CN111615787B - 功率放大电路 - Google Patents

功率放大电路 Download PDF

Info

Publication number
CN111615787B
CN111615787B CN201980008561.7A CN201980008561A CN111615787B CN 111615787 B CN111615787 B CN 111615787B CN 201980008561 A CN201980008561 A CN 201980008561A CN 111615787 B CN111615787 B CN 111615787B
Authority
CN
China
Prior art keywords
circuit
signal
amplifier
double wave
power amplification
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201980008561.7A
Other languages
English (en)
Other versions
CN111615787A (zh
Inventor
长谷昌俊
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Murata Manufacturing Co Ltd
Original Assignee
Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Murata Manufacturing Co Ltd filed Critical Murata Manufacturing Co Ltd
Publication of CN111615787A publication Critical patent/CN111615787A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN111615787B publication Critical patent/CN111615787B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H03F1/3247—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits using feedback acting on predistortion circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/195—High frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only in integrated circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/211—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only using a combination of several amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
    • H03F3/245—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages with semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/165—A filter circuit coupled to the input of an amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/222—A circuit being added at the input of an amplifier to adapt the input impedance of the amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/411—Indexing scheme relating to amplifiers the output amplifying stage of an amplifier comprising two power stages
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/451—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a radio frequency amplifier

Abstract

本发明提供一种在抑制电路规模的增大的同时抑制交调失真的影响的功率放大电路。功率放大电路具备：第1放大器，对第1信号进行放大并输出第2信号；提取电路，提取第2信号包含的二倍波；相位调整电路，对提取的二倍波的相位进行调整；以及合成器，对调整了相位的二倍波和第3信号进行合成并输出第1信号。

