CN107710633B - 用于具有可调节数据速率的频谱高效和能量高效的超宽带脉冲无线电的系统和方法 - Google Patents

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Abstract

超宽带(UWB)技术在短距离内以非常低的功率在宽频谱上利用调制编码脉冲以用于数字数据传输。当今主导的边沿调制正弦波无线通信标准和系统采用窄带信令方案和传统的RF收发器架构实现了50nJ/比特的功率效率。然而，这种设计严重限制了可实现的能量效率，特别是在例如低于1Mbps的数据速率下。此外，重要的是，能够通过普通的电池或能量收集技术来支持峰值功耗，并且长期功耗既不会导致有限的电池寿命，也不会使替代能量源无法维持它们。因此，有益的是，下一代应用利用本发明的收发器结构和通信方案以实现下一代应用所要求的每比特亚nJ的能量效率。

Description

用于具有可调节数据速率的频谱高效和能量高效的超宽带脉 冲无线电的系统和方法
相关申请的交叉引用
本专利申请要求2015年6月1日提交的题为“Systems and Methods for Spectrally Efficient and Energy Eff icient Ul tra-Wideband Impul se Radios wi th Scalable Data Rates(用于具有可调节数据速率的频谱高效和能量高效的超宽带脉冲无线电的系统和方法)”的美国临时专利申请US 62/169,066的权益。
技术领域
本发明涉及超宽带无线通信，并且更具体地涉及在不频繁数据传输的链路中具有非常低的功耗的发射器、接收器和收发器。
背景技术
超宽带(UWB)技术是一种无线技术，用于在短距离内以非常低的功率在非常宽的频谱上传输数字数据作为调制编码脉冲。这种基于脉冲的传输是使用调制正弦波来传输信息的替代方案，使用调制正弦波来传输信息是在当今的无线通信标准和系统(例如IEEE802.11(Wi-Fi)、IEEE802.15无线个人区域网(PAN)、IEEE 802.16(WiMAX)、通用移动通信系统(UMTS)、全球移动通信系统(GSM)、通用分组无线电业务(GPRS)、以及接入工业、科学和医疗(ISM)频带的标准和系统以及国际移动电信2000(IMT-2000))中目前采用的技术。
UWB以前被称为“脉冲无线电”，但是联邦通信委员会(FCC)和国际电信联盟无线电通信部门(ITU-R)当前根据来自发射的信号带宽超过500MHz或中心频率的20％中的较小者的天线的传输来限定UWB。因此，对于基于脉冲的系统，每个传输的脉冲占据全部的UWB带宽或者至少500MHz的窄带载波的聚合；例如，正交频分复用(OFDM)可以在规则下获得对UWB频谱的访问。脉冲重复率可以较低或非常高。基于脉冲的UWB雷达和成像系统倾向于使用低到中等的重复率(通常在每秒1兆到100兆脉冲的范围内)。另一方面，通信系统有利于高重复率(通常在每秒一千兆到两千兆脉冲的范围内)，从而实现短距离千兆比特每秒的通信系统。由于基于脉冲的UWB系统中的每个脉冲都占据很大的带宽，甚至可能占据整个UWB带宽，所以这种系统相对地不受多路径衰减影响，但受符号间干扰的影响，这与同时受到深度衰减和符号间干扰(TST)的基于载波调制的系统不同。
自从首次被联邦通信委员会(FCC)允许之后，基于脉冲的无线通信已经取得很大进展。已经针对超宽带(UWB)通信开发了能够在短距离范围内提供高数据速率和非常能量高效的传输的多种技术，这些超宽带通信包括各自具有其特定优势的多频带正交频分复用(MB-OFDM)、脉冲无线电(IR-UWB)和调频(FM-UWB)。非常低功率通信和精确测距的潜力已经实现了将UWB无线电纳入多个标准中，这些标准旨在用于不同的应用，例如符合IEEE802.15.4a的低速率无线个人区域网(WPAN)以及符合IEEE 802.15.6的最新的无线体域网(WBAN)。
当考虑诸如无线传感器网络和便携式电子设备之类的很多应用时，UWB收发器应当理想地在功能上高度集成以实现小尺寸，支持低成本和大批量制造，并且是能量高效的，以便在有限的电源上运行，所述电源例如是电池、室内太阳能电池、小型室外太阳能电池，或者随着诸如热梯度、流体流动、小型燃料电池、压电能量收集器、微机电电池和光纤供电等技术的发展而开发的其他电源。长期以来，UWB一直被认为是用于这些应用的一种有前景的技术。通过使用离散脉冲作为调制，能够在发射器不工作的情况下实现高效的占空比方案，这可以通过使用开关移位键控(OOK)调制进一步改善。此外，例如由FCC批准的用于室内UWB通信系统的3.1GHz与10.6GHz之间的一些UWB操作频率——参见例如“First Reportand Order in the Matter of Revis ion of Part 15ofthe Commiss ion's RulesRegarding Ultra-Wideband Transmiss ionSystems(委员会关于超宽带传输系统的规则的第15部分的修订事项的报告和命令)”(FCC,ET-Docket 98-153,FCC 02-48)——允许使用小型天线，小型天线可以容易地被集成到整体尺寸减小的解决方案中，例如传感器、移动设备或便携式电子设备等中。
迄今为止，UWB网络的主要应用是高数据速率的个人区域网和局域网(PAN/LAN)，以利用在50米量级的距离内可实现的增加的数据速率。因此，UWB(IEEE 802.15.3)位于限定在大约10-100米的范围内的无线通信的物理(PHY)和媒体存取控制(MAC)层的一组无线协议中，所述一组无线协议包括IEEE 802.15.1(蓝牙)、IEEE 802.15.4(ZigBee)和IEEE802.11a/b/g(Wi-Fi)。与其他无线协议相比，UWB提供更低的复杂性和成本，能够抵抗严重的多路径干扰和认为干扰(这在室内环境中特别有利)，类似噪声的信号频谱以及用于定位和跟踪应用的良好的时域分辨率。
在现有技术中，大多数无线通信研究的主要焦点一直涉及最大限度地利用窄频谱，例如通过GSM、EDGE、LTE、4G等的蜂窝无线，或者最大化链路速度，例如WiMAX(IEEE802.16)、Wi-Fi(IEEE 802.11n)等。然而，在诸如可穿戴设备、无线定位服务、无线传感器网络等广泛应用中，传统无线协议以及PAN/LAN协议(诸如IEEE 802.15.1(蓝牙)、IEEE802.15.4(Zigbee)和IEEE 802.11a/b/g(Wi-Fi))无法满足超高效无线通信和超低功耗的发展要求，特别是在这些应用中的很多应用由于其固有的架构、通信层或有限的工作循环能力而以较低的数据速率运行的情况下。
虽然每比特大约50nJ的量级的IEEE 802.15.1(蓝牙)和IEEE802.15.4(Zigbee)的效率是可能的，并且创新设计试图进一步降低该数字，但是用于这些系统中的通信的窄带信令方案以及其对传统RF收发器架构的依赖严重地限制了可实现的能量效率，尤其是在诸如低于1Mbps的较低的数据速率的情况下。此外，重要的是，峰值功耗不超过普通电池技术或能量收集技术所支持的功耗，或者长期功耗不能太高，使得电池寿命非常有限或者诸如太阳能电池等替代能量源不能维持它们。
因此，有益的是，重新考虑为了实现下一代应用所需要的每比特亚nJ的能量效率所采用的整个收发器结构和通信方案。
在结合附图阅读本发明的具体实施例的以下描述时，本发明的其他方面和特征对于本领域普通技术人员将变得显而易见。
发明内容
本发明的一个目的是超宽带无线通信，并且更具体地是在不频繁数据传输的链路中具有非常低的功耗的发射器、接收器和收发器。
根据本发明的实施例，提供了一种方法，其包括：
经由电子设备内的专用同步硬件建立形成电子设备的一部分的发射器和接收器中的至少一者的同步，该专用同步硬件包括双时钟计时器系统，其中
双时钟计时器系统在发射器和接收器中的所述至少一者的睡眠模式期间提供超低功耗。
根据本发明的实施例，提供了一种收发器，其包括：
集成的DC/DC转换器；以及
工作循环收发器电路，其中
收发器支持快速电路启动和快速电路关闭中的至少一项以对于2个数量级、3个数量级、4个数量级和大于4个数量级的数量级中的至少一项的数据速率变化实现低功耗。
根据本发明的实施例，提供了一种方法，其包括：
对通过无线链路发射数据和接收数据中的至少一项采用脉冲无线电；其中
每比特数据被编码为脉冲束，脉冲束每束包括具有相位、频率、幅度和带宽中的至少一项的实时可配置参数的多个脉冲。
根据本发明的实施例，提供了一种无线接收器，其包括：
中频(IF)链，IF链利用处在单个脉冲带宽的量级的瞬时带宽，而总频谱通过利用每比特脉冲束来覆盖宽得多的带宽；其中
脉冲束每束包括具有相位、频率和带宽中的至少一项的实时可配置参数的多个脉冲。
根据本发明的实施例，提供了一种接收器，其包括：
中频(IF)接收器级，IF接收器级包括至少两个下变频级；以及
