高調波を抽出可能な構成とする。第1の系統は、2倍高調波を抽出可能であり、BPF41−1とPS42−1とVGA43−1とDAC44−1とDAC45−1を有する。また、第2の系統は、3倍高調波を抽出可能であり、BPF41−2とPS42−2とVGA43−2とDAC44−2とDAC45−2を有する。そして、ハイブリッド46aが、第1の系統の出力と第2の系統の出力を合成して出力する。なお、各系統の構成要素は、それぞれ実施例1のBPF41とPS42とVGA43とDAC44とDAC45に対応する。
電圧制御回路(Vcont)5aは、復調回路28から得られるI信号レベルまたはQ信号レベル(以下、本実施例ではI信号レベルとして説明する。)が最小となるように、各DACに設定するデジタル値を随時変更する。また、Vcont5aは、I信号レベルまたはQ信号レベル(本実施例ではI信号レベル)が最小となった時点で、そのときの各DACに設定しているデジタル値をメモリ6aに記憶し、同時に、各DACに設定しているデジタル値を初期値にする。また、Vcont5aは、通常通信時において、RB数が少数の場合(本実施例では、一例として「5以下」を少数とし、「6以上」を多数とする。)に、メモリ6aから上記処理で記憶したデジタル値を読み出し、各DACに設定する。なお、本実施例においても、実施例1と同様に、信号レベルが最小かどうかの判断を、たとえば、基準となるしきい値を用いて行う。すなわち、Vcont5aでは、信号レベルが、予め設定されているしきい値以下となった場合に、最小であると判断する。
スイッチ7aは、DUP3をアンテナ(ANT)側に接続するか、終端側に接続するか、を切り替えるスイッチである。電源投入時点から受信回路2aが通常の通信に使用されるまでの期間については、DUP3を終端側に接続し、通常通信時はDUP3をアンテナ側に接続する。
つづいて、上記のように構成される通信装置の基本動作を図2に従って説明する。本実施例では、一例として、2倍高調波と3倍高調波を低減する場合について説明する。なお、本実施例では、2倍高調波に対応する処理を実行後、3倍高調波に対応する処理を実行することとするが、順番は任意である。また、受信回路2aでは、電源投入後、SW29が、MIX22−1とSYN26を接続する。この時点で、MIX22−2とAGC23−2とLPF24−2とADC25−2と90度PS27については休止状態である。また、電源投入後、SW7aは、アンテナから不要輻射を避けるため終端側に接続する。
電源投入後、まず、送信回路1のQMOD11が、予め用意されたRB少数用の送信データを受け取る。QMOD11により所定の変調処理が行われた後、送信回路1では、QMOD11の出力信号を分岐して、一方をPA12の入力とし、他方を高調波抽出回路4aのBPF41−1に出力する。PA12では、QMOD11の出力信号を増幅し、増幅後の信号をCIR13のポート_1に出力する。一方、BPF41−1では、QMOD11出力の主信号を減衰させ、2倍高調波を抽出し、抽出した2倍高調波をPS42−1に出力する。
PS42−1およびVGA43−1では、Vcont5aの制御により、受信した信号の位相および利得を調整する。具体的には、まずVcont5aがDAC44−1,45−1に対して初期値(デジタル値)を設定し、その後、復調回路28から得られるI信号レベルに応じてDAC44−1,45−1に設定するデジタル値を変更する。これにより、DAC44−1,45−1が出力するアナログ信号が可変し、PS42−1およびVGA43−1の位相および利得が調整される。VGA43−1は、位相および利得が調整された信号をハイブリッド46a経由でCIR13のポート_4に出力する。
そして、CIR13では、PS42−1およびVGA43−1において位相および利得が調整された信号と、上記PA12により増幅された信号とを合成し、この合成信号をポート_2から出力する。
一方、受信回路2aでは、DUP3のTX−RX経路より得られる、上記合成信号に含まれる2倍高調波を受信するために、RXLOを2倍高調波用に切り替える。そして、復調回路28が、2倍高調波に対応するI信号のレベルを検出し、そのI信号レベルをVcont5aに出力する。
Vcont5aでは、復調回路28から受信するI信号レベルの変化に応じて、I信号レベルが最小となるように、DAC44−1,45−1に設定するデジタル値を変更し、PS42−1およびVGA43−1を制御する。たとえば、BPF41−1にて抽出した2倍高調波をPS42−1およびVGA43−1にて調整した信号と、PA12で発生する高調波とが、逆相かつ等振幅になるようにVcont5aが電圧制御を行う。
そして、Vcont5aは、I信号レベルが最小となった時点のDAC44−1,45−1に対する設定値(デジタル値)をメモリ6aに記憶する。これらの設定値は、通常の通信時においてRB数が少数の場合に、2倍高調波を低減するための設定値として設定される値である。また、上記記憶する処理と同時に、DAC44−1,45−1に対する設定値を初期値に戻す。また、本実施例では、2倍高調波を低減するための設定値を記憶する処理を実行後、さらに、上記第2の系統を用いて3倍高調波に関しても同様の処理を繰り返し実行する。Vcont5aでは、I信号レベルが最小となった時点のDAC44−2,45−2に対する設定値(デジタル値)をメモリ6aに記憶する。そして、DAC44−1,45−1に対する設定値を初期値に戻し、SW29はMIX22−1と90度PS27を接続する。
上記2倍高調波および3倍高調波を低減するための設定値をメモリ6aに記憶する処理を完了し、SW29がMIX22−1と90度PS27を接続した後、本実施例の通信装置は、SW7aをアンテナ側に接続し、通常の通信を開始する。
通常の通信が開始されると、Vcont5aは、たとえば、基地局より既に取得済みのRB数情報を得る。そして、Vcont5aでは、RBが少数の場合のときのみ、高調波抽出回路4aを起動させ(それ以外のときは休止状態)、記憶された設定値をメモリ6aからすべて読み出し、対応するDACに設定する。この状態で、BPF41−1とPS42−1とVGA43−1とDAC44−1とDAC45−1を有する第1の系統からは、QMOD11から抽出した2倍高調波に対して位相および利得を調整した信号が出力される。また、BPF41−2とPS42−2とVGA43−2とDAC44−2とDAC45−2を有する第2の系統からは、QMOD11から抽出した3倍高調波に対して位相および利得を調整した信号が出力される。そして、ハイブリッド46aが、第1の系統からの出力信号と第2の系統からの出力信号を合成し、この合成信号を送信回路1に出力する。送信回路1では、PA12が発生する2倍高調波および3倍高調波を上記合成信号により相殺し、送信高調波が低減された信号を出力する。これにより、本実施例の通信装置のアンテナからは、送信高調波が低減された信号が送信される。
なお、RBが多数の場合は、高調波抽出回路4aが休止状態であるため、送信回路1のみにより送信処理が行われる。
つづいて、電源投入時点から通常の受信開始までの期間の消費電流削減動作、および通常通信時の消費電流削減動作を、フローチャートを用いて時系列的に説明する。なお、本実施例では、便宜上、2倍高調波を低減するための設定値を記憶した後、3倍高調波を低減するための設定値を記憶するものとする。
図3は、電源投入時点から通常の受信開始までの期間の動作フローを示す図である。電源投入後、本実施例の通信装置は、全回路休止の状態(パワーセーブ動作)から、受信回路2aの休止状態を解除する(S1)。このとき、MIX22−2とAGC23−2とLPF24−2とADC25−2と90度PS27については、休止状態を維持する。また、本実施例の通信装置は、SW7aを終端側に接続し、SW29はMIX22−1とSYN26を接続する(S2)。そして、本実施例の通信装置は、送信回路1および高調波抽出回路4aの休止状態を解除する(S3)。
また、この時点で、QMOD11が、予め用意されたRB少数用の送信データ(TXIQデータ)を受け取る(S4)。なお、この時点で、DAC44−1,45−1には、初期値が設定されているものとする。また、受信回路2aでは、DUP3のTX−RX経路より得られる2倍高調波を受信するために、RXLOを2倍高調波用に切り替える(S5)。
この状態で、送信回路1、高調波抽出回路4a、受信回路2aがそれぞれ所定の動作を行うことにより、Vcont5aは、復調回路28から初回のI信号レベルを受け取る(S6)。その後、Vcont5aでは、復調回路28から受信するI信号レベルの変化に応じて、まず、DAC44−1に設定するデジタル値を変更し、PS42−1を制御する(S7,S8 No)。すなわち、QMOD11にて抽出した2倍高調波の位相を制御する。そして、位相が一致し、I信号レベルが設定されているしきい値以下になった時点で(S8 Yes)、Vcont5aは、その時点のDAC44−1に対する設定値をメモリ6aに記憶する(S9)。つぎに、Vcont5aは、DAC45−1に設定するデジタル値を変更し、VGA43−1を制御する(S10,S11 No)。すなわち、位相一致後の信号の利得を制御する。そして、Vcont5aは、I信号レベルが最小となった時点で(S11 Yes)、その時点のDAC45−1に対する設定値をメモリ6aに記憶する(S12)。
つぎに、3倍高調波に関し、上記S5〜S12の処理を行い、DAC44−2,45−2に対する設定値をメモリ6aに記憶する。
3倍高調波に関して上記S5〜S12の処理を実行後、送信回路1では、送信処理を停止する(S13)。そして、本実施例の通信装置は、SW7aをアンテナ側へ接続し、SW29がMIX22−1と90度PS27を接続し(S14)、全回路を休止状態とする。
以上のように、本実施例では、電源投入時点から通常通信の受信開始までの期間において、既存の受信機能を利用して送信高調波を低減させるための処理を行うことにより、消費電流を削減している。また、受信回路の一部を休止状態にすることにより、さらなる消費電流の削減を実現している。
図4は、通常通信時の動作フローを示す図である。まず、通常の通信が開始され、全回路休止の状態から受信回路2aの休止状態が解除されると(S21)、Vcont5aは、RB数情報を取得する(S22)。
Vcont5aにてRB数情報を確認した結果、RB数が多数(6以上)の場合(S23 No)、本実施例の通信装置では、送信回路1の休止状態を解除する(S26)。
一方、Vcont5aにてRB数情報を確認した結果、RB数が少数(5以下)の場合、本実施例の通信装置では、高調波抽出回路4aの休止状態を解除する(S24)。Vcont5aでは、メモリ6aから2倍高調波および3倍高調波を低減するための設定値をすべて読み出し、対応するDACに設定する(S25)。その後、本実施例の通信装置では、送信回路1の休止状態を解除する(S26)。
この状態で、本実施例の通信装置では、通常の送信を開始し(S27)、送信終了で(S28)再度全回路を休止状態とする。
以上のように、本実施例では、RB数が少数の場合にのみ高調波抽出回路4aを動作させ、RB数が多数の場合には高調波抽出回路4aを休止状態とすることによって、消費電流を削減している。
上述してきたように、本実施例では、電源投入時点から通常通信の受信開始までの期間において、送信高調波を低減させるための設定値を記憶し、通常通信時においては、RB数が少数の場合にのみ高調波抽出回路4aを駆動することとした。これにより、LTEのアップリンクにおいてSC−FDMAを使用する場合であっても、実施例1と同様に、消費電力の増大を回避することが可能となる。
また、本実施例では、RB数が少数の場合にのみ高調波抽出回路4aを駆動し、RB数が多数の場合には高調波抽出回路4aを休止状態とする構成とした。これにより、UMTSおよびLTEの双方における無線回路を同一構成とすることができる。すなわち、3GPP規格の厳格化に対応できる装置構成となっている。また、RB数が多数の場合に高調波抽出回路4aを休止状態にすることで、さらなる消費電力の削減を実現できる。
なお、本実施例では、一例として、2倍高調波および3倍高調波を抽出可能な2系統の回路を設けることとしたが、これに限らず、3系統以上の回路を設けてもよいし、また、任意のn倍高調波を抽出可能な構成としてもよい。
また、高調波に周波数特性がある場合は、Vcont5aにおいてさらにARFCN情報を得て、チャネルの位置(たとえば、L/M/H channel)毎に、上記S5〜S12の処理を繰り返し実行することとしてもよい。たとえば、この処理を図3に適用すると、まず、本実施例の通信装置は、2倍高調波を低減するための設定値を記憶する処理を、L,M,Hの位置で3回繰り返し実行する。その後、本実施例の通信装置は、3倍高調波を低減するための設定値を記憶する処理を、L,M,Hの位置で3回繰り返し実行し、これらの処理を合計6回繰り返すことになる。
また、本実施例では、消費電力削減効果を最大限に引き出すために、電源投入時点から通常通信の受信開始まで期間において、送信高調波を低減するための設定値を記憶する処理を行うこととしたが、これに限らない。たとえば、予め温度や電源電圧の変動に応じて高調波特性が変化することがわかっている場合には、通常通信時の通信スロットOFF時の受信回路休止期間において、設定値を補正することとしてもよい。これにより、良好な特性を維持することができる。
また、本実施例では、RB数が少数の場合を、説明の便宜上、「5以下」としたが、これに限るものでない。たとえば、RB数の「小数」,「多数」は、使用システムの無線規格(スプリアス規定)に基づいて適宜判断される。
また、実施例2のスイッチ7aを実施例1の通信装置に適用することとしてもよい。また、実施例1では、受信回路2に代えて、実施例2の受信回路2aを適用することとしてもよい。
1 送信回路
2,2a 受信回路
3 共用器(DUP)
4,4a 高調波抽出回路
5,5a 電圧制御回路(Vcont)
6a メモリ
7a,29 スイッチ(SW)
11 デジタル変調器(QMOD)
12 パワーアンプ(PA)
13 サーキュレータ(CIR)
21 低雑音増幅器(LNA)
22−1,22−2 ミキサ(MIX)
23−1,23−2 自動利得制御器(AGC)
24−1,24−2 ローパスフィルタ(LPF)
25−1,25−2 A/D変換器(ADC)
26 シンセサイザ(SYN)
27 90度移相器(90度PS)
28 復調回路
41,41−1,41−2 バンドパスフィルタ(BPF)
42,42−1,42−2 移相器(PS)