Description

功率放大电路
技术领域
本发明涉及功率放大电路。
背景技术
在便携式电话等移动通信机中搭载有用于对发送信号的功率进行放大的功率放大器。若对这样的功率放大器供给例如频率接近的多个信号，则有可能由这些多个信号产生交调失真(IMD：Inter-modulation Distortion)而使增益的线性劣化。因此，为了抑制这样的交调失真的影响，提出了如下的技术，即，通过对信号路径有意地注入谐波，从而消除交调失真的分量。例如，在专利文献1公开了通过如下的方式对交调失真进行补偿的失真补偿功率放大装置，即，将初级的放大器的输出分配给基波和二倍波，对该二倍波的相位以及振幅进行调整，然后与基波相加并输入到后级的放大器。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：美国专利申请公开第2005/0242877号说明书
发明内容
发明要解决的课题
在专利文献1公开的结构中，设置有与成为产生交调失真的主要原因的放大器不同的放大器，并通过该放大器生成二倍波。然而，便携式电话等移动通信机中的小型化的要求越来越高。因此，最好在尽量不使电路规模增大的情况下抑制交调失真的影响，并使线性提高。
本发明是鉴于这样的情形而完成的，其目的在于，提供一种在抑制电路规模的增大的同时抑制交调失真的影响的功率放大电路。
用于解决课题的技术方案
为了达到这样的目的，本发明的一个方面涉及的功率放大电路具备：第1放大器，对第1信号进行放大并输出第2信号；提取电路，提取第2信号包含的二倍波；相位调整电路，对提取的二倍波的相位进行调整；以及合成器，对调整了相位的二倍波和第3信号进行合成并输出第1信号。
发明效果
根据本发明，能够提供一种在抑制电路规模的增大的同时抑制交调失真的影响的功率放大电路。
附图说明
图1是示出本发明的第1实施方式涉及的功率放大电路的结构例的图。
图2是示出了供给到后级的放大器111的信号的频谱的图。
图3是示出了从后级的放大器111输出的信号的频谱的一部分的图。
图4A是示出本发明的第1实施方式涉及的功率放大电路以及比较例中的三阶交调失真的仿真结果的曲线图。
图4B是示出本发明的第1实施方式涉及的功率放大电路以及比较例中的三阶交调失真的仿真结果的曲线图。
图5是示出本发明的第2实施方式涉及的功率放大电路的结构例的图。
图6是示出包含本发明的第1实施方式涉及的功率放大电路的发送用模块的结构例的图。
图7是示出包含本发明的第2实施方式涉及的功率放大电路的发送用模块的结构例的图。
图8是示出包含本发明的第2实施方式涉及的功率放大电路的发送用模块的另一个结构例的图。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的实施方式进行详细说明。另外，对同一要素标注同一附图标记，并省略重复的说明。
图1是示出本发明的第1实施方式涉及的功率放大电路的结构例的图。图1所示的功率放大电路100A例如搭载在便携式电话等移动通信机，用于对发送到基站的无线频率(RF：Radio-Frequency，射频)信号的功率进行放大。功率放大电路100A例如对2G(第2代移动通信系统)、3G(第3代移动通信系统)、4G(第4代移动通信系统)、5G(第5代移动通信系统)、LTE(Long Term Evolution，长期演进)-FDD(Frequency Division Duplex，频分双工)、LTE-TDD(Time Division Duplex，时分双工)、LTE-Advanced、LTE-Advanced Pro等通信标准的信号的功率进行放大。此外，RF信号的频率例如是几百MHz～几十GHz程度。另外，功率放大电路100A放大的信号的通信标准以及频率并不限于这些。
功率放大电路100A例如具备放大器110、111、合成器120、匹配电路130、131、谐波提取电路140、失真补偿电路150A、输入端子T1以及输出端子T2。此外，功率放大电路100A包含主路径P1和副路径P2。
放大器110(第3放大器)、放大器111(第1放大器)分别对输入的RF信号进行放大并输出。即，功率放大电路100A经两个阶段对功率进行放大。具体地，初级(驱动级)的放大器110对从输入端子T1经由匹配电路130输入的RF信号RF1(第4信号)进行放大，并输出RF信号RF2(第3信号)。后级(功率级)的放大器111对在后述的合成器120中合成的RF信号RF3(第1信号)进行放大，并输出RF信号RF4(第2信号)。另外，RF信号RF2、RF4分别包含谐波，该谐波包含由于放大器110、111的放大动作而产生的二倍波。放大器110、111分别由例如异质结双极晶体管(HBT：Heterojunction Bipolar Transistor)等双极晶体管构成。另外，放大器110、111也可以代替HBT而由场效应晶体管(MOSFET：Metal-oxide-semiconductor Field-Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)构成。