布置在所述至少两个下变频级中的每对级之间的高通滤波器和带通滤波器中的至少一者，
其中所述至少两个下变频级中的每对级中的第一级是平方级，平方级将在平方级的输入处的输入RF信号频谱转换成输出RF信号频谱，输出RF信号频谱向下延伸到DC。
根据本发明的一个实施例，提供了一种方法，该方法包括：通过向功率放大器施加脉冲并且在每个脉冲期间根据预定的时间特性动态地调节功率放大器的接地连接来成形高斯RF脉冲。
根据本发明的一个实施例，提供了一种支持主动功率循环(脉冲级循环)的超宽带发射器。
根据本发明的一个实施例，提供了一种超宽带发射器，其包括压控振荡器，压控振荡器使用节点的预充电来进行以下中的至少一项：执行压控振荡器的启动阶段以及控制来自压控振荡器的脉冲的极性。
根据本发明的一个实施例，提供了一种包括一对并行模数转换/积分器结构的同步电路，其中同步电路实现较快同步和增强型干扰检测中的至少一项。
根据本发明的实施例，提供了一种采用多相时钟的基带收发器。
根据本发明的实施例，提供了一种包括双平方法的接收器电路，双平方法用于增强包括接收器电路的接收器的能量检测灵敏度和噪声抑制性能中的至少一项，并且用于生成整流输出信号。
本发明的其他方面和特征在通过结合附图回顾本发明具体实施例的以下描述时将对本领域普通技术人员变得显而易见。
附图说明
现在将参照附图仅以示例的方式描述本发明的实施例，其中：
图1A描绘了根据本发明的实施例的支持利用无线通信的生物测量数据采集和/或呈现的可穿戴技术；
图1B描绘了根据本发明的实施例的支持家庭自动化和定位服务的无线技术的示例；
图2A描绘了根据现有技术的单脉冲UWB协议以及根据本发明的实施例的多脉冲符号UWB协议；
图2B描绘了根据本发明的实施例的用于多脉冲符号UWB协议的符号、帧和流结构；
图3描绘了用于根据本发明的实施例的UWB发射器/收发器的发射器电路示意图；
图4描绘了用于根据本发明的实施例的UWB发射器/收发器的接地开关功率放大器电路示意图；
图5描绘了用于根据本发明的实施例的UWB发射器/收发器的数控振荡器电路示意图；
图6示出了用于根据本发明的实施例的UWB发射器/收发器的脉冲发生器电路示意图；
图7描绘了根据本发明的实施例的UWB协议和UWB发射器/收发器的每比特6脉冲束实现的发射器输出电压；
图8描绘了具有根据本发明的实施例的UWB协议和UWB发射器/收发器的发射器输出频谱；
图9描绘了用于根据本发明的实施例的UWB接收器/收发器的接收器电路示意图；
图10描绘了用于根据本发明的实施例的UWB接收器/收发器的低噪放大器电路示意图；
图11描绘了用于根据本发明的实施例的UWB接收器/收发器的平方混频器电路示意图；
图12描绘了用于根据本发明的实施例的UWB接收器/收发器的可变增益放大器电路示意图；
图13描绘了用于根据本发明的实施例的UWB接收器/收发器的双变频方法；
图14描绘了根据本发明的实施例的UWB协议和UWB接收器/收发器的每比特6脉冲束实现的接收器基带输出信号；
图15描绘了用于根据本发明的实施例的UWB发射器/接收器/收发器的时钟发生器电路示意图；
图16A和16B描绘了用于根据本发明的实施例的UWB接收器/收发器的积分器/模数同步电路示意图；
图17描绘了用于根据本发明的实施例的UWB收发器的电路示意图。
图18和图19描绘了根据本发明的实施例的UWB无线传感器网络内的轮询方案的发射器和接收器流程图；
图20A和图20B描绘了根据本发明的实施例的以10Mbps操作的UWB发射器和接收器的通信方案、定时和电流消耗；
图21A和图21B描绘了根据本发明的实施例的以1Mbps操作的UWB发射器和接收器的通信方案、定时和电流消耗；
图22A和图22B描绘了根据本发明的实施例的以100kbps操作的UWB发射器和接收器的第一通信方案、定时和电流消耗；
图22C和图22D描绘了根据本发明的实施例的以100kbps操作的UWB发射器和接收器的第二通信方案、定时和电流消耗；
图23A和图23B描绘了根据本发明的实施例的以10kbps操作的UWB发射器和接收器的第一通信方案、定时和电流消耗；以及
图23C和图23D描绘了根据本发明的实施例的以10kbps操作的UWB发射器和接收器的第二通信方案、定时和电流消耗。
具体实施方式
本发明涉及超宽带无线通信，并且更具体地涉及在不频繁数据传输的链路中具有非常低的功耗的发射器、接收器和收发器。
下文的描述仅提供示例性实施例，而不旨在限制本公开的范围、适用性或配置。相反，下文对示例性实施例的描述将为本领域技术人员提供用于实现示例性实施例的使能性描述。应当理解，在不偏离所附权利要求书中阐述的精神和范围的情况下，可以对元件的功能和布置进行各种改变。
本文中和贯穿本公开所使用的“超宽带”(UWB)是指从发射信号带宽超过500MHz或中心频率的20％中的较小者的天线进行发射的无线电通信系统。
本文中和贯穿本公开所使用的“无线电”是指可以无线地发射和接收数据的系统的物理实现。这包括但不限于射频集成电路、印刷电路板无线模块。
本文中和贯穿本公开所使用的“脉冲无线电”是指利用类似脉冲的信号用于其传输的无线电系统。
本文中和贯穿本公开所使用的“准低IF”是指在RF信号处理器电路(例如，接收器)内生成的中频(IF)，其中第一频率范围内的信号被转换成第二频率范围内的信号并且被本发明人用来区分它们相对于现有技术的创造性方法，并且其中使用不同系统和方法的这种转换被称为“零IF”，其中它们采用随后的高通滤波器来去除包括来自第二频率范围的DC的频率块，或者这种转换被称为“低IF”，其中转换后的第二频率范围包括DC，但是随后的RF电路或RF元件是AC耦合的，从而去除所包括的频率块。
本文中和贯穿本公开所使用的“便携式电子设备”(PED)是指用于通信和需要电池或其他独立形式的能量来供电的其他应用的无线设备。这包括但不限于例如蜂窝电话、智能电话、个人数字助理(PDA)、便携式计算机、寻呼机、便携式多媒体播放器、便携式游戏控制台、膝上型计算机、平板电脑、传感器节点以及电子阅读器。
本文中和贯穿本公开所使用的“固定电子设备”(FED)是指用于通信和需要连接到固定接口以获得电力的其他应用的无线和/或有线设备。这包括但不限于膝上型计算机、个人计算机、计算机服务器、信息亭、游戏控制台、数字机顶盒、模拟机顶盒、互联网使能电器、互联网使能电视机和多媒体播放器。
本文中使用的“用户”可以是指但不限于这样的个体或个体组：其生物测量数据可以被本地或远程地监测、获取、存储、传输、处理和分析给用户，但不限于此，其中通过他们与服务提供商、第三方提供商、企业、社交网络、社交媒体等的接触，经由仪表板、网络服务、网站、软件插件、软件应用、图形用户界面获取例如电子内容。这包括但不限于个人、组织和/或企业的雇员、社区组织的成员、慈善组织的成员、男性、女性、儿童、青少年和动物。就其最广泛的意义而言，用户还可以包括但不限于软件系统、机械系统、机器人系统、安卓系统等，其可以以与状况的子集相关的数据为特征，这些状况包括但不限于他们的环境、医疗状况、生物状况、生理状况、化学状况、周围环境状况、位置状况、神经学状况、药物状况、以及这些所述状况中的一个或多个的一个或多个具体方面。
“可穿戴设备”或“可穿戴传感器”指的是由用户穿戴的微型电子设备，包括在衣服下方、在衣服内部、与衣服一起或在衣服之上的微型电子设备，并且是更宽泛的一般类别的可穿戴技术的一部分，其包括“可穿戴计算机”，这相对而言涉及通用或特殊目的的信息技术和媒体发展。这样的可穿戴设备和/或可穿戴传感器可以包括但不限于智能电话、智能手表、电子纺织品、智能衬衫、活动跟踪器、智能眼镜、环境传感器、医疗传感器、生物传感器、生理传感器、化学传感器等、周围环境传感器、位置传感器、神经传感器、药物递送系统、医学测试和诊断设备以及运动传感器。
A：超宽带脉冲无线电的问题
如上所述，包括可穿戴设备、无线定位服务、无线传感器网络等在内的很多应用都需要超高效的无线通信，这些无线通信由于不足的工作循环能力和复杂的硬件而不能使用采用传统的基于零差/外差载波的无线电的传统的无线式无线电来获得。因此，这些无线式无线电无法实现这些应用寻求或需求的每比特亚纳焦耳(nJ/比特)的能量效率。
本发明人基于其于2015年1月7日提交的题为“Methods and Systems Relatingto Ul tra-Wideband Broadcasting(关于超宽带广播的方法和系统)”的世界知识产权组织申请PCT/CA2015/000,007中建立的先前概念，以允许利用脉冲操作和信令来生成具有均匀和密集的能量分布的频谱的这样的超高效无线电。因此，本发明人建立了一种新颖的电路/系统架构、一种新颖的脉冲束通信结构、一种新颖的快速和能量高效的同步方案以及一种新颖的方法来固有地抑制来自现有服务的干扰，从而允许频谱和能量高效、稳健和多数据速率(即多功能)的无线电。
这种新颖的无线电不仅适用于可穿戴设备、普适计算、生物测量、无线传感器网络、结构健康监测、定位服务、对象跟踪等不断发展的数字环境的超严格的能量要求，而且在操作频谱、范围和数据速率方面也是有益地稳健且灵活。因此，根据本发明的实施例的这种新颖的无线电可以在无线电频谱的免许可证部分中操作，以允许容易地采用用于上述应用的技术，并且因此不需要用户许可频谱来支持服务。