43,43−1,43−2 可変利得増幅器(VGA)
44,45,44−1,44−2,45−1,45−2 D/A変換器(DAC)
46a ハイブリッド
2,2a 受信回路
3 共用器(DUP)
4,4a 高調波抽出回路
5,5a 電圧制御回路(Vcont)
6a メモリ
7a,29 スイッチ(SW)
11 デジタル変調器(QMOD)
12 パワーアンプ(PA)
13 サーキュレータ(CIR)
21 低雑音増幅器(LNA)
22−1,22−2 ミキサ(MIX)
23−1,23−2 自動利得制御器(AGC)
24−1,24−2 ローパスフィルタ(LPF)
25−1,25−2 A/D変換器(ADC)
26 シンセサイザ(SYN)
27 90度移相器(90度PS)
28 復調回路
41,41−1,41−2 バンドパスフィルタ(BPF)
42,42−1,42−2 移相器(PS)
43,43−1,43−2 可変利得増幅器(VGA)
44,45,44−1,44−2,45−1,45−2 D/A変換器(DAC)
46a ハイブリッド
Claims (7)
- 直交変調器を含む送信部と、
通信時には外部からの受信信号を復調し、電源投入から通信の受信開始までの無伝送期間においては、局発信号を高調波受信用に切り替えて前記送信部が出力する信号に含まれる高調波の信号レベルを検出する受信部と、
前記直交変調器が出力する変調信号に含まれる高調波を抽出し、当該高調波を、前記信号レベルが所定のしきい値以下となるように調整する制御部と、
を有し、
前記送信部は、前記無伝送期間においては、前記直交変調器が出力する変調信号を増幅した信号と前記制御部が出力する調整中の信号とを合成した信号を前記受信部に出力し、通信時には、前記直交変調器が出力する変調信号を増幅した信号と前記制御部が出力する調整済みの信号とを合成した信号を出力する、
ことを特徴とする通信装置。 - 前記制御部は、
前記信号レベルが前記所定のしきい値以下となるように電圧を制御する電圧制御部と、
移相器および可変利得制御器を有し、前記電圧制御部からの電圧制御により、前記直交変調器が出力する変調信号から抽出した高調波の位相および利得を調整する高調波抽出調整部と、
を有し、
前記電圧制御部は、前記信号レベルが前記所定のしきい値以下となる電圧値に対応する値をメモリに記憶し、通信時には、前記メモリから前記値を読み出し、当該値に基づく電圧制御を行い、
前記高調波抽出調整部は、前記値に基づく電圧制御により位相および利得が調整された信号を出力する、
ことを特徴とする請求項1に記載の通信装置。 - 通信時において、前記値に基づく電圧制御を行う期間以外は、前記高調波抽出調整部を休止させ、
前記送信部は、前記高調波抽出調整部が休止状態の場合、前記直交変調器が出力する変調信号を増幅した信号を出力する、
ことを特徴とする請求項2に記載の通信装置。 - アップリンク伝送で使用するリソースブロック数に基づいて、前記メモリから値を読み出すかどうかを判断する、
ことを特徴とする請求項2または3に記載の通信装置。 - 前記受信部は、前記高調波の信号レベルを検出する処理を、共用器のTX−RX端子を経由して前記送信部から得られる信号を用いて行い、
前記無伝送期間は、前記共用器のアンテナ端子を終端する、
ことを特徴とする請求項1〜4のいずれか1つに記載の通信装置。 - 前記受信部は、Iチャネルの信号またはQチャネルの信号のいずれか一方を用いて高調波の信号レベルを検出し、レベル検出に使用しない他方のチャネルの回路を休止させる、
ことを特徴とする請求項1〜5のいずれか1つに記載の通信装置。 - 直交変調器を含む送信部と、外部からの受信信号を復調する受信部と、を有する通信装置における送信高調波低減方法であって、
電源投入から通信の受信開始までの無伝送期間において、
前記受信部が、局発信号を高調波受信用に切り替えて、前記送信部が出力する信号に含まれる高調波の信号レベルを検出し、
制御部が、前記直交変調器が出力する変調信号に含まれる高調波を抽出し、当該高調波を、前記信号レベルが所定のしきい値以下となるように調整し、
前記送信部が、前記直交変調器が出力する変調信号を増幅した信号と前記制御部が出力する調整中の信号とを合成した信号を前記受信部に出力し、
通信時には、
前記送信部が、前記直交変調器が出力する変調信号を増幅した信号と前記制御部が出力する調整済みの信号とを合成した信号を出力する、
ことを特徴とする送信高調波低減方法。
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- 2010-10-26 JP JP2010240177A patent/JP2012095058A/ja not_active Withdrawn
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