主路径P1是从输入端子T1起经由放大器110、111等而到达输出端子T2的路径。主路径P1是用于使RF信号RF1的基波F0通过的路径。副路径P2是从谐波提取电路140起经由失真补偿电路150A而到达合成器120的路径，并构成反馈电路。副路径P2是用于生成为了补偿在后级的放大器111中产生的三阶交调失真而注入的二倍波2F0的路径。
合成器120对经由了主路径P1的基波F0和经由了副路径P2的二倍波2F0进行合成并输出RF信号RF3(第1信号)。生成的RF信号RF3供给到后级的放大器111。
匹配电路130(MN：Matching Network，匹配网络)使设置在前级的电路(未图示)和放大器110的阻抗匹配。
匹配电路131设置在放大器110与合成器120之间，使放大器110和放大器111的阻抗匹配。此外，匹配电路131兼具如下功能，即，使由于放大器110的放大动作而产生的谐波失真(HD：Harmonic Distortion)衰减。即，匹配电路131构成二倍波衰减电路的一个具体例。由此，可抑制在经由主路径P1时二倍波供给到合成器120。具体地，匹配电路131例如可以是具有使基波通过并使二倍波衰减的频率特性的低通滤波器(LPF：Low Pass Filter，低通滤波器)电路。
谐波提取电路140设置在放大器111的后级。谐波提取电路140提取RF信号RF4包含的二倍波2F0，并将其至少一部分供给到失真补偿电路150A。被谐波提取电路140提取了二倍波2F0的剩余的信号作为发送信号而从输出端子T2输出。另外，在本实施方式中，作为谐波提取电路140，例如使用将谐波短路到地(ground)的谐波终止电路。在该情况下，例如也可以设为如下的结构，即，对供给到谐波终止电路的二倍波进行分配，将一部分供给到失真补偿电路150A，将一部分短路到地。由此，能够在抑制电路规模的增大的同时构成谐波提取电路。另外，谐波提取电路140并不限于使用谐波终止电路的结构，也可以使用从RF信号RF4仅提取二倍波的滤波器电路等。
失真补偿电路150A在副路径P2中设置在谐波提取电路140与合成器120之间。失真补偿电路150A是如下的电路，即，对为了补偿三阶交调失真而有意地注入的二倍波2F0的振幅以及相位进行调整并输出。具体地，失真补偿电路150A例如具备振幅调整电路200、相位调整电路210以及匹配电路220。
振幅调整电路200对由谐波提取电路140提取的二倍波2F0的振幅进行调整，并供给到相位调整电路210。通过失真补偿电路150A具备振幅调整电路200，从而能够根据发送信号的输出功率的电平对二倍波2F0的功率进行调整。振幅调整电路200例如也可以由使二倍波的功率增大的放大器(第2放大器)构成。由此，能够伴随着发送信号的输出功率的增大而使二倍波2F0的功率增大。或者，在二倍波2F0的功率比失真补偿所需的功率电平大的情况下，振幅调整电路200也可以由衰减器构成。
相位调整电路210例如设置在振幅调整电路200的后级。相位调整电路210将供给的二倍波2F0的相位调整为适合于失真补偿的相位并输出。
匹配电路220对相位调整电路210和合成器120的阻抗进行匹配。
根据上述的结构，失真补偿电路150A能够对有意地注入到后级的放大器111的输入的二倍波2F0的振幅以及相位进行调整。另外，失真补偿电路150A具备的各构成要素的顺序并不限定于此，也可以适当地进行变更。例如，也可以在相位调整电路210的后级设置振幅调整电路200。此外，合成器120、匹配电路130、131、220、谐波提取电路140、相位调整电路210分别可以包含电感器以及电容器等元件而构成，或者也可以包含声表面波(SAW：Surface Acoustic Wave)滤波器等利用了弹性波的谐振器而构成。
接着，参照图2以及图3对三阶交调失真的补偿的作用进行说明。图2是示出了供给到后级的放大器111的信号(即，图1中的RF信号RF3)的频谱的图。图3是示出了从后级的放大器111输出的信号(即，图1中的RF信号RF4)的频谱的一部分的图。另外，在图2以及图3所示的曲线图中，横轴示出信号的频率，纵轴示出功率谱密度(PSD：Power SpectralDensity)。