A1：脉冲无线电限制和新颖的缓解解决方案
本发明人已经确定了无线链路的发射器侧和接收器侧的脉冲无线电实现的多个问题。在发射器侧，问题是发射信号频谱通常包含降低发射效率的频谱峰值。另外，由于产生具有在GHz范围内的优化频谱和带宽的单个脉冲所需要的功率，单个脉冲不能有效且高效地覆盖宽的UWB频谱。因此，现有技术的脉冲无线电使用静态脉冲图形，这可能限制无线电在频谱成形、增强检测和多数据速率操作方面的稳健性、效率和多功能性。此外，链接到UWB通信的频谱掩蔽相对于能够发射的频谱是非常有限的，由此进一步限制了现有技术的脉冲无线电可能的数据速率或通信距离。
在接收器侧，脉冲无线电接收器与发射器的同步是困难的，这是因为脉冲的固有占空比低，特别是在要保持技术的功率效率承诺的情况下。此外，脉冲无线电在已经被多个现有窄带服务占据的RF频谱区域内操作，所以接收器必须能够容忍这些预先存在的系统产生的干扰。重要的是，在全系统实现中，缓慢的唤醒/睡眠时间阻止了实现较低数据速率下的峰值能量效率。因此，现有技术的脉冲无线电的这些限制降低了它们的效率，并且不仅在UWB脉冲无线电的潜力方面限制了它们的多功能性，而且限制了本说明书中描述和讨论的本发明的实施例所能够实现的。
涉及被本发明人实现为脉冲无线电UWB收发器的原型的集成电路的很多创新的电路/系统架构和方法减轻了传统无线电或其他脉冲无线电的局限性。根据本发明的实施例的这些新颖的增强在下面列出，并且提供充分利用脉冲信令的固有益处的脉冲无线电，该脉冲无线电是稳健的，实时频谱可重新配置，频谱和能量高效，并且能够具有多数据速率。以下单独地参考说明书并且结合附图来描述关于本发明的实施例的各种元件和实现和根据本发明的实施例的原型UWB收发器。
本发明人因此已经建立了无线UWB发射器/接收器/收发器的以下新颖方面：
A1：低时延发射器/接收器同步方法/算法，其使用专用同步硬件，包括用于超低睡眠模式功耗的双时钟计时器系统。这实现了发射器(Tx)与接收器(Rx)之间的高效同步，以保持根据本发明的实施例的无线电的非常主动的工作循环，从而保持脉冲无线电通信固有的能量效率。
A2：毫秒级启动和微秒级空闲恢复，其中利用定制的集成式DC/DC转换器和工作循环收发器电路，其使得能够从睡眠模式快速(毫秒)地启动电路以在低数据速率和高数据速率(例如，1kbps到10Mbps)下获得最佳的功耗，并且使得能够从空闲模式微秒地恢复。
A3：动态脉冲束频谱成形，其中脉冲无线电利用脉冲束，每个束包括多个脉冲，具有实时可配置参数(例如，相位、频率和带宽)，以实现动态UWB频谱填充，从而：
在存在信道和多路径衰减的情况下实现稳健的通信；
实现最佳频谱成形和白化以动态地满足室内和室外UWB标准要求；
使得无线电能够符合由地区/国家特定的监管部门施加的不同辐射功率发射掩蔽；
允许不同的脉冲束方案以覆盖多种数据速率和范围要求；
允许非常宽的带宽而无需借助于具有非常宽的带宽(即多GHz带宽跨度)的超窄脉冲，从而简化了发射器和接收器两者中的无线电电路并且提高了无线电的能量效率；
在用于接收器工作循环和同步的实际时间量程内(例如几十纳秒)扩展脉冲能量，同时占据宽频谱带宽；以及
减少频谱旁瓣以更容易符合发射频谱掩蔽。
A4：接收器IF链瞬时和脉冲带宽均衡，其中利用处于单个脉冲带宽的量级的瞬时带宽，例如500MHz，而总频谱通过脉冲束策略覆盖宽得多的带宽(BW)，例如，对于3GHz带宽为3GHz-6GHz。这使得能够在脉冲下变频之后降低电路块的功耗，同时仍然允许实现用于通信的超宽带宽频谱。
A5：准低IF架构，其中采用以准低中频(IF)架构操作的中频(IF)级以避免DC偏移问题，减少射频(RF)部分的1/f噪声，并且抑制典型的窄带干扰，例如BW<50MHz的信号，从而提高系统稳健性和干扰抑制。作为该方案的部分，利用RF信号的自混频将其下变频到DC，并且指定高通去耦电容器以确保在该过程中切断少量的期望脉冲能量，同时切断显著量的窄带干扰能量。这与IF级之后的第二平方级耦合，以保持完全的灵敏度。由于信号不是直接下变频到低IF，而是被高通滤波以去除其DC成分，因此该架构被标记为“准低IF”。
然而，在本发明的其他实施例中，高通的该IF滤波器也可以是具有适当特性的带通滤波器。带通滤波器或高通IF滤波器可以被实现为无源滤波器、有源滤波器或者另一类型，例如n路径滤波器。如果使用n路径滤波器实现，则其具有允许对一个或多个滤波器进行一定的电子调谐的优点，并且相应地，n路径滤波器可以创建可调谐陷波以去除阻塞发射器/信号(阻断器)。
A6：高斯脉冲成形，其由功率放大器经由利用其接地连接来完成，从而允许根据本发明的实施例的发射器对数字毛刺全部进行操作，从而实现具有可忽略的静态电流消耗的全数字结构。
A7：全数字发射器架构，其允许例如在脉冲级的非常主动的功率循环。
A8：并行化的ADC/积分器结构，其允许更快的同步和增强的干扰检测。该结构允许在接收时间帧期间的全信号可观察性，同时还允许动态地改变调制方案，例如开关键控(OOK)和脉冲位置调制(PPM)，以提高基于信道或监管环境的通信的稳健性。
A9：多相基带时钟，其在收发器内使用，例如以降低时钟频率，例如20MHz而不是200MHz，并且提高电源效率。
A10：双平方信号检测-抑制，其用于增强接收器中的能量检测灵敏度/噪声抑制以及生成非常适合于简单集成的经整流的信号。这种双平方法利用所接收的信号的脉冲特性，以通过对每个脉冲的非线性处理来有效地增强检测。一个平方运算将脉冲下变频到准低IF，而第二平方运算允许使用整个下变频后的脉冲能量来增加检测的概率，而不是像在现有技术的脉冲无线电接收器中执行的那样仅仅采用检测到的幅度/峰值。如前面在A5中所提到的，两个平方运算之间的高通滤波产生了所提出的准低IF架构的DC偏移减轻、1/f噪声减少和窄带干扰抑制。
因此，本发明的实施例通过电路和系统架构和方法的组合提供了在<1nJ/比特的范围内的非常高的能量效率。本发明还允许在宽范围的数据速率上保持这种能量效率，这在现有技术的无线电中是不可能的。这样的效率应当能够实现先前不可能的或者传统无线电不能很好地提供的很多解决方案。例如，可穿戴设备的电池寿命能够更长。有益的是，本发明人的新颖技术的应用还可以影响功率预算严重受限的无线植入式生物医学应用。此外，根据本发明的实施例的脉冲无线电通过其基于脉冲的操作和实时频谱敏捷性对干扰和衰减的稳健性可以使其对诸如航空航天、汽车或军事部门、结构健康监测或家庭自动化等应用而言是有吸引力的。
A2：示例性脉冲无线电应用
根据本发明的实施例的发射器/接收器/收发器系统的提高的效率增加了自供电无线传感器网络的可行性，所述自供电无线传感器网络从诸如太阳能、振动、温度等环境中而不是从可用功率有限的电池(特别是在紧凑、占位面积小的传感器中)采集的能量来运行。具有几平方毫米占位面积的UWB收发器的功效由于需要数十平方厘米的太阳能电池为其供电而被否定。本发明的实施例已经由本发明人通过商业代工利用亚微米CMOS收发器设计而实现。
例如，考虑图1A，在当前可穿戴设备的第一至第三图像100A至100C示例中描绘了示例，可穿戴设备包括但不限于智能手表、活动跟踪器、智能衬衫、压力传感器和血糖传感器，其提供与一个或多个所述可穿戴设备的用户有关的生物测量数据。在第一图像100A内，描绘了可穿戴设备的示例，而在第二图像内，描绘了智能服装的示例。第三图像110C描绘了与收集背景、环境和生物测量数据的第一和第二图像100A和100B中的设备/服装分别形成对比，向用户呈现信息的可穿戴设备的示例。
智能服装可以由智能织物制成，并且用于允许对穿戴者的各种生命体征(例如，心率、呼吸率、温度、活动和姿势)进行远程生理监测，或者替代地，其是指具有嵌入式传感器的传统材料。例如，智能衬衫可以记录心电图(ECG)，并且通过电感体积描记法、加速度测量法、光脉冲血氧测量法、用于皮肤水分监测的流电皮肤反应(GSR)和血压来提供呼吸。来自这样的可穿戴设备的信息可以在本地或使用相关联的设备例如智能电话来存储，以及远程地存储在个人服务器、基于远程云的存储器等内，并且通常经由诸如蓝牙、RF、WLAN或蜂窝网络等无线网络进行通信，但是也可以提供例如与用户的智能电话、笔记本电脑或专用外壳的有线接口，以允许数据提取以及对可穿戴设备内的电池进行再充电。但是，紧凑、非侵入性、体积小的可穿戴设备通常要求电池较小，因为在很多情况下，当不需要用户接口时，该部件决定了可穿戴设备的体积。因此，最小化电池并且同时在更换电池、对电池进行再充电或者完全替换可穿戴设备之前最大化可穿戴设备的使用寿命对于用户和穿戴式设备制造商的营销/商业杠杆具有显著的益处。
在图1A中还分别描绘了提供与用户有关的生物测量数据的传感器和电子设备的第四和第五图像100D和100E。例如，在第四图像100D内，用户的智能服装提供来自传感器的数据，所述传感器包括但不限于：经由MEMS麦克风105提供声学环境信息的传感器，通过肺容量传感器110提供用户呼吸分析的传感器，经由GPS传感器115提供全球定位的传感器，经由温度计120提供其温度和/或环境温度的传感器，以及通过脉搏血氧计125提供血氧的传感器。这些数据通过肌肉活动传感器130获取的施力数据、经由3D运动传感器(例如，3D加速度计)获取的运动数据、来自压力传感器140的用户体重/携载数据以及来自计步器145的行走/跑步数据而被增强。这些数据可以孤立地使用或与其他数据——包括例如从与用户相关联的医疗设备获取的数据——结合使用，如图1A中的第五图像100E中描绘的。如所描绘的，这些医疗设备可以包括但不限于深脑神经刺激器/植入物150、耳蜗植入物155、心脏除颤器/起搏器160、胃刺激器165、胰岛素泵175和足部植入物180。一般，这些设备将与身体区域聚合器(例如，智能电话或专用可穿戴计算机)通信。相应地，显而易见，用户可能已经通过有意识的决定(例如，佩戴血糖传感器)、无意识的决定(例如，在他们的手机内携带加速度计)或者基于事件(例如，适合解决心脏问题的起搏器)将他们自己与一个或多个传感器相关联。在大多数情况下，从可穿戴设备到PED/FED的数据传输通常较低，例如周期性生物测量数据等，但在某些情况下(例如智能眼镜)，可能需要发射/接收连续和/或更大量的数据。甚至连续数据采集(例如心脏监测)也可以以脉冲串模式传输，因为即使一分钟而言，数据量也不大。但是，如果最小脉冲串有效载荷太大，或者唤醒/睡眠时间太长，则在不牺牲效率的情况下将无法实现关于被无线地监控的传感器的真实的实时信息。因此，非常需要能够针对多个数据速率(即，在本示例中，非常低的数据速率)保持亚nJ效率的高能量效率的无线电，诸如本发明的实施例所能够实现的。
现在参照图1B，描绘了第一和第二环境100F和100G，其分别涉及根据本发明的实施例的用于无线脉冲无线电的部署场景的示例，涉及增强第一环境100F中的住宅自动化和无线互连，或者提供第二环境100G中的人员、设备、医疗用品的无线定位服务。考虑到第一环境100F，则描绘了一系列部署场景，包括空调1001、节能-效率1002、监视1003、娱乐1004、计时器1005、照明1006、电机控制1007、环境1008、喷水装置1009、电器1010和安全1011。在这些中的大多数中，数据发射/接收的要求也是非常有限和非周期性的。类似地，在描绘基于医院无线的定位服务的简化示意图的第二环境100G中，库存跟踪服务等可以从跟踪患者延伸到诸如手推车、扩散泵等医院设备，直到诸如患者监护仪、心电图(EKG)等医疗设备连接性以及医疗消耗品等。此外，数据速率通常较低，但是此外，在干扰是不可接受的小区域内可能有大量同时操作的设备。
B：多脉冲频谱灵活性
本发明人已经建立了如在A3部分中所指示的基于脉冲束的脉冲无线电的设计方法，其中每束具有多个脉冲，具有实时可配置参数、相位、频率、幅度和带宽，以便动态地填充UWB频谱。UWB通信允许使用宽频带进行传输，只要遵循适当监管部门的频谱掩蔽即可。例如，在美国，分配的频带是3.1GHz≤f≤10.6GHz，并且联邦通信委员会(FCC)规定了相对于在这个分配的频带上的不同子带中的最大发射功率的频谱掩蔽。这实现了具有低功耗优点的脉冲操作，因为收发器可以被工作循环以仅当要发射或接收脉冲时从消耗功率。由于频谱掩蔽允许用于发射的固定的最大功率谱密度，所以有利的是使占据的带宽最大化，以便最大化符号能量并且扩大无线链路可实现的范围。然而，使用单个脉冲进行通信导致脉冲带宽与所需要的同步准确度之间的折衷，因为脉冲带宽的增加对应于脉冲持续时间的减少，导致更具挑战性并且潜在地成本更高的电路实现，其中同步所需要的能量增加。
本发明人通过将具有不同频谱的多个脉冲应用于比特的生成的概念性步骤来解决并且消除这个折衷。参照图2A，在第一图像200A中，描绘了现有技术的脉冲无线电的时域和频域示意图，其中每个比特210是在单个频率下的脉冲振荡，使得频谱是在监管部门UWB掩蔽220所允许的频率范围内并且低于该频率范围内的最大功率的以f0为中心的单个峰值230。相比之下，如第二图像200B所描绘的，如图2B所示，利用包括一系列子脉冲260A至260C的比特260，其中子脉冲260A至260C各自处于频率f1、f2、f3下。因此，通过对子脉冲260A至260C的各个脉冲频谱进行求和，在概念上(为了清楚起见，省略了加扰)获得符号(比特260)的多脉冲频谱280，这增加了带宽，同时增加了总符号持续时间，这与单脉冲现有技术方法形成了对比，同时将最大功率保持在UWB掩蔽220下。这使得符号能量最大化，同时放松了接收器处所需要的定时要求和同步水平。具有不同参数集合的任意数量的脉冲可以被包括在束内以使脉冲频谱适合于给定的要求。
为了在不违反发射掩蔽的情况下提供最大信号能量，脉冲的相位必须是随机的，即频谱需要被白化以避免通常在周期性信号中发现的“谱线”的生成，并且脉冲之间的相关性必须减小以确保多脉冲频谱是各个脉冲频谱的总和。这可以通过将伪随机噪声(PRN)序列应用于发射器的功率放大器中的相位调制来执行。由于接收器对信号的相位不敏感(这是由于其非相干检测方案，稍后将描述)，所以为了实现这一点，不需要发射器与接收器之间的相位同步。
发射信号的精确频谱形状可以通过在每个符号中生成具有不同频率和持续时间的脉冲来控制。符号或比特被本发明人称为包括“脉冲束”。脉冲束的频谱容易计算，因为它的功率是各个脉冲功率谱的总和。这允许响应于环境或用户需求的变化而容易地进行动态可重新配置，并且还允许在不同的监管环境中进行操作。
由于信号的脉冲性质，存在带外功率谱旁瓣。尽管脉冲成形降低了旁瓣电平，但是旁瓣的最大值可以比平均带外功率谱密度高几个dB。通过将PRN序列应用于工作循环控制位的最低有效位(LSB)，每个脉冲的宽度可以被随机地抖动。这等效地抖动了带外功率谱中的旁瓣和零点的位置，从而将带外功率谱有效地白化为其平均值，并且增加了朝向FCC频谱掩蔽的边缘。
例如，如图2B所示，宽带数据流的调制可以通过开关键控(OOK)或脉冲位置调制(PPM)来实现。在OOK调制2020中，脉冲束的存在指示“1”，束的不存在指示“0”。这是一种较低功率的通信方案，因为当要发送“1”时，发射器只需要处于活跃状态，并且当数据位为“0”时，发射器可以保持在睡眠模式。这也可以增加通信范围，因为数据只有大约一半的时间被传输(通过适当的数据编码来确保)，这意味着每个脉冲束可以包含更多的能量并且仍然满足监管部门施加的发射掩蔽。
然而，为了作出关于所接收的数据是“1”还是“0”的决定，OOK调制需要限定的阈值。这在信道特性或干扰信号水平快速变化的环境中会降低性能。在这些情况下，例如，PPM调制2010可以是优选的替代调制方案。在这种情况下，是由符号周期内的脉冲束的位置来决定是接收“1”还是“0”。本质上，检测器将在符号周期的前半部分中接收到的能量与在符号周期的后半部分中接收到的能量进行比较，以作出决定，从而产生可以补偿快速变化的环境的帧级阈值。通过使用具有稍后详述的并行数字化架构的脉冲串模式通信方案，在本发明的实施例内，在同一发射器-接收器对内在OOK和PPM调制之间进行切换的能力可以通过使用具有在稍后详述的并行数字化架构的脉冲串模式通信方案来实现。
因此，在图2B中，描绘了用于PPM 2010和OOK 2020调制方案的符号200C。此外，描绘了帧结构200D，其中每个帧200D之前是用于实现接收器中的精细同步的同步块2030、以及用于在发射/接收数据2050之前校正符号同步中的漂移的起始位2040。由于简单的同步结构，只需要短的同步块2030，因而减少了在系统的有效数据速率上的开销。在帧200D之间，发射器和接收器被断电以降低功耗。这产生了具有开始2060、帧200D和睡眠2080的所得结构的流200E。
这种传输协议也非常适合可重新配置的数据速率。作为系统操作的说明性示例，假设数据速率为1Mbps，帧大小为1kbi t，并且脉冲串数据速率为20Mbps；例如，在帧内，每50ns发送符号。在本示例中，每个帧的持续时间为50μs。为了达到1Mbps的数据速率，帧重复率将是1kHz，即每1ms发送一帧。这意味着接收器每1ms只能有50μs是活跃的，导致5％的占空比。为了以相同的帧速率和持续时间实现100kbps的数据速率，唯一必要的改变是将帧重复速率降低到10ms(即，每10ms发送一帧)。此时，接收器每10ms只有50μs是活跃的，导致0.5％的占空比。因此，数据速率的10倍降低将导致功耗的10倍降低。在这些示例中，没有考虑同步要求。由于脉冲串模式通信方案和实现符号级和帧级同步的这一事实，所以同步开销可能小于数据有效载荷的1％。本发明中的脉冲无线电的特殊之处在于，有效载荷可以具有非常少的位，因为唤醒/睡眠时间非常短，因而允许脉冲无线电的工作循环比基于载波的无线电更具主动性。这可以实现具有大大减少的位数的非常慢的重复速率有效载荷的实时(即，没有有效载荷缓冲)传输。这种能力非常适用于需要实时链路的很多应用，这些链路的数据吞吐量低，但是由非常限制性的能量约束，例如生物医学传感器。