如图2所示，在后级的放大器111，被供给经由了主路径P1的基波F0和经由了副路径P2的二倍波2F0。在此，设基波F0包含相互接近的两个频率为f1、f2(f1＜f2)的分量。此时，在谐波提取电路140中提取这两个频率f1、f2各自的二倍波，因此二倍波2F0包含两个频率为2f1、2f2的分量。像这样，频率f1、f2的信号和频率2f1、2f2的信号相加并供给到放大器111。
然后，如图3所示，通过放大器111的放大动作，输出放大了基波F0的放大信号。此外，由于放大器111的放大动作，在基波F0的低频侧产生频率为2f1-f2的三阶交调失真IM3L，在基波F0的高频侧产生频率为2f2-f1的三阶交调失真IM3H。该三阶交调失真IM3L、IM3H与基波F0的频率f1、f2比较接近，因此难以通过滤波器电路等去除，可能成为放大器的线性的劣化的主要原因。另外，在放大器111的放大动作中，例如还可能产生频率为2f1+f2、2f2+f1的三阶交调失真等其它失真，但是这些失真的频率离基波F0的频率f1、f2比较远，因此在此省略说明。
为了补偿比较靠近基波F0的三阶交调失真IM3L、IM3H，在本实施方式中，通过有意地注入二倍波2F0，从而生成像抵消三阶交调失真IM3L、IM3H那样的补偿信号CSL、CSH。具体地，在合成器120中，基波F0和二倍波2F0相加的信号输入到放大器111，由此生成具有二倍波2F0中的一个频率2f1与基波F0中的另一个频率f2之差的频率(2f1-f2)的补偿信号CSL。此外，生成具有二倍波2F0中的另一个频率2f2与基波F0中的一个频率f1之差的频率(2f2-f1)的补偿信号CSH。这些补偿信号CSL、CSH的频率分别与三阶交调失真IM3L、IM3H的频率相等。此外，在相位调整电路210中对二倍波2F0的相位进行变换，使得补偿信号CSL、CSH的相位和三阶交调失真IM3L、IM3H的相位分别在放大器111的输出中成为大致相反相位。进而，在振幅调整电路200中对二倍波2F0的振幅进行调整，使得补偿信号CSL、CSH的振幅和三阶交调失真IM3L、IM3H的振幅在放大器111的输出中相互消除。由此，如图3所示，三阶交调失真IM3L、IM3H被补偿信号CSL、CSH抵消。另外，在图3中，为了示出补偿信号CSL、CSH和三阶交调失真IM3L、IM3H是大致相反相位，补偿信号CSL、CSH被图示为朝下。
通过上述的作用，在功率放大电路100A中，能够抑制在放大器111中产生的三阶交调失真IM3L、IM3H的影响。由此，根据功率放大电路100A，能够抑制线性的劣化。
此外，在本实施方式中，提取由于放大器111的放大动作而产生的二倍波，并通过反馈动作将该二倍波注入到该放大器111的输入。即，根据本实施方式，无需新具备用于生成注入的二倍波的生成电路、放大器等。因此，与例如像在专利文献1公开的那样具备与成为产生交调失真的主要原因的放大器不同的放大器的结构相比，功率放大电路100A能够在抑制电路规模的增大的同时抑制交调失真的影响。
此外，在本实施方式中，作为谐波提取电路140，使用了谐波终止电路。由此，能够在抑制电路规模的增大的同时构成谐波提取电路。此外，由于对失真补偿电路150A供给提取的二倍波，所以失真补偿电路150A无需具备使基波衰减的滤波器电路等。由此，也能够抑制电路规模的增大。另外，并非意图将失真补偿电路具备滤波器电路的结构排除在外。
进而，根据在专利文献1公开的结构，在分配器与合成器之间的主路径不具有使二倍波衰减的电路，因此由于初级的放大器的放大动作而产生的二倍波会通过主路径。由此，即使在副路径中生成二倍波，经由了主路径的二倍波和经由了副路径的二倍波也可能在合成器中相加时被抵消。因此，注入到放大器111的二倍波的功率可能会不足。另一方面，在本实施方式中，设置在主路径P1的匹配电路131兼具使二倍波衰减的功能。由此，在本实施方式中，与在专利文献1公开的结构相比，能够将高功率的二倍波注入到放大器111。因此，根据功率放大电路100A，能够在增大输出功率的同时抑制交调失真的影响。
此外，在本实施方式中，将在后级(功率级)的放大器111中产生的二倍波用于注入。因此，与像在专利文献1公开的那样将在初级(驱动级)的放大器中产生的二倍波用于注入的结构相比，能够注入大功率的二倍波。因此，由此，功率放大电路100A也能够在增大输出功率的同时抑制交调失真的影响。
另外，在功率放大电路100A中，设置在放大器110与合成器120之间的、实现二倍波的衰减的功能的电路并不限于匹配电路131。例如，也可以代替匹配电路131而设置被设计为对基波F0的频带进行放大的放大器。由此，能够使由于初级的放大器110的放大动作而产生的二倍波衰减。在该情况下，由于功率放大电路在主路径P1具备三级的放大器，所以能够进一步使发送信号的输出功率增大。另外，在该情况下，也可以在代替匹配电路131而设置的放大器的前级以及后级分别设置匹配电路。