C：发射器
参照图3，其描绘了根据本发明的实施例的发射器300的示意图。脉冲模式块310保持用于表示当前符号的脉冲的配置。从符号-速率时钟(即20MHz)开始，由延迟锁定环(DLL)330生成多个相位。每个时钟相位的上升沿表示符号脉冲束中的一个脉冲的开始。多路复用器320由时钟相位的边沿触发，并且从脉冲模式块310中选择当前脉冲的配置。脉冲发生器(脉冲器)350生成具有由多路复用器320设置的脉冲宽度的脉冲，并且启用数控振荡器(DCO)340和功率放大器(PA)350。当被启用时，DCO 340生成具有由多路复用器320设置的频率的高斯形脉冲，该脉冲然后由PA 360放大并且由天线370辐射。
因此，脉冲模式块310建立了符号或符号序列的脉冲。以这种方式，脉冲模式块310的更新调节了用于每个符号的脉冲序列，并且相应地，脉冲模式块310可以基于一个或多个因素动态地更新，这些因素包括但不限于网络环境数据、预定序列、日期、时间、地理位置、接收信号的信噪比(SNR)和监管掩蔽。
C1.发射器脉冲生成和成形
在本发明的实施例内，DCO 340输出可以被成形为离散地或者与脉冲发生器350的动作相结合地提供预定的频率和/或幅度特性。例如，在本说明书内描述的本发明的实施例中，提出并且采用了高斯成形的使用和成形高斯脉冲的方法。但是，在其他实施例中，可以采用替代的成形方法和形状轮廓。
由本发明人在本说明书中利用的实施例采用通过调节其接地连接经由PA 360来对脉冲成形。这使得发射器能够完全在数字域中操作，从而实现静态电流消耗可忽略的全数字结构。此外，全数字发射器结构的使用允许了非常主动的功率循环，即在脉冲级的功率循环。
C2.接地开关功率放大器
UWB传输的脉冲性质要求功率放大器(PA)能够通过脉冲成形来传送高瞬时功率电平，以减小脉冲频谱的旁瓣。为了实现低的平均功耗，需要高的功率效率、高效的功率循环和快速的唤醒/睡眠转变时间。
为了发射UWB脉冲束，在本说明书内提出的本发明的实施例中采用了如图4所示的开关功率放大器(SW-PA)400。SW-PA 400因此表示图3中的PA 360的实施例。如所描绘的，第一和第二晶体管M1410和M2420用作开关，其输入是由DCO生成的互补数字时钟，从而能够实现全差分SW-PA 400。这些数字时钟的频率设置脉冲束中的每个单独脉冲的中心频率，并且应用于第三晶体管M3430的脉冲使能信号设置每个脉冲的持续时间。因此，互补数字时钟由VCOP 440和VCON 450提供，而脉冲使能/脉冲持续时间是由耦合到PULSE 460的脉冲发生器350提供的脉冲信号，使得经由第三晶体管M3430的SW-PA 400接地连接被这个信号修改。在RFP 470和RFN 480处提供SW-PA 400输出，其中SW-PA 400耦合到电源轨VDD。
可以通过仅考虑差分SW-PA 400的左侧(半电路)来描述功能，因为对称性迫使另一侧的操作相同。当第一晶体管M1410M1导通时，SWP400输出(在这种情况下为RFP 470)连接到GNDPA节点。由于SW-PA 400输出的DC电压是VDD(通过电感器L1)，所以当第一晶体管M1410Ml断开时，SW-PA 400输出变为VDD+(VDD-GNDPA)＝2×VDD-GNDPA。结合这两种情况产生2×VDD-GNDPA的输出摆幅。因此，通过对GNDPA节点的电压进行成形，SW-PA 400输出可以是时钟信号的直接成形版本，以生成输出脉冲。通过设计，输出脉冲由第三晶体管M3430和C5成形，以实现用于脉冲持续时间与带宽之间的最佳平衡的高斯分布，并且使脉冲频谱中的旁瓣功率最小化。当由第三晶体管M3430激活时，SW-PA 400生成输出脉冲，其中第三晶体管M3430用作启用开关，以确保功率放大器仅消耗静态功率。
C3.数控振荡器
图5中所示的全差分环DCO(FDR-DCO)500已经在本说明书内提出的本发明的实施例内被采用，并且FDR-DCO 500因此表示图3中的DCO 340的实施例。FDR-DCO 500将数字时钟提供给图4中具有SW-PA 400的第一和第二晶体管M1410和M2420，并且被馈送脉冲发生器350的输出以便切换其操作并且生成被馈送到SW-PA 400的时钟。该FDR-DCO 500的频率由第一和第二电容器组设定，该第一和第二电容器组分别包括第一和第二电容器C1540A和C2540B以及第三和第四电容器C3540C和C3540D，这些电容器分别连接到第一和第二全差分逆变器INV1510和INV2520的输出。来自第三全差分逆变器INV3530的输出提供耦合到SW-PA400的VCOP 440和VCON 450的互补数字时钟VCOP和VCON。
因此，在本发明的实施例中，第一至第四电容器C1540A至C4540D具有相同的电容值，并且每个都是可编程性为4位的可编程电容器组，但也可以采用其他级别的可编程性等。第三和第四开关S3550A和S4550B用于在不发送脉冲时关闭FDR-DCO 500并节省功率。第四逆变器INV4570结合第一和第二开关S1560A和S2560B一起在振荡之前(当FDR-DCO 500关闭时)对振荡器节点进行预充电，以控制用于相位调制的脉冲的极性。这也创建了具有非常快的启动时间(在零点几ns的量级)的振荡器，从而提高了发射器中的功率循环效率。当脉冲将被生成时，FDR-DCO 500通过断开第一和第二开关S1560A和S2560B并且闭合第三和第四开关S3550A和S4550B而被启用，而在所有其他时间，FDR-DCO500都处于低功耗的睡眠状态。可选地，可以在SW-PA 400的GNDPA和VDD节点之间添加附加的PMOS晶体管，以便在脉冲结束时快速断开SW-PA 400并且改善脉冲成形。
C4.脉冲发生器
来自耦合到DCO 340(例如，FDR-DCO 500)和PA 360(例如，SW-PA400)的脉冲发生器350的脉冲信号使用脉冲发生电路来生成。因此，如图6所示的脉冲发生器(PULGEN)600已经在本说明书内提出的本发明的实施例中采用，并且脉冲发生器600因此表示图3中的脉冲发生器350的实施例。如所描绘的，输入信号直接地和间接地经由第一逆变器INV1610和第二逆变器INV2620被路由到AND门650。第一逆变器INV1610和第二逆变器INV2620是与作为可编程电容器组的第一电容器C1630和第二电容器C1640组合的可变延迟电路的一部分，但也可以采用其他级别的可编程性等。
因此，DATA线上的上升沿导致该电路产生ns量级的脉冲。脉冲宽度是由第一电容器C1630和第二电容器C2640产生的可变延迟的函数，第一和第二电容器由于数字可调谐而允许对脉冲宽度进行数字编程。
C5.发射器输出
现在参照图7，描绘了发射器300中的PA 360的输出电压，其用于采用具有开关键控(OOK)调制的6脉冲束的亚微米CMOS原型实现。如上所述，符号“0”或“1”由脉冲束的存在或不存在来表示。显然，每个束由具有可配置的脉冲宽度和频率的多个(在本示例中为6个)高斯形脉冲组成。
图8中示出了发射器300中的PA 360处的发射器输出的所得典型频谱，其用于亚微米CMOS原型实现。如FCC所规定的，频谱中的能量集中在UWB频带中，并且设置的频谱掩蔽同时仍占据UWB的FCC规定频谱的约2GHz。
发射器的全数字结构允许在脉冲级别的固有功率循环。DCO 340和脉冲发生器(脉冲器)350设计有数字门，使得它们在数据被发射时仅消耗动态功率。此外，PA的开关特性会在它不发射脉冲时自动将它关闭，从而实现低静态功耗。由于不需要额外的功率循环硬件，所以这产生了非常高效的发射器。
D.接收器
参照图9，描绘了根据本发明的实施例的接收器900的示意图。来自天线910的RF信号在被传送到两级RF放大器(AMP1)930之前首先由低噪放大器(LNA)920放大。第一平方混频器(MIX1)940将该信号与其自身相乘以转换成中频(IF)。三级可变增益放大器(VGA)950进一步放大信号并且实现带通滤波器功能。VGA 950输出然后被耦合到第二平方混频器(MIX2)960，该MIX2960将信号下变频到基带频率。并行积分器(INT1和INT2)将信号能量相加，相加的信号能量由数字处理器(为了清楚起见未示出，但是例如下面结合图16关于数字处理器(DIGIPRO)1600进行描述)内的模数转换器(ADC1和ADC2)来数字化。
D1.接收器检测和干扰抑制
接收器IF链利用例如500MHz的单个脉冲带宽的量级的瞬时带宽，而总频谱通过脉冲束策略覆盖宽得多的带宽，例如，对于BW＝3GHz为3GHz≤f≤6GHz。这允许在脉冲下变频之后降低电路块的功耗，同时仍允许用于通信的超宽带宽频谱。
用于UWB信号的接收器由于期望信号的宽带宽而具有挑战性，这需要高带宽的接收器链。另外，带内窄带干扰、DC偏移和1/f噪声的出现在低功率实现中也是有问题的。因此，期望IF级：
采用准低IF架构来避免直流偏移问题；
减少RF部分的1/f噪声；以及
抑制典型的窄带干扰(例如，BW<50MHz的信号)，以提高系统的稳健性和抗干扰能力。
为了实现这一点，在接收器900内指定了高通去耦电容器，以确保在该过程期间截止少量的期望脉冲能量。此外，其与IF级之后的第二平方级耦合，以保持完整的灵敏度。用于增强接收器中的能量检测灵敏度/噪声抑制和生成整流信号的双平方法非常适合于CMOS集成。这种双平方法利用接收信号的脉冲特性来增强检测，因为它有效地等同于每个脉冲的非线性处理。第一平方运算将接收到的脉冲下变频到准低IF信号，而第二平方运算允许使用整个下变频后的脉冲能量来增加检测的概率，而不是像在其他现有技术的脉冲无线电接收器中执行的那样仅仅使用检测到的幅度/峰值。如上所述，两个平方运算之间的高通滤波产生了DC偏移减轻、1/f噪声减少和窄带干扰抑制。
对于本领域技术人员来说显而易见的是，有利地，关于图9呈现的非相干接收器架构不需要频率同步，也不需要了解发射器所使用的脉冲相位/频率模式。
D2.低噪放大器
如图10所示的低噪放大器(LNA)1000已经在本说明书内提出的本发明的实施例中采用，并且LNA 1000因此表示图9中的LNA 920的实施例。差分输入信号RFP和RFN分别通过第三电容器C31050A和第四电容器C41050B耦合到一对共栅晶体管M11010和M21020的漏极，这一对共栅晶体管M11010和M21020在它们的栅极上被偏置VBIAS并且它们的偏置电流经由电感器L1被下降至接地。在M11010和M21020的漏极处，由电阻器R11030和R21040连同电感器L21070执行分流峰化，以增加已放大信号的带宽。信号通过第一电容器C11060A和第二电容器C21060B从LNA 1000向外耦合到输出端口OUTP和OUTN。
D3.平方混频器
如图11所示的平方混频器(SQ-MIX)1100在本说明书内提出的本发明的实施例中采用，并且SQ-MIX 1100因此表示图9中的第一和第二平方混频器MIX1940和MIX2960。如图所示，差分输入信号INP和INN耦合到晶体管M71110和M81120的栅极，晶体管M71110和M81120的跨导将信号转换成差分漏极电流。同时，输入信号也耦合到交叉耦合的晶体管对M3:M4和M5:M6，晶体管对M3:M4和M5:M6将漏极电流引导到SQ-MIX 1100的正(OUTP)侧或负(OUTN)侧，从而将输入与自身相乘，即，将其平方化。晶体管M1和M2被偏置为电流源1150，以在输出处提供最大电压增益。耦合到输入信号并且包括电容器C1至C4和电阻器R1至R4的偏置电路1160确保NMOS晶体管被偏置到适当的偏置点。
D4.可变增益放大器
如图12所示的可变增益放大器增益级(VGA-GS)1200已经在本说明书内提出的本发明的实施例中采用，并且VGA-GS 1200因此表示图9中的VGA 950内的每个增益级的实施例。差分输入信号INP和INN分别耦合到复合晶体管对M1:M2和M3:M4的栅极。如图12中的小图所描绘的，每个复合晶体管M1至M4包括晶体管阵列1270，晶体管阵列1270由晶体管1275(1)至1275(N)的阵列形成，晶体管1275(1)至1275(N)具有连接的源极及漏极并且其栅极可以连接至信号或接地，这取决于开关位置。因此，复合晶体管对M1:M2和M3:M4具有可开关的跨导。正侧(OUTP)的有效跨导等于M1和M3的跨导之差，而负侧(OUTN)的有效跨导等于M2和M4之间的跨导之差。因此，可以通过复合晶体管中的开关位置来调节增益。晶体管M6和M7被偏置为电流源1230以最大化输出电压增益。电容器C3和C4在输出节点处执行低通滤波，而电容器C1和C2与偏置电阻器R1和R2一起在输入节点处执行高通滤波。因此，VGA-GS1200使用有效的带通滤波器响应来操作。
D5.接收器下变频
在第一下变频之后，经由MIX1940，任何窄带干扰占据接近DC的窄频带(f<50MHz)，而UWB信号占据较大的频带(例如，fBW＝500MHz)，如在图13中的在接收器电路900中的第一节点1310处的理想化的第一频谱图1300A中能够看到的。IF带通滤波器被设计为具有比窄带干扰信号的带宽(50MHz)更高的低截止频率，使得这些带宽被滤除，同时仅去除少量的UWB能量。在只剩下UWB信号的情况下，可变增益放大器(VGA)将信号放大到期望幅度。由于IF级的带通特性，VGA可以AC耦合，这消除了对DC偏移消除的需要，并且过滤了由IF级生成的1/f噪声。
对于符号解调，通常需要在符号时间上对信号功率进行积分以获取符号能量。在这种架构中，IF带通滤波去除了DC分量，防止了IF信号的直接积分。作为替代，第二下变频器执行自混频操作以获得通过带通滤波器传送的功率，从而有效地再次将IF信号转换到DC周围。将经由MIX2960的第二下变频处理与在接收器电路900中的第二节点1320处的理想化的第二频谱图1300B一起来描绘，其中经滤波的下变频后的UWB信号再次通过第二变频处理被下变频。随后，采用积分器来获得符号能量，其中所采用的方法比在IF水平上使用峰值检测具有更高的灵敏度。
因此，在图9中的接收器电路900中描绘的双平方下变频架构消除了1/f噪声以及对于DC偏移消除电路的需求，同时抑制了窄带干扰。在概念上来讲，第一自混频器MIX1940产生信号功率，并且IF带通滤波器只传递信号功率的变化。第二自混频器MIX2960和数字处理器(DIGIPRO)1600内的积分器因此产生信号功率的变化的能量，这内在地对于基于载波的窄带信号较低并且对于UWB脉冲信号较高。双平方法还通过执行有效的四阶非线性操作来提高信噪比。
图14中示出了由接收器900的亚微米CMOS原型实现方式处理的用于6脉冲RF输入信号的MIX2(在节点1320处)之后的基带输出。每个高斯滤波脉冲的上升和下降侧翼由VBB的峰值表示。基带电压在符号周期内的积分产生脉冲中的能量并且用于符号的解调。
E.发射器接收器同步和时钟
如上文所讨论的，UWB通信链路的接收器(Rx)和发射器(Tx)不通过分布式定时信息而彼此同步，这与一些其他无线协议内的情况不同。相应地，每个电路的要求是Tx和Rx之间的高效同步，以保持根据本发明的实施例的无线脉冲无线电的非常主动的工作循环，从而保持脉冲无线电通信固有的能量效率。因此，本发明人已经建立了使用专用同步硬件的低时延发射器/接收器同步方法/算法，包括用于超低睡眠模式功耗的双时钟计时器系统。这实现了Tx和Rx之间的高效同步，以保持无线电的非常主动的工作循环，从而保持脉冲无线电通信固有的能量效率。
设计多相时钟基带收发器以降低时钟频率(例如，20MHz而不是200MHz)并且提高功率效率。此外，采用图9中的并行化的ADC/积分器结构DIGIPRO 1600，以实现更快的同步和增强的干扰检测。这个结构实现了在接收时间帧期间的全信号可观察性。这种结构也允许动态地改变调制方案(例如，OOK、PPM)，以改善基于信道或监管环境的通信的稳健性。
E1.低功率时钟发生器
参照图1500A，描绘了可以在本说明书内提出的本发明的实施例中采用的第一时钟发生器(CLKGEN1)1500，并且CLKGEN11500因此将20MHz信号提供给发射器300以及图9中的接收器900内的DIGIPRO 1600。低功率时钟发生器CLKGEN11500包括逆变器INV11520，逆变器INV11520与晶体XTAL 1510、电阻器R1和电容器C1和C2一起用作低频振荡器，即32kHz。正弦振荡器信号被逆变器INV21525放大为方波时钟，并且用作锁相环(PLL)1590中的参考。PLL 1590由压控振荡器(VCO)1550组成，VCO 1550的输出被分频器1580分频并且由相位检测器1530与所述参考相比较。取决于分频时钟具有比所述参考低还是高的频率，生成DOWN或UP的脉冲。电荷泵1540与电阻器R2以及电容器C3和C4一起将UP和DOWN信号过滤为用于VCO的控制信号。当被锁定时，锁相环生成由逆变器INV31560缓冲的输出时钟，该输出时钟是参考时钟的整数倍。
如上所述，UWB收发器中的时钟生成和同步的高效实现对于低功率操作是至关重要的。在脉冲持续时间为纳秒量级的情况下，传统且直接的综合数字方法将需要几百MHz或更高的基本时钟，并且具有较高的相关动态功耗。用晶体时钟发生器直接生成基本时钟会导致相对较高的功耗。因为晶体振荡器的功率直接随频率成比例地变化，所以以低得多频率(例如，32kHz)操作晶体振荡器并且将频率与锁相环(PLL)相乘可以大大降低功耗。这个策略被本发明人用于UWB收发器中的低功率时钟生成。数字逻辑的基本时钟被设置为符号频率，例如20MHz，这是数字基带硬件处理符号的速率并且由诸如图15中的CLKGEN11500的时钟发生器生成，该时钟发生器采用较低功率的低频振荡器XTAL 1510。然后，如关于图3中的发射器300所描绘的，20MHz的时钟耦合到以纳秒范围间隔从该时钟导出多个相位的延迟锁定环(DLL)330，这些相位被用作与多路复用器320、DCO 340和脉冲发生器350结合来生成符号脉冲的定时基础。脉冲发生器控制信号由多路复用器生成，该多路复用器从DLL多相时钟的边沿上的存储器(脉冲模式310)中选择控制位。