此外，图1所示的功率放大电路100A包含的各构成要素未必一定需要作为独立的电路而具备全部，也可以是一个电路具备多个功能。例如，也可以是，代替失真补偿电路150A具备匹配电路220，相位调整电路210兼具匹配电路220的功能。
此外，虽然在上述的实施方式中，以对放大器111注入二倍波而对三阶交调失真进行补偿的情况为例进行了说明，但是还能够对更高阶的交调失真进行补偿。更一般地，若在放大器111中对频率为f1、f2的信号进行放大，则生成频率为{(N+1)f1-Nf2}和{(N+1)f2-Nf1}的(2N+1)阶交调失真(N为1以上的整数)。因此，通过注入基频的整数倍的谐波，从而能够抵消这些高阶的交调失真。
图4A以及图4B是示出本发明的第1实施方式涉及的功率放大电路以及比较例中的三阶交调失真的仿真结果的曲线图。在此，所谓比较例，是在图1所示的功率放大电路100A中不具备失真补偿电路150A的结构。图4A示出比基波靠低频侧的三阶交调失真，图4B示出比基波靠高频侧的三阶交调失真。在图4A以及图4B所示的曲线图中，横轴示出发送信号的输出功率Pout(dBm)，纵轴示出三阶交调失真相对于基波的输出电平(dBc)。
如图4A以及图4B所示，在本实施方式以及比较例中，若超过某个输出功率，三阶交调失真的输出电平均急剧地变大。然而，若例如对失真为-40dBc时的输出功率进行比较，则在图4A中，在比较例中为28dBm左右，相对于此，在本实施方式中为29dBm左右，与比较例相比提高了1.0dB左右。此外，在图4B中，在比较例中为27.5dBm左右，相对于此，在本实施方式中为29dBm左右，与比较例相比提高了1.5dB左右。据此可知，在本实施方式中，在增大输出功率的同时抑制了交调失真的影响。
图5是示出本发明的第2实施方式涉及的功率放大电路的结构例的图。另外，在本实施方式中，省略关于与第1实施方式共同的事项的记述，仅对不同点进行说明。特别是，关于基于同样的结构的同样的作用效果，将不在每个实施方式中逐次提及。
图5所示的功率放大电路100B与图1所示的功率放大电路100A相比，代替失真补偿电路150A而具备失真补偿电路150B。失真补偿电路150B与失真补偿电路150A相比，还具备滤波器电路230。
滤波器电路230设置在谐波提取电路140与合成器120之间(在本实施方式中，是谐波提取电路140与振幅调整电路200之间)。滤波器电路230为如下的情况而设置，使与二倍波不同的频率的信号衰减，该情况是，在由谐波提取电路140提取二倍波时，二倍波以外的信号的衰减量不充分。滤波器电路230的具体的结构没有特别限定，例如，可以包含电感器以及电容器而构成，或者也可以包含SAW滤波器等利用了弹性波的谐振器而构成。
根据这样的结构，功率放大电路100B与功率放大电路100A相比，能够提高抑制三阶交调失真的精度。另外，失真补偿电路150B中的滤波器电路230的位置并不限定于此，也可以适当地进行变更。若将滤波器电路230设置在比振幅调整电路200靠前级，则与设置在后级的结构相比，输入的信号的功率变小，因此优选。
图6是示出包含本发明的第1实施方式涉及的功率放大电路的发送用模块的结构例的图。
如同图所示，发送用模块300A具备搭载在模块基板10A的半导体芯片20A、匹配电路132、以及偏置网络180～182。在半导体芯片20A，对第1实施方式涉及的功率放大电路100A和偏置电路170～172进行集成化。
匹配电路132使设置在前级的功率放大电路100A和设置在功率放大电路100A的后级的电路(未图示)的阻抗匹配。另外，匹配电路132也可以形成在半导体芯片20A的内部。
偏置网络180～182分别对放大器110、111、以及振幅调整电路200供给电源电压。偏置电路170～172分别被供给电池电压Vbatt，并基于从模块基板10A的外部供给的控制信号Ctrl1～Ctr13对放大器110、111、以及振幅调整电路200供给偏置电流或偏置电压。
像这样，通过将包含失真补偿电路150A的功率放大电路100A和偏置电路170～172集成化在同一半导体芯片20A，从而与例如将失真补偿电路150A形成在半导体芯片20A的外部的结构相比，能够谋求发送用模块的小型化。
图7是示出包含本发明的第2实施方式涉及的功率放大电路的发送用模块的结构例的图。
如同图所示，发送用模块300B与发送用模块300A相比，不同点在于，半导体芯片20B代替半导体芯片20A搭载在模块基板10B。半导体芯片20B具备第2实施方式涉及的功率放大电路100B。
在该情况下，通过将包含失真补偿电路150B的功率放大电路100B和偏置电路170～172集成化在同一半导体芯片20B，从而也能够谋求发送用模块的小型化。
图8是示出包含本发明的第2实施方式涉及的功率放大电路的发送用模块的另一个结构例的图。