PLL 1590具有在毫秒范围内的启动时间，其受到稳定所述环所需要的晶体振荡器周期数的有效限制。在高于50kbps的数据速率下，PLL 1590和DLL 330在帧之间保持开启，并且已经针对低功耗被优化。在50kbps或更低的数据速率下，PLL 1590和DLL 330两者可以在帧之间被功率循环，使得睡眠模式期间的唯一功耗来自晶体振荡器。
E2.同步
显然，由于UWB链路的传输方法没有时钟数据传输，所以需要接收器时钟的同步。因此，如关于图16所描绘的，同步块1630与图9所示的接收器900的DIGIPRO 1600结合使用。如图16A所示，DIGIPRO 1600包括一对双边沿触发积分器和模数转换器(ADC)块。第一积分器1610A和第二积分器1610B中的每个在一半符号周期内积分，并且其输出被第一和第二ADC 1620A和1620B中的一个数字化。例如，这些可以是3位闪烁型ADC。两个积分器ADC块偏移四分之一符号周期，使得在每个符号期间总共有四个交叠的积分窗口可用。这在图16B中是明显的。
通过确定具有最大能量的积分窗口来实现同步帧块期间的同步，使得原则上因而可以用一个同步符号来实现接收器的时钟同步。在实践中，需要附加的同步符号来说明跟踪无线链路信道变化的可变增益环。PPM解调通过观察对于每个符号的具有最大能量的积分窗口来实现，并且OOK调制通过观察固定积分窗口中的能量来实现。
F.收发器配置
F1.系统能量效率
本发明人通过建立定制的集成式DC/DC转换器和工作循环收发器电路来建立从睡眠模式的毫秒范围启动时间和从空闲模式的微秒范围启动时间的设计参数，上述电路实现快速电路启动/关闭以实现低数据速率(1kbps)和中等数据速率(10Mbps)下的最佳功耗。为了维持良好的能量效率，根据本发明的实施例的图17中的总UWB收发器1700的元件已经被共同设计用于低静态睡眠电流和快速启动/睡眠时间。
电池(3.0V≤VBATT≤3.6V)为低频晶体振荡器1500、睡眠计数器1730和带隙参考1710供电，所有这些通常始终是可操作的，但带隙参考1710在本发明的其他实施例内可以是工作循环的，而不改变所要求保护的本发明的范围。其功耗将系统的最低功耗限制在亚微瓦级别。当系统不处于睡眠模式时，集成的降压DC-DC转换器1720由电池供电，并且这以高转换效率向系统的其余部分提供电源电压。DC-DC转换器1720的启动时间为几个符号周期的量级，以使浪费的能量最小化。在睡眠周期之间，PLL 820是活跃的，从而为系统提供基本时钟。接收器900和DLL 330具有专用的功率降低控制，并且仅在帧发射/接收期间被激活。由于发射器由于其全数字架构而固有地被功率循环，因此不需要单独的控制。由于低基本时钟(例如，20MHz)，数字合成块的功耗较低。
原则上，功率循环收发器实现了功耗与数据速率的线性缩放，从而实现了恒定的能量效率。在固定帧大小的情况下，通过调节睡眠周期的长度来获得多个数据速率，其中最大可获得的数据速率由帧本身中的符号速率决定。为了保存能量效率，睡眠期间的功耗必须低于平均功耗。对于高数据速率，不需要使PLL断电，因为其功耗不会显著降低整体效率。对于低数据速率，除了带隙参考、晶体振荡器和睡眠计数器以外，整个系统在睡眠模式下被关闭。在这种情况下，与睡眠周期相比，PLL的毫秒范围启动时间是不显著的，并且整体效率也不会显著降低。
如所描绘的，UWB收发器1700还包括接收/发射开关370、频谱配置1790(相当于图3中的发射器300中的脉冲模式310)、PHY处理电路1780、链路控制器1770、缓冲器和接口电路1760、以及PHY格式化电路1750。UWB收发器1700经由链路控制器1770与客户端1705通信。因此，链路控制器1770例如可以使用有线协议与客户端1705通信。
F2.示例性通信流
为了确保根据本发明的实施例的收发器、发射器和接收器的低功耗，本发明人已经建立了用于检测何时发射器具有要发送的数据的处理流以及无线传感器网络中的可能的轮询方案。重要的是注意到，在本发明的实施例的描述中提出的硬件具有足够的可配置性来探索所有提出的选项以及未明确限定的其他选项。同样重要的是注意到，所提出的数值意在更有形地说明所提出的方案，但是决不表示对本发明的范围是限制性的，并且是基于使用亚微米CMOS代工线制造的初始原型而建立的。
假设分析基础如下：
符号持续时间为25ns；
系统时钟为20MHz；
符号重复率为50ns；
1000位的片上缓冲器可用(不是在原型收发器电路中实现，并且可以是其他大小，包括例如1024位以提供128字节的存储)；
分开的Tx和Rx缓冲区；以及
低频睡眠时钟为32kHz。
不同模式下的功耗是：
接收器完全开启＝12mA；
空闲模式(DC-DC转换器和频率合成器开启)＝10μA；
睡眠模式(仅32kHz振荡器开启)＝1μA；以及
发射器能量＝0.5nJ/符号。
以下呈现和讨论的数据流为与多用户环境相关的比特和诸如用于多用户环境的寻址方案和用于错误检查的循环冗余校验(CRC)码之类的稳健通信提供了附加的空间。在F4.1到F4.4部分中，提出了对于10Mbps、1Mbps、100kbps和10kbps的数据速率的示例性方案。这些数据速率是用于原始数据的，并且不包括诸如前向纠错、数据加密和编码等任何编码影响，以确保“0”(或在某些情况下为“1”)的长期运行不会发生，并且可以也可以用于增加通信范围。
下面的F.3部分提出了用于检测发射器何时有数据要发送的方案，因为这是任何通信链路中的第一步骤。该方案基于接收器向信道轮询发射信号，并且针对数据被稀疏地发送的系统，例如每5至10分钟或更长时间一次。对于更频繁的数据传输，利用信标的方案可能更适合，其中无论是否有数据要发送，这些信标都以重复间隔被发送。这使收发器保持同步，但是会增加数据传输不频繁的网络的开销。
重要的是注意到，虽然基于硬件的检测方案(诸如所提出的那些)可以被包括在收发器中，但是用户也将能够在软件和/或固件的控制下关闭它们并且使用他们自己的方案。例如，在一些应用中，用户可能希望使接收器在100％的时间内都开启以确保没有分组被丢失，并且对于在特定节点上没有功率限制的应用更合适(例如，UWB收发器例如连接到笔记本电脑的USB端口)。在传感器网络应用中，用户还应当具有使用不同于由收发器制造商实现的轮询/检测方案的轮询/检测方案的选项。
F3.轮询/分组检测方案
在图18和图19中分别提出了无线传感器网络中的潜在轮询方案的发射器和接收器流程图。该方案的核心可以概括如下：
每个节点内的接收器每秒钟唤醒100μs，以查看是否有另一节点希望发送数据，如果它检测到来自发射器的分组发送请求(RTS)，则发送确认(ACK)分组并且数据传送开始；以及
当一个节点确实有数据要发送时，它发射RTS分组，并且为了确保分组在接收器正在监听的100μs的窗口内被发送，它必须不断重复该分组。在每次重复之后，其接收器开启以监听ACK分组，以查看是否能够传送数据。RST分组的长度为1μs，以迫使Tx/Rx窗口在RST分组重复上交叠，并且减轻来自Tx与Rx之间的静态时序偏移的任何影响。
对于下面关于F4.1至F4.4部分中提出的方案，基于本发明人的收发器的原型亚微米CMOS实现，与接收器相关联的电流消耗固定在2.24μA。发射器电流消耗取决于传感器节点需要多频繁地发送新数据的频率，使得例如如果它需要每10秒发送一次数据，则最坏情况下的电流消耗是130μA，而如果需要每5分钟发送一次数据，则最坏情况下的电流消耗是4.35μA，其中这些数字同样是从本发明人的收发器的原型亚微米CMOS实现中获得的。在这些情形下，最坏情况意味着发射器在期望的接收器端部的100μs的监听窗口刚好结束之后开始发送它的RTS分组，所以它必须发送RTS分组整整一秒钟。从上面提出的电流消耗数字中显而易见的是为什么由本发明人实现的收发器意在用于数据不是非常频繁地被发送的应用。
F4.各种比特率的数据通信协议
F4.110Mbps通信
在图20A和20B中示出了发射器和接收器的通信方案、时序和电流消耗，其中该方法类似于以下在F4.2部分中提出的1Mbps情况，其中通过以更少功率发送更多脉冲来提高数据速率，以满足发射掩蔽，而不管每秒钟脉冲数的增加如何。有两种方法可以做到这一点：
A)按照F4.2部分继续发送6个脉冲/符号，但是将每个脉冲的功率减小到原有的1/10；以及
B)减少要发送的脉冲数。例如，可以在一个符号期间发送频率为f1、f2、f3的3个脉冲，脉冲的功率为原有的1/5，并且在下一符号期间发送频率为f4、f5、f6的3个脉冲，脉冲的功率为原有的1/5。显然，其他组合也是可能的。
当数据速率从F4.2中的1Mbps方案增加到原有的10倍时，可实现的通信距离将减小。收发器的平均电流消耗是：
○发射器500μA
○接收器6.02mA。
F4.2 1Mbps通信
发射器和接收器的通信方案、时序和电流消耗分别在下面的图21A和21B中示出。这假定了分组检测方案(例如上述分组检测方案)已经发生。在这个数据速率下，接收器将在活跃模式和空闲模式之间跳转。空闲模式也需要处在固定间隔下，以避免超过例如FCC等监管掩蔽施加的在1ms的间隔内测量的传输限制。收发器的平均电流消耗是：
○发射器509μA
○接收器623μA。
F4.3 100kbps通信
对于100kbps的通信，有两个主要的选项：
选项1：在脉冲串中发送数据，然后如图22A和22B所示地在循环的剩余时间睡眠，这是最低功耗方法，并且提供与1Mbps数据速率相同的传输距离；以及
选项2：将数据有效载荷减少到100位，并且如图22C和22D所示每毫秒重复一次。这将实现每个符号的更多功率，因此可以增加通信距离，但是与上述其他模式相比，这也将增加功耗。
每个选项的平均电流消耗是：
选项1：发射器51.9μA接收器63.2μA
选项2：发射器59.9μA接收器83.1μA
注意，选项2中的脉冲的功率可以是选项1中的功率的10倍，并且因此可以增加通信距离。这也会增加发射器功率。
F4.4 10kbps通信
对于10kbps的通信，有两个主要的选项：
选项1：在脉冲串中发送数据，然后如图23A和23B所示地在循环的剩余时间睡眠，这是最低功耗方法，并且提供与1Mbps数据速率相同的传输距离；以及
选项2：将数据有效载荷减少到10位，并且如图23C和23D所示每毫秒重复一次。这将实现每个符号的更多功率，因此可以增加通信距离，但是与上述其他模式相比，这也将增加功耗。
每个选项的平均电流消耗是：
选项1：发射器6.13μA接收器7.26μA
选项2：发射器15.0μA接收器28.0μA
注意，选项2中的脉冲的功率可以是选项1中的功率的100倍，并且因此可以增加通信距离。这也会增加发射器功率。
在以上描述中给出了具体细节以提供对实施例的透彻理解。然而，应当理解，可以在没有这些具体细节的情况下实践这些实施例。例如，电路可以以框图示出，以免因不必要的细节混淆实施例。在其他情况下，可以在没有不必要的细节的情况下示出公知的电路、过程、算法、结构和技术，以避免混淆实施例。
以上描述的技术、框、步骤和装置的实现可以以多种方式来完成。例如，这些技术、框、步骤和装置可以用硬件、软件或其组合来实现。对于硬件实现，处理单元可以在一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)、可编程逻辑设备(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、被设计为执行上述功能的其他电子单元、和/或其组合内实现。
另外，应当注意，这些实施例可以被描述为过程，该过程被描绘为流程图、流图、数据流图、结构图或框图。尽管流程图可以将操作描述为有顺序的过程，但是很多操作可以并行或同时执行。另外，操作的顺序可以重新排列。一个过程在其操作完成时被终止，但是可以具有没有被包括在图中的其他步骤。
已经出于说明和描述的目的提供了本发明的示例性实施例的前述公开。其目的不是穷举或将本发明限于所公开的确切形式。根据上述公开内容，本文中描述的实施例的很多变化和修改对于本领域的普通技术人员将是显而易见的。本发明的范围仅由所附权利要求及其等同形式限定。
此外，在描述本发明的代表性实施例时，说明书可能已经将本发明的方法和/或过程呈现为特定的步骤顺序。然而，就方法或过程不依赖于本文中阐述的特定步骤顺序而言，该方法或过程不应当限于所描述的特定步骤顺序。如本领域普通技术人员将认识到的，其他步骤顺序也是可能的。因此，说明书中提出的特定步骤顺序不应当被解释为对权利要求的限制。另外，涉及本发明的方法和/或过程的权利要求不应当限于按照所写的顺序执行它们的步骤，并且本领域技术人员能够容易地理解，顺序可以变化并且仍然保持在本发明的精神和范围内。

Claims (16)

1.一种无线通信系统，包括：
用于发射数据的超宽带(UWB)发射器；和
用于接收数据的超宽带(UWB)接收器；其中
形成电子设备的一部分的至少一个所述超宽带(UWB)发射器和所述超宽带(UWB)接收器的同步是经由电子设备内的专用同步硬件建立的，所述专用同步硬件包括双时钟计时器系统，其中
所述双时钟计时器系统在所述发射器和所述接收器中的至少一者的睡眠模式期间提供超低功耗；
所述双时钟计时器系统包括低频时钟和由该低频时钟产生的基本时钟，所述低频时钟等于至少一个超宽带(UWB)发射器和超宽带(UWB)接收器在操作时处理符号的速率；以及
在睡眠模式下，仅双时钟计时器系统的低频时钟被供电。
2.根据权利要求1所述的系统，其中，
所述超宽带(UWB)发射器和所述超宽带(UWB)接收器分别构成通用收发器或独立收发器的一部分，所述超宽带(UWB)接收器包括：
集成的DC/DC转换器；以及
循环工作的收发器电路，其中
所述收发器支持快速电路启动和快速电路关闭中的至少一项以对于2个数量级、3个数量级、4个数量级和大于4个数量级的数量级中的至少一项的数据速率变化实现低功耗。
3.根据权利要求1所述的系统，其中
每比特数据被编码为脉冲束，所述脉冲束每束包括具有相位、频率、幅度和带宽中的至少一项的实时可配置参数的多个脉冲。
4.根据权利要求3所述的系统，其中，所述脉冲束是多个脉冲束之一，其中所述脉冲束动态地填充UWB频谱以进行以下中的至少一项：
在存在信道和多路径衰减的情况下实现稳健的通信；
允许最佳频谱成形和白化以动态地满足室内和室外标准UWB要求；
使得发射数据和接收数据中的至少一项采用的脉冲无线电能够符合由地区/国家特定的监管部门施加的不同辐射功率发射掩蔽；
允许不同的脉冲束方案以覆盖多个数据速率和范围要求；
允许非常宽的带宽而无需借助于具有非常宽的带宽的超窄脉冲，从而简化电路并提高能量效率；
在用于接收器循环工作和同步的实际时间量程内扩展脉冲能量，同时占据宽频谱带宽；以及
减少频谱旁瓣以更容易符合发射频谱掩蔽。
5.根据权利要求1所述的系统，其中，所述UWB接收器包括：
中频(IF)链，所述中频链利用处在单个脉冲带宽的量级的瞬时带宽，而总频谱通过利用每比特脉冲束来覆盖宽得多的带宽；其中
脉冲束每束包括具有相位、频率和带宽中的至少一项的实时可配置参数的多个脉冲。
6.根据权利要求1所述的系统，其中
接收器的中频(IF)链包括：
在脉冲下变频之后的电路块具有低功耗，同时提供用于通信的超宽带宽频谱。
7.根据权利要求1所述的系统，其中，
所述接收器包括：
中频(IF)接收器级，所述中频接收器级包括至少两个下变频级；以及
布置在所述至少两个下变频级中的每对级之间的高通滤波器和带通滤波器中的至少一者，
其中所述至少两个下变频级中的每对级中的第一级是平方级，所述平方级将在所述平方级的输入处的输入RF信号频谱转换成输出RF信号频谱，所述输出RF信号频谱向下延伸到DC。
8.根据权利要求7所述的系统，其中：
所述IF接收器级进一步包括以下中的至少一个：
在所述中频接收器级中采用高通去耦电容器，所述电容器的电容取决于要在这个过程期间截止的期望脉冲能量的预定量被建立；
作为所述至少两个下变频级中的至少第二级的第二平方级，其中所得到的中频接收器级保持全灵敏度。
9.根据权利要求1所述的系统其中，
发射器采用高斯型RF脉冲，其中所述高斯型RF脉冲通过向功率放大器施加脉冲并且在每个脉冲期间根据预定的时间特性动态地调节所述功率放大器的接地连接来产生。
10.根据权利要求1所述的系统，其中，
所述UWB接收器采用一种同步电路，所述一种同步电路包括：
一对并行模数转换和积分器结构，
其中所述同步电路实现较快同步和增强型干扰检测中的至少一项。
11.根据权利要求10所述的系统，其中：
所述同步电路允许调制方案的动态改变以提高基于信道或监管环境的通信的稳健性。
12.根据权利要求1所述的系统，其中，所述接收器电路包括：
双平方电路，所述双平方电路用于增强包括所述接收器电路的接收器的能量检测灵敏度和噪声抑制性能中的至少一项，并且用于生成整流输出信号。
13.根据权利要求1所述的系统，其中：
所述UWB接收器包括一接收电路，所述接收器电路包括：
第一平方电路将接收的脉冲下变频到下变频后的频率范围；
高通滤波器从所述下变频后的频率范围中去除至少DC成分；以及
第二平方电路采用在所述高通滤波器之后的整个下变频后的脉冲能量来增加检测概率。
14.根据权利要求1所述的系统，其中
所述超宽带(UWB)发射器包括数控振荡器，所述数控振荡器使用节点的预充电来进行以下中的至少一项：执行所述数控振荡器的启动阶段以及控制来自所述数控振荡器的脉冲的极性。
15.根据权利要求1所述的系统，其中，
所述超宽带(UWB)发射器在每比特级采用功率循环，其中每个都作为脉冲束传输。
16.根据权利要求1所述的系统，其中，
超宽带(UWB)发射器将每比特数据作为脉冲束发射；及
每个脉冲束包括多个脉冲，每束包括具有相位、频率和带宽中的至少一项的实时可配置参数的多个脉冲。
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