如同图所示，发送用模块300C与发送用模块300A相比，不同点在于，失真补偿电路150B包含的滤波器电路230形成在半导体芯片20C的外部。即，在本结构例中，从谐波提取电路140输出的谐波先输出到半导体芯片20C之外一次，再通过滤波器电路230重新返回到半导体芯片20C。
在该结构中，在滤波器电路230例如由SAW滤波器构成的情况下，与将滤波器电路230形成在半导体芯片20C内的结构相比，能够抑制费用。在该情况下，滤波器电路230例如可以通过表面安装部件(SMD：Surface Mount Device)安装在模块基板10C。
上述的发送用模块300A～300C也可以与包含低噪声放大器(LNA：Low NoiseAmplifier)的接收用模块一同构成高频模块。此外，多个发送用模块300A～300C也可以与多个接收用模块一同构成多频段高频模块。在该情况下，多个模块各自应对相互不同的频带的信号。此外，多频段高频模块也可以具备与FDD(Frequency Division Duplex，频分双工)方式和TDD(Time Division Duplex，时分双工)方式分别对应的模块。
以上，对本发明的例示性的实施方式进行了说明。功率放大电路100A、100B具备：放大器111，对RF信号RF3进行放大并输出RF信号RF4；谐波提取电路140，提取RF信号RF4包含的二倍波；相位调整电路210，对提取的二倍波的相位进行调整；以及合成器120，对调整了相位的二倍波和RF信号RF2进行合成并输出RF信号RF3。由此，功率放大电路100A、100B无需新具备用于生成注入的二倍波的生成电路、放大器等。因此，功率放大电路100A、100B与在专利文献1公开的结构相比，能够在抑制电路规模的增大的同时抑制交调失真IM3L、IM3H的影响。
此外，相位调整电路210对二倍波2F0的相位进行变换，使得二倍波2F0与RF信号RF3包含的基波F0之差的信号的相位和在放大器111中产生的三阶交调失真IM3L、IM3H的相位在放大器111的输出中成为大致相反相位。由此，三阶交调失真IM3L、IM3H被补偿信号CSL、CSH抵消，因此能够抑制交调失真的影响。
此外，功率放大电路100A、100B还具备：振幅调整电路200，对二倍波2F0的振幅进行调整，使得二倍波2F0与RF信号RF3包含的基波F0之差的信号和在放大器111中产生的三阶交调失真IM3L、IM3H在放大器111的输出中相互消除。由此，能够根据发送信号的输出功率的电平对二倍波2F0的功率进行调整。
此外，振幅调整电路200也可以由对二倍波2F0的功率进行放大的放大器构成。由此，能够伴随着发送信号的输出功率的增大使二倍波2F0的功率增大。
此外，功率放大电路100A、100B还具备：放大器110，对RF信号RF1进行放大并输出RF信号RF2；以及匹配电路131，设置在放大器110与合成器120之间，具有使二倍波2F0的频率的信号衰减的功能。由此，可避免经由了主路径P1的二倍波和经由了副路径P2的二倍波在合成器120中被抵消。因此，功率放大电路100A、100B与在专利文献1公开的结构相比，能够将高功率的二倍波注入到放大器111。
此外，在发送用模块300C中，功率放大电路100B还具备：滤波器电路230，设置在谐波提取电路140与合成器120之间，使与二倍波不同的频率的信号衰减，滤波器电路230形成在形成了放大器111的半导体芯片20C的外部。在滤波器电路230例如由SAW滤波器构成的情况下，与将滤波器电路230形成在半导体芯片20C内的结构相比，能够抑制费用。
以上说明的各实施方式用于使本发明容易理解，并非用于对本发明进行限定解释。本发明能够在不脱离其主旨的情况下进行变更或改良，并且本发明还包含其等价物。即，本领域技术人员对各实施方式适当地施加了设计变更的实施方式，只要具备本发明的特征，就包含于本发明的范围。例如，各实施方式具备的各要素及其配置、材料、条件、形状、尺寸等并不限定于例示的各要素及其配置、材料、条件、形状、尺寸，能够适当地进行变更。此外，只要技术上可行，各实施方式具备的各要素就能够进行组合，将它们进行了组合的实施方式只要包含本发明的特征，也包含于本发明的范围。
附图标记说明
10A～10C：模块基板，20A～20C：半导体芯片，100A、100B：功率放大电路，110、111：放大器，120：合成器，130、131、132、220：匹配电路，140：谐波提取电路，150A、150B：失真补偿电路，170～172：偏置电路，180～182：偏置网络，200：振幅调整电路，210：相位调整电路，230：滤波器电路，300A～300C：发送用模块，T1：输入端子，T2：输出端子，P1：主路径，P2：副路径。

Claims (6)

1.一种功率放大电路，具备：
第1放大器，对第1信号进行放大并输出第2信号；
提取电路，提取所述第2信号包含的二倍波；
相位调整电路，对提取的所述二倍波的相位进行调整；以及
合成器，对调整了相位的所述二倍波和第3信号进行合成并输出所述第1信号，
所述相位调整电路对所述二倍波的相位进行变换，使得所述二倍波与所述第1信号包含的基波之差的信号的相位和在所述第1放大器中产生的三阶交调失真的相位在所述第1放大器的输出中成为大致相反相位。
2.根据权利要求1所述的功率放大电路，其中，
还具备：振幅调整电路，对所述二倍波的振幅进行调整，使得所述二倍波与所述第1信号包含的基波之差的信号和在所述第1放大器中产生的三阶交调失真在所述第1放大器的输出中相互消除。
3.根据权利要求2所述的功率放大电路，其中，
所述振幅调整电路包含对所述二倍波的功率进行放大的第2放大器。
4.根据权利要求1至3中的任一项所述的功率放大电路，还具备：
第3放大器，对第4信号进行放大并输出所述第3信号；以及
二倍波衰减电路，设置在所述第3放大器与所述合成器之间，使所述二倍波的频率的信号衰减。
5.根据权利要求1至3中的任一项所述的功率放大电路，其中，
所述功率放大电路还具备：滤波器电路，设置在所述提取电路与所述合成器之间，使与所述二倍波不同的频率的信号衰减，
所述滤波器电路形成在形成了所述第1放大器的半导体芯片的外部。
6.根据权利要求4所述的功率放大电路，其中，
所述功率放大电路还具备：滤波器电路，设置在所述提取电路与所述合成器之间，使与所述二倍波不同的频率的信号衰减，
所述滤波器电路形成在形成了所述第1放大器的半导体芯片的外部。
CN201980008561.7A 2018-01-23 2019-01-21 功率放大电路 Active CN111615787B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2018-008868 2018-01-23
JP2018008868 2018-01-23
PCT/JP2019/001688 WO2019146550A1 (ja) 2018-01-23 2019-01-21 電力増幅回路

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN111615787A CN111615787A (zh) 2020-09-01
CN111615787B true CN111615787B (zh) 2023-08-11

Family

ID=67395354

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201980008561.7A Active CN111615787B (zh) 2018-01-23 2019-01-21 功率放大电路

Country Status (3)

Country Link
US (1) US11418151B2 (zh)
CN (1) CN111615787B (zh)
WO (1) WO2019146550A1 (zh)

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5573115A (en) * 1978-11-27 1980-06-02 Nec Corp Traveling wave tube amplifying device
JP2008219453A (ja) * 2007-03-05 2008-09-18 Alps Electric Co Ltd 送受信回路モジュール
CN106685467A (zh) * 2017-01-04 2017-05-17 电子科技大学 一种二倍频程宽带高效功率放大器
JP2017208729A (ja) * 2016-05-19 2017-11-24 株式会社村田製作所 電力増幅モジュール

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH05243860A (ja) * 1992-02-28 1993-09-21 Fujitsu Ltd 増幅回路
JP2000232325A (ja) * 1999-02-08 2000-08-22 Japan Radio Co Ltd 増幅回路における歪補償方法
EP1243076A1 (en) * 1999-12-17 2002-09-25 Nokia Corporation Linearisation method and signal processing device
JP2001217659A (ja) * 2000-02-03 2001-08-10 Mitsubishi Electric Corp マイクロ波増幅器
US6590449B2 (en) 2000-05-30 2003-07-08 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Predistortion circuit, low-distortion power amplifier, and control methods therefor
JP2002057533A (ja) * 2000-05-30 2002-02-22 Matsushita Electric Ind Co Ltd 前置歪み補償回路、低歪み電力増幅器、及びその制御方法
JP2002064340A (ja) * 2000-08-14 2002-02-28 Matsushita Electric Ind Co Ltd 高周波電力増幅器
JP4671622B2 (ja) 2004-04-30 2011-04-20 ソニー・エリクソン・モバイルコミュニケーションズ株式会社 歪み補償電力増幅装置
JP4753255B2 (ja) 2006-09-01 2011-08-24 ソニー・エリクソン・モバイルコミュニケーションズ株式会社 電力増幅装置および携帯電話端末
JP2012095058A (ja) * 2010-10-26 2012-05-17 Fujitsu Ltd 通信装置および送信高調波低減方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5573115A (en) * 1978-11-27 1980-06-02 Nec Corp Traveling wave tube amplifying device
JP2008219453A (ja) * 2007-03-05 2008-09-18 Alps Electric Co Ltd 送受信回路モジュール
JP2017208729A (ja) * 2016-05-19 2017-11-24 株式会社村田製作所 電力増幅モジュール
CN106685467A (zh) * 2017-01-04 2017-05-17 电子科技大学 一种二倍频程宽带高效功率放大器

Also Published As

Publication number Publication date
CN111615787A (zh) 2020-09-01
WO2019146550A1 (ja) 2019-08-01
US20200343863A1 (en) 2020-10-29
US11418151B2 (en) 2022-08-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10574191B2 (en) Multistage amplifier linearization in a radio frequency system
CN108702134B (zh) 负载调制放大器
US8044734B2 (en) Method and apparatus for mitigating VCO pulling
US7821337B2 (en) Power amplifier
US10483928B2 (en) Power amplification module
US6933780B2 (en) Predistortion circuit and power amplifier
US9214968B2 (en) Apparatus and methods for providing a power amplifier with interference cancellation
EP1267485A2 (en) Distortion reducing circuit
US7385447B1 (en) Power amplifier having curve-fitting predistorter
KR20080020943A (ko) 전력 증폭장치 및 휴대전화 단말
US11750152B2 (en) Power amplifier circuit
KR102611706B1 (ko) 전력 증폭 회로
CN111615787B (zh) 功率放大电路
CN210327513U (zh) 功率放大电路
KR101145830B1 (ko) 전치왜곡장치 및 간섭억제시스템 필터-유닛이 적용된 이동통신장치의 출력단
CN113572439B (zh) 功率放大电路
US11152900B2 (en) Multistage amplifier
KR101046350B1 (ko) 간섭억제시스템 필터모듈 기반 전치왜곡장치 및 적응형 피드포워드 선형화회로가 적용된 이동통신장치의 출력단
KR101003001B1 (ko) 통신시스템의 출력단
Melavarige et al. A Compact+ 10/+ 5 dBm 800/2600 MHz LTE Driver Amplifier With Ground-Bounce Reduction
KR101131923B1 (ko) 적응형 피드포워드 선형화회로 및 간섭억제시스템 필터유닛이 적용된 이동통신장치의 출력단
AU2016273977A1 (en) Low-noise radio-frequency power amplifier and transmission and reception system comprising such an amplifier
JP2001016047A (ja) 歪み発生器、プリディストータおよび歪み補償器

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant