CN110892645B - 高效节能的超宽带脉冲无线电系统和方法 - Google Patents

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Abstract

超宽带(UWB)技术在短距离上以极低功率利用宽频谱上的调制编码脉冲进行数字数据传输。这种UWB系统可以通过其接收器在存在干扰信号的情况下操作，并且可提供稳健的通信。因此，需要一种在低功率下操作的准确且锐利的滤波器，并且有利的是不需要高精度的大功率时钟。此外，许多UWB应用需要其它元件的位置和/或距离测定，且因此提供基于UWB的距离测定和/或位置能力将是有益的，这会去除增加额外设备的复杂性和通常显著功耗的需求。

Description

高效节能的超宽带脉冲无线电系统和方法
技术领域
本发明涉及超宽带无线通信，且更特定而言，涉及利用低能量检测器并且提供距离测定的极低功耗脉冲无线电。
背景技术
超宽带(UWB)技术是一种在短距离上以极低功率将数字数据作为极宽频谱上的调制编码脉冲进行传输的技术。这种基于脉冲的传输是使用调制正弦波传输信息的替代方案，调制正弦波是当前无线通信标准和系统中采用的技术，诸如IEEE 802.11(Wi-Fi)、IEEE802.15无线个人区域网(PANs)、IEEE 802.16(WiMAX)、通用移动电信系统(UMTS)、全球移动通信系统(GSM)、通用分组无线服务(GPRS)以及访问工业、科学和医学(ISM)频带和国际移动电信-2000(IMT-2000)的标准和系统。
来自天线的UWB传输由超过500MHz或中心频率的20％中的较小者的发射信号带宽定义。因此，基于脉冲的系统(其中每个传输的脉冲占用全UWB带宽或至少500MHz窄带载波的集合)例如正交频分复用(OFDM)可以根据规则访问UWB频谱。脉冲重复速率可以是低的或者可以是极高的。基于脉冲的UWB雷达和成像系统倾向于使用低到中等重复速率(通常在每秒1到100兆脉冲的范围内)。另一方面，通信系统支持高重复速率(通常在每秒一千兆到二千兆脉冲的范围内)，从而支持短距离每秒千兆位的通信系统。不同于经受深度衰落和符号间干扰(ISI)两者影响的基于载波调制的系统，由于基于脉冲的UWB系统中的每个脉冲占用大带宽，甚至可能占用整个UWB带宽，这种系统相对不受多路衰落的影响，但是会受符号间干扰的影响。
在考虑诸如无线传感器网络和便携式电子设备等应用时，UWB收发器理想上应在功能上高度集成，以实现小占用面积、支持低成本和高容积制造，并且具能量效益，以便在有限的电源上运行，例如电池、室内太阳能电池、小型室外太阳能电池，或者利用诸如热梯度、流体流、小型燃料电池、压电能量采集器、微加工电池和光纤供电等技术开发的电源。通过使用离散脉冲作为调制，可以在传输器无效时实现有效的工作循环方案，这可以通过使用开-关移位键控(OOK)调制来进一步改进。
此外，例如在3.1GHz和10.6GHz之间的一些UWB操作频率被美国联邦通信委员会批准用于室内UWB通信系统，并且允许用于可以容易地集成到整体减少占用面积解决方案诸如传感器、移动设备或便携式电子设备等中的小型天线中。因此，具有低功耗的UWB系统可以支持广泛的应用，包括(但不限于)传感器网络、智能建筑物、医学设备、遥感、远程监测、远程控制、农业、工业、控制、自动化、个人监测等。
这种UWB系统也可以在干扰信号存在的情况下通过其接收器操作，从而在嘈杂的无线环境和未调节的无线环境中提供稳健的通信。因此，为电路设计者提供在低功率下操作的准确而锐利的滤波器将是有益的。本发明人提出了诸如去除了对接收器内的准确载波的需求的滤波方法。
在UWB设备的许多应用内，准确地测定其它元件的位置和/或距离是期望的或必须的需求。因此，向电路、设备和系统设计者提供基于UWB的距离测定和/或位置能力将是有益的，这会去除由于增加全球定位系统(GPS)接收器或超声波/激光距离测定电路和/或设备而增加额外复杂性和通常显著的功耗的需求。对于这种基于UWB的位置和/或距离测定应用而言，维持UWB脉冲无线电的整体低功耗将更是有益的。
结合附图对本发明的具体实施例描述后，本发明的其它方面和特征对于本领域普通技术人员而言将变得显而易见。
发明内容
本发明的目标是超宽带无线通信，且更特定而言，是利用低能量检测器并且提供距离测定的极低功耗脉冲无线电。
根据本发明的实施例，提供了一种在UWB接收器内通过提供采用低精度时钟源组合能量检测器的N路滤波器进行滤波的方法。
根据本发明的实施例，提供了一种在一对超宽带(UWB)收发器之间建立距离的方法，该方法包括：将第一超宽带(UWB)收发器与第二UWB收发器同步；从第一UWB收发器传输包括多个UWB脉冲束的第一分组；在传输最后一个脉冲束之后，启动与第一UWB收发器相关联的第一定时器；在第二UWB收发器上处理接收的多个UWB脉冲束；使用包括至少第一相关器和第一延迟锁定环的电路，与第一分组的UWB脉冲束内的预定脉冲同步；在确定在多个脉冲束的最后一个脉冲束内检测到预定脉冲之后，启动与第二UWB收发器相关联的第二定时器；当第二定时器达到预定等待时间时，从第二UWB收发器传输第二分组；在第一UWB收发器上处理接收的与第二UWB收发器相关联的多个UWB脉冲束；使用包括至少第二相关器和第二延迟锁定环的电路，与第二分组的UWB脉冲束内的预定脉冲同步；在确定检测到第二分组的多个脉冲束中的最后一个脉冲束内的预定脉冲之后，停止第一定时器；和根据第一定时器经过的时间计算飞行时间，并且确定第一UWB收发器和第二UWB收发器之间的距离。
根据本发明的实施例，提供了一种在一对超宽带(UWB)收发器之间建立距离的方法，该方法包括：
利用以第一时钟速率操作的第一UWB收发器传输UWB脉冲，该第一时钟速率具有取决于第一时钟速率的第一积分窗；
在以第二时钟速率操作的第二UWB收发器处接收UWB脉冲，该第二时钟速率具有取决于第二时钟速率的第二积分窗；
在第二积分窗内积分接收的UWB信号，并且确定第二积分窗内的接收能量何时超过UWB脉冲已被接收的预定阈值；
在确定接收到UWB脉冲之后，在下一个第二积分窗中传输回波信号；
在第一积分窗内积分接收的UWB信号，并且确定第一积分窗内的接收能量何时超过UWB脉冲已被接收的预定阈值；
将第一积分窗内的积分能量传递给数字信号处理(DSP)电路；和
用DSP电路得到经过时间的估计。
结合附图对本发明的具体实施例描述后，本发明的其它方面和特征对于本领域普通技术人员而言将变得显而易见。
附图说明
现在将仅以实例的方式参考附图描述本发明的实施例，其中：
图1A为支持利用根据本发明实施例的无线通信的生物识别数据采集和/或呈现的可穿戴技术；
图1B为根据本发明实施例的支持家庭自动化和位置服务的无线技术的实例；
图2A为根据现有技术的单脉冲UWB协议以及根据本发明实施例的多脉冲符号UWB协议；
图2B为根据本发明实施例的多脉冲符号UWB协议的符号、帧和流结构；
图3为根据本发明实施例的UWB传输器/收发器的传输器电路示意图；
图4为用于根据本发明实施例的UWB传输器/收发器的接地开关功率放大器电路示意图；
图5为用于根据本发明实施例的UWB传输器/收发器的数控振荡器电路示意图；
图6为用于根据本发明实施例的UWB传输器/收发器的脉冲生成器电路示意图；
图7为用于根据本发明实施例的UWB接收器/收发器的接收器电路示意图；
图8为用于根据本发明实施例的UWB接收器/收发器的低噪声放大器电路示意图；
图9为用于根据本发明实施例的UWB接收器/收发器的平方混合器电路示意图；
图10为用于根据本发明实施例的UWB接收器/收发器的可变增益放大器电路示意图；
图11为用于根据本发明实施例的UWB传输器/接收器/收发器的时钟生成器电路示意图；
图12A和图12B为用于根据本发明实施例的UWB接收器/收发器的积分器/模拟到数字同步电路示意图；
图13A为根据本发明实施例利用N路带通滤波器的UWB接收器的系统概述；
图13B为根据本发明实施例利用N路带阻滤波器的UWB接收器的系统概述；
图14为利用带通滤波的N路滤波器的简化方框电路表示；
图15A为用于利用图14中描绘的带通滤波的N路滤波器的通用电路表示的实施例；
图15B为用于图15A中描绘的通用电路表示的实施例的时钟信号的时间表示；
图15C为图15A中描绘的通用电路表示的实施例的变型，该变型去除了N-1个电阻器元件；
图16为图15A中描绘的通用电路表示的实施例的变型，该变型将开关数量减少了N个并且使电路成为单侧设计；
图17为图16中描绘的通用电路表示的实施例的差分电路变型；
图18为用于利用图14中描绘的带阻滤波的N路滤波器的通用电路表示的实施例；
图19为根据本发明实施例的UWB接收器的测距扩展的简化方框电路接收器表示；
图20为用于根据本发明实施例的UWB接收器的诸如图19中所描绘的第一距离测定操作模式的简化时序图；
图21为用于图20中描绘的根据本发明实施例的第一距离测定操作模式的示例性过程流程；
图22为用于根据本发明实施例的第二距离测定操作模式的示例性过程流程；和
图23为用于根据本发明实施例的UWB接收器的诸如图22中所描绘的第二距离测定操作模式的简化时序图。
具体实施方式
本发明涉及超宽带无线通信，且更特定而言，涉及利用低能量检测器并且提供距离测定的极低功耗脉冲无线电。
随后的描述仅提供示例性实施例，并不旨在限制本发明的范围、适用性或配置。相反，示例性实施例的随后描述将为本领域技术人员提供用于实现示例性实施例的支持描述。应当理解，在不脱离所附权利要求中阐述的精神和范围的情况下，可以对元件的功能和布置进行各种改变。
如本文中和本发明各处所使用的“超宽带”(UWB)是指从天线传输且发射的信号带宽超过500MHz或中心频率的20％中的较小者的无线电通信系统。
如本文中和本发明各处所使用的“无线电”是指可无线地传输和接收数据的系统的物理具体实现。这包括(但不限于)射频集成电路、印刷电路板无线模块。
如本文中和本发明各处所使用的“脉冲无线电”是指利用脉冲状信号用于其传输的无线电系统。
如本文中和本发明各处所使用的“准低IF”是指在诸如例如接收器的RF信号处理器电路中生成的中间频率(IF)，其中第一频率范围内的信号被转换成第二频率范围内的信号，并且本发明人使用该中间频率来区分其新颖方法与现有技术，在现有技术中，不同系统和方法的这种转换被称为“零IF”，其中它们采用后续高通滤波器从第二频率范围或“低IF”中去除包括DC的频率块，其中转换的第二频率范围包括DC，但是后续RF电路或RF元件是AC耦合的，从而去除了包括的频率块。
如本文中和本发明各处所使用的“便携式电子设备”(PED)是指用于通信和其它应用且需要电池或其它独立形式能量作为电力的无线设备。这包括(但不限于)诸如蜂窝电话、智能电话、个人数字助理(PDA)、便携式计算机、寻呼机、便携式多媒体播放器、便携式游戏控制台、膝上型计算机、平板计算机、传感器节点和电子阅读器的设备。
如本文中和本发明各处所使用的“固定电子设备”(FED)是指用于通信和其它应用且需要连接到固定接口以获得电力的通信和其它应用的无线和/或有线设备。这包括(但不限于)膝上型计算机、个人计算机、计算机服务器、信息亭、游戏控制台、数字机顶盒、模拟机顶盒、支持互联网的设备、支持互联网的电视和多媒体播放器。
如本文使用的“用户”可以指(但不限于)其生物识别数据可以(但不限于)在用户本地或远离用户地监测、获取、存储、传输、处理和分析的个体或个体组，其中通过用户经由仪表板、网页服务、网站、软件插件、软件应用程序、图形用户接口而与服务提供商、第三方提供商、企业、社交网络、社交媒体等的合作获取例如电子内容。这包括(但不限于)私人个体、组织和/或企业员工、社区组织成员、慈善组织成员、男性、女性、儿童、青少年和动物。在其最广泛意义而言，用户还可以包括(但不限于)软件系统、机械系统、机器人系统、安卓系统等，其特征在于与条件子集相关的数据包括(但不限于)它们的环境、医学状况、生物状况、生理状况、化学状况、周围环境状况、位置状况、神经状况、药物状况，以及一个或多个这些所述状况中的一个或多个具体方面。
“可穿戴设备”或“可穿戴传感器”涉及由用户穿戴的微型电子设备，包括在衣服下、在衣服内、随衣服或在衣服顶部上的电子设备，并且是包括“可穿戴计算机”的更广泛的可穿戴技术的一般类别的部分，相较之下，可穿戴计算机技术涉及通用或专用信息技术和媒体开发。这种可穿戴设备和/或可穿戴传感器可以包括(但不限于)智能电话、智能手表、电子纺织品、智能衬衫、活动追踪器、智能眼镜、环境传感器、医学传感器、生物传感器、生理传感器、化学传感器、周边环境传感器、位置传感器、神经传感器、药物递送系统、医学测试和诊断设备以及运动传感器。
A：示例性应用场景
本发明的实施例在如本发明人在2016年5月31日提交的题为“Systems andMethods for Spectrally Efficient and Energy Efficient Ultra-Wideband ImpulseRadios with Scalable Data Rates”的世界知识产权局申请WO/2016/191851，和2015年1月1日提交的题为“Systems relating to Ultra-Wideband Broadcasting comprisingDynamic Frequency and Bandwidth Hopping”的世界知识产权局申请WO/2015/103692中所描述的传输器/接收器/收发器系统的上下文内描述和提出。然而，对于本领域技术人员而言明显的是，在利用本发明关于滤波和测距的实施例时，可以采用传输器/接收器/收发器设计和系统。
然而，在本发明的实施例内，本发明人在传输器/接收器/收发器系统的上述专利申请中建立的这些系统的增加的效率得到维持。这种低功率传输器/接收器/收发器系统增加了自供电无线传感器网络的可行性，该自供电无线传感器网络尤其是在紧凑型小占用面积的传感器中，利用从诸如太阳能、振动、温度等环境中而不是从可用电力有限的电池收取能量进行操作。如果UWB设备没有如此低的功率需求，那么占用面积为几平方毫米的UWB收发器的占用面积就完全不需要几十平方厘米的太阳能电池来对其供电。因此，极低功率UWB设备需要减少太阳能电池的占用面积来为它们供电，或者支持其它装置为它们供电，否则这是不可行的。本发明的实施例旨在与由商业铸造厂提供的亚微米CMOS设计和制造过程兼容。
低功率UWB传输器/接收器和收发器具有一系列应用，包括图1A中的第一图像100A至第三图像100C中描绘的用于可穿戴设备的实例。在第一图像100A内，描绘了可穿戴设备的实例，而在第二图像100B内，描绘了智能服装的实例，其中UWB设备可以附接到这些不同智能服装物品的织物或者包封在这些不同智能服装物品的织物内。与分别在第一图像100A和第二图像100B中通常收集背景、环境和生物识别数据并且将其传输到另一电子设备的设备/服装相比，第三图像100C描绘了可穿戴设备向用户呈现信息的实例。然而，低功率UWB接收器组合换能器、LED等还提供了根据接收到的数据向用户提供触觉和/或视觉反馈的可能性。在其它实施例中，智能服装内的LED可以基于智能服装内的UWB接收器接收到的UWB信号被点亮。
智能服装可以由智能织物制成，并且用于允许远程生理监测穿戴者的各种生命体征，诸如例如心率、呼吸率、体温、活动和姿势，或是或者，其是指具有嵌入式传感器的常规材料。智能衬衫可以例如记录心电图(ECG)，并且通过电感体积描记法、加速度计、光脉冲血氧计、用于皮肤水分监测的皮肤电反应(GSR)和血压来提供心率。来自这种可穿戴设备的信息可以存储在本地或与相关联设备(例如智能电话)一起存储，也可以被远程存储在个人服务器、远程基于云的存储装置等内，并且通常经由诸如蓝牙、RF、WLAN或蜂窝网络等的无线网络进行通信，然而也可以提供有线接口例如到用户的智能电话、膝上型计算机或专用外壳，从而允许数据提取以及对可穿戴设备内的电池充电。
图1A中还分别描绘了提供与用户相关的生物识别数据的传感器和电子设备的第四图像100D和第五图像100E。例如，在第四图像100D内，用户的智能服装提供来自传感器的数据，包括(但不限于)经由MEMS麦克风105提供声学环境信息、通过肺容量传感器110提供的用户呼吸分析、经由GPS传感器115提供的全球定位、经由温度计120提供的用户的体温和/或环境温度以及通过脉搏血氧计125提供的血氧的数据。这些数据是由肌肉活动传感器130获取的用力数据、经由3D运动传感器(例如3D加速度计)的运动数据、来自压力传感器140的用户体重/携带数据以及来自计步器145的行走/跑步数据来增强。这些数据可以单独采用或与其它数据结合使用，包括例如从如图1A的第五图像100E所描绘与用户相关联的医学设备获取的数据。
如所描绘，这些医学设备可以包括(但不限于)深部脑神经刺激器/植入物150、耳蜗植入物155、心脏除颤器/起搏器140、胃刺激器145、胰岛素泵170、足部植入物175和便携式数据记录器180。通常，这些设备将与身体区域聚集器通信，例如智能电话或专用可穿戴计算机。因此，显而易见，用户可以通过有意识的决定(例如佩戴血糖传感器)、无意识的决定(例如在他们的手机中携带加速度计)或者基于事件(例如安装用于解决心脏问题的起搏器)，将一个或多个传感器与他们自己相关联。在大多数情况下，从可穿戴设备到PED/FED的数据传输例如周期性生物识别数据等通常是低的，然而在例如智能眼镜的一些情况下，可能需要连续和/或更大数据量的传输/接收。即使是连续的数据采集诸如例如心脏监测也可以突发模式传输，因为即使是一分钟的数据量也是不大的。
图1A中还描绘了Hi-Fi音频系统的第六图像100F，其表示在住宅、商业、制造或零售环境中与UWB无线脉冲无线电连接的电子设备的实例。因此，扬声器、CD/DVD播放器、前置放大器、功率放大器、唱盘等可以作为其它配置互连，诸如数字机顶盒、个人录像机(PVR)、电视(TV)或多个PED/FED到无线路由器等。或者，销售点(PoS)终端机可以联网、零售环境内的电子显示器从中央服务器馈送、制造设施内的自动机器人用活动更新等。
现在参考图1B，描绘了第一环境100F和第二环境100G，其分别涉及用于根据本发明的实施例的UWB无线脉冲无线电的部署场景的实例，该部署场景涉及在第一环境100F中增强住宅自动化和无线互连或者在第二环境100G中提供人员、仪器、医学用品的无线位置服务。考虑第一环境100F，描绘了一系列部署场景，包括空调1001、节能效率1002、监视1003、娱乐1004、定时器1005、照明1006、电机控制1007、环境1008、喷洒器1009、器具1010和安全1011。在大多数情况下，对数据传输/接收的需求还是非常有限和不定期的。类似地，在描绘基于医院无线的位置服务的简化示意图的第二环境100G中，库存追踪服务等的范围可以从追踪患者到医院仪器(诸如手推车、扩散泵等)一直到医学设备连接(诸如患者监测仪、心电图(EKGs)等)以及医学耗材等。同样，数据速率通常是低的，但是除此之外，在干扰不可接收的小区域内，可能有大量并发操作的设备。
在这样的环境内，分别与第一环境100F和第二环境100G中的任一个内的区的占用相关的数据可以增强这些其它支持UWB的传感器等或者提供覆盖。例如，房间内的照明控制器1006可以确定低亮度级别，并且试着打开灯。然而，如果基于UWB测距的占用传感器确定房间内没有用户，那么照明控制器1006被“接管”。然而，在其它实施例中，照明控制器1006可以与具有多个照明灯具和虚拟建立区的大型区域相关联。因此，根据本发明的实施例的UWB测距设备可以确定个体是否存在于UWB测距设备的预定范围内，并且因此与其区相关联。以此方式，例如，走廊内的灯可以被打开和关闭以反映占用，或者可以例如在晚上保安人员沿着走廊行走时在其前面打开和在后面关闭。
B:位的动态多脉冲束结构
在本发明人现有专利申请WO/2016/191851“Systems and Methods forSpectrally Efficient and Energy Efficient Ultra-Wideband Impulse Radios withScalable Data Rates”和WO/2015/103692“Systems relating to Ultra-WidebandBroadcasting comprising Dynamic Frequency and Bandwidth Hopping”中建立了一种用于基于脉冲束的脉冲无线电的设计方法，其中通过利用每束具有实时可配置参数诸如相位、频率、幅度和带宽的多个脉冲，本发明人建立了可以动态填充UWB频谱的UWB传输器设计，该二案以引用的方式并入本文。只要遵守适当监管机构的频谱遮罩，UWB通信允许使用宽频带传输。例如，在美国，所分配的频带是3.1GHz≤f≤10.6GHz，并且美国联邦通信委员会(FCC)规定了关于该分配频带上不同子频带中最大发射功率的频谱遮罩。这支持具有低功耗的优点的脉冲操作，因为只有当要发送或接收脉冲时，收发器才可以工作循环来消耗功率。由于频谱遮罩允许传输的固定最大功率谱密度，所以最大化所占用的带宽是有利的，以便最大化符号能量和扩展无线链路可实现的距离。然而，使用单个脉冲进行通信会导致脉冲带宽和所需同步准度之间的取舍，因为脉冲带宽的增加对应于脉冲持续时间的减少，从而导致更具挑战性且潜在地更昂贵的电路具体实现，同时增加了同步所需的能量。
本发明人通过将具有不同频谱的多个脉冲应用于位生成的概念步骤而解决了这种取舍并将其去除。参考图2A，在第一图像200A中，描绘了现有技术脉冲无线电的时域和频域示意图，其中每个位210是单个频率下的脉冲振荡，使得频谱是单个峰值230，其中心位于监管机构UWB遮罩220允许的频率范围内的f0下，并且低于该频率范围内的最大功率。相较之下，如图2A中的第二图像200B所描绘，每个位260包括一系列子脉冲260A至260C，每个子脉冲分别处于频率f1；f2；f3下。因此，符号(位260)的多脉冲频谱280在概念上是通过对子脉冲260A至260C的各个脉冲频谱求和而获得的(为了清楚起见，省略了相位扰动)，与单脉冲现有技术方法相比，这增加了带宽，同时增加了总符号持续时间，而将最大功率维持在UWB遮罩220之下允许符号能量最大化，同时放宽了接收器处所需的时序需求和同步级别。具有不同参数组的任意数量的脉冲可以被包括在束中，以使脉冲频谱适应给定的需求。
为了在不违反发射遮罩的情况下提供最大的信号能量，脉冲的相位必须随机化，即频谱需要白化，以避免生成通常在周期信号中发现的“谱线”，并且必须减少脉冲之间的相关性，以确保多脉冲频谱是单脉冲带宽频谱的总和。这可以通过将伪随机噪声(PRN)序列应用于传输器的功率放大器中的相位调制来实行。由于接收器对信号的相位不敏感(由于如稍后将描述的其非相干检测方案)，因此不需要传输器和接收器之间的相位同步来实现这一点。传输信号的准确频谱形状可以通过在每个符号中生成不同频率和持续时间的脉冲来控制。本发明人将符号或位称为包括“脉冲束”。脉冲束的频谱是容易计算的，因为其功率是单脉冲带宽功率谱的总和。这允许响应环境或用户需求的变化的简单动态可重新配置性，并且还允许跨越不同的监管环境操作。
由于信号的脉冲特性，会出现带外频谱旁瓣。即使脉冲整形减少了旁瓣级别，旁瓣的最大值仍可能比平均带外功率谱密度高数dB。通过将PRN序列应用于工作循环控制位的最低有效位(LSB)，每个脉冲的宽度可以随机抖动。这相当于使带外频谱中旁瓣和零点的位置抖动，从而有效地将带外频谱白化到其平均值，并且增加朝向FCC频谱遮罩的余量。
例如，如图2B所示，宽带数据流的调制可以通过开关键控(OOK)或脉冲位置调制(PPM)来实现。在OOK调制2020中，脉冲束的存在指示“1”，而束的不存在指示“0”。这是一种较低功耗通信方案，因为传输器只需要在发送“1”时有效，而当数据位为“0”时可以保持睡眠模式。由于数据仅正传输大约一半的时间(通过适当的数据编码来确保)，这也可以增加通信距离，这意味着每个脉冲束可以包含更多的能量，并且仍然满足监管机构施加的发射遮罩。
然而，OOK调制需要定义阈值，以便决定接收的数据是“1”还是“0”。这在环境中可能会减少信道特征或干扰信号级别快速变化的性能。在这些情况下，例如，PPM调制2010可以优选为替代调制方案。在这种情况下，脉冲束在符号周期内的位置确定了是接收到“1”还是“0”。实质上，检测器将在符号周期的前半部分接收的能量与在符号周期的后半部分接收的能量进行比较，以做出决定，从而创建可以补偿快速变化的环境的帧级阈值。根据本发明人的设计，通过使用具有并行数字化架构的突发模式通信方案，可以在同一传输器-接收器对内的OOK和PPM调制之间进行切换。
因此，在图2B中，描绘了PPM 2010和OOK 2020调制方案的符号200C。此外，描绘了帧结构200D，其中每个帧200D之前是为了在接收器中实现精细同步的同步方框2030，以及为了在传输/接收数据2050之前校正符号同步中的漂移的启动位2040。由于简单的同步结构，只需要短的同步方框2030，减少了它对系统有效数据速率的开销。在帧200D之间，传输器和接收器被断电以便减少功耗。这产生了具有启动2060、帧200D和睡眠2080的所得结构的流200E。
这种传输协议也非常适合于可重新配置的数据速率。作为系统操作的说明性实例，假设例如在帧内每50ns以1Mbps数据速率、1kbit帧大小和20Mbps突发数据速率发送符号。在本实例中，每个帧将具有50μs持续时间。为了实现1Mbps数据速率，帧重复速率将是1kHz，即每1ms发送一个帧。这意味着每1ms接收器将只有效50μs，导致工作循环为5％。为了以相同的帧速率和持续时间实现100kbps数据速率，唯一必要的变化是将帧重复速率减少到10ms(即，每10ms发送一个帧)。现在，每10ms接收器将只有效50μs，导致工作循环为0.5％。因此，数据速率的10×减少也会导致功耗的10×减少。
C：示例性UWB传输器
参考图3，描绘了根据本发明的实施例的传输器300的示意图。脉冲模式方框310保存用于表示当前符号的脉冲的配置。从符号速率时钟(即20MHz)而言，延迟锁定环(DLL)330生成多个相位。每个时钟相位的上升边沿表示符号脉冲束中的一个脉冲的开始。复用器320由时钟相位的边沿触发，并且从脉冲模式块310中选择当前脉冲的配置。脉冲生成器(脉冲器)350生成具有由复用器320设置的脉冲宽度的脉冲，并且启用数控振荡器(DCO)340和功率放大器(PA)350。当启用时，DCO 340生成频率由复用器320设置的高斯形脉冲，然后由PA360放大并且由天线370辐射。因此，脉冲模式方框310为符号或符号序列建立脉冲。以此方式，更新脉冲模式块310会调整用于每个符号的脉冲序列，且因此脉冲模式块310可以基于一个或多个因素动态更新，包括(但不限于)网络环境数据、预定序列、日期、时间、地理位置、接收信号的信噪比(SNR)和监管遮罩。
C1.传输器脉冲生成和整形
DCO 340输出可以被整形以离散地或组合脉冲器350的动作提供预定频率和/或振幅特性。例如，在本说明书内描述的本发明的实施例内，提出并且采用了高斯整形的使用和高斯脉冲整形的方法。本专利内描绘的实施例采用通过调整其接地连接而经由PA 360整形脉冲。这允许传输器全部在数字域中操作，允许全数字结构，且静态电流消耗可以忽略不计。此外，全数字传输器结构的使用允许非常积极的功率循环，即在脉冲级。然而，在其它实施例中，可以采用替代的整形方法和形状分布。
C2.接地开关功率放大器
UWB传输的脉冲特性需要功率放大器(PA)能够通过脉冲整形递送高瞬时功率级别，以减少脉冲频谱的旁瓣。为了实现低平均功耗，需要高功率效率、高效的功率循环和快速的唤醒/睡眠变换时间。已经在本说明书内提出的本发明的实施例内采用了如图4所描绘的开关功率放大器(SW-PA)400，以便传输UWB脉冲束。因此，SW-PA 400表示图3中的PA 360的实施例。如图所描绘，第一晶体管M1 410和第二晶体管M2 420用作开关，其输入是由DCO生成的互补数字时钟，这允许实现全差分SW-PA 400。这些数字时钟的频率设置脉冲束中的每个单脉冲带宽的中心频率，并且施加到第三晶体管M3 430的脉冲启用信号设置每个脉冲的持续时间。因此，互补数字时钟由VCOP440和VCON450提供，而脉冲启用/脉冲持续时间是由耦合到PULSE460的脉冲器350提供的脉冲信号，使得经由第三晶体管M3 430的SW-PA 400接地连接被该信号修改。在SW-PA 400耦合到电源轨VDD的情况下，SW-PA 400输出在RFP470和RFN480处提供。
由于对称性迫使另一侧的操作相同，可以通过仅考虑差分SW-PA 400的一侧(半部电路)来描述功能性。当第一晶体管M1 410导通时，SW-PA 400的输出(在这种情况下为RFP470)连接到GNDPA节点。因为SW-PA 400输出的DC电压是VDD(通过电感器L1)，所以当第一晶体管M1 410 M1关断时，SW-PA 400输出变为VDD+(VDD-GNDPA)＝2×VDD-GNDPA。组合这两种情况，产生2×VDD-GNDPA输出摆幅。因此，通过对GNDPA节点的电压进行整形，SW-PA 400输出可以是时钟信号的直接整形版本，以生成输出脉冲。通过设计，输出脉冲由第三晶体管M3430和C5整形，以实现用于脉冲持续时间和带宽之间的最佳平衡的高斯分布，并且最小化脉冲频谱中的旁瓣功率。当被第三晶体管M3 430激活时，SW-PA 400生成输出脉冲，该第三晶体管用作启用开关，以确保功率放大器仅消耗静态功率。
C3.数控振荡器
在本说明书中提出的本发明实施例中采用了如图5所描绘的全差分环DCO(FDR-DCO)500，因此FDR-DCO 500表示图3中的DCO 340的实施例。FDR-DCO 500将数字时钟提供给图4中具有SW-PA 400的第一晶体管M1 510和第二晶体管M2 520，并被脉冲器350的输出馈送，以便切换其操作并且生成被馈送给SW-PA 400的时钟。该FDR-DCO 500的频率由第一电容器组和第二电容器组设置，分别包括第一电容器C1 540A和第二电容器C2 540B以及第三电容器C3 540C和第四电容器C4 540D，这些电容器分别连接到第一全差分反相器INV1 510和第二全差分反相器INV2 520的输出。来自第三全差分反相器INV3 530的输出提供耦合到SW-PA 400的VCOP440和VCON450的互补数字时钟VCOP和VCON。
因此，在本发明的一个实施例内，第一电容器C1 540A至第四电容器C4 540D具有相同的电容值，并且每个是具有4位可编程性的可编程电容器组，尽管可采用其它级别的可编程性等。第三开关S3 550A和第四开关S4 550B用于关断FDR-DCO 500，并且在不发送脉冲时节省功率。第四反相器INV4 570结合第一开关S1 560A和第二开关S2 560B在振荡之前(当FDR-DCO 500断开时)对振荡器节点预充电，以控制相位调制脉冲的极性。这也创建了具有极快启动时间(几分之一ns)的振荡器，从而增加传输器的功率循环效率。当要生成脉冲时，通过打开第一开关S1 560A和第二开关S2 560B并且闭合第三开关S3 550A和第四开关S4 550B启用FDR-DCO 500，同时在所有其它时间，FDR-DCO 500处于低功率睡眠状态。可选地，可以在VDD和SW-PA 400的和电流分支之间添加额外的PMOS晶体管，以便在脉冲结束时快速切断SW-PA 400并且改进脉冲整形。
C4.脉冲生成器
使用脉冲生成电路生成来自耦合到DCO 340(例如FDR-DCO 500)和PA 360(例如SW-PA 400)的脉冲器350的脉冲信号。因此，已经在本说明书内提出的本发明实施例内采用如图6中所描绘的脉冲生成器(PURGEN)600，且因此PULGEN 600表示图3中的脉冲器350的实施例。如所描绘，输入信号经由第一反相器INV 1 610和第二反相器INV2 620直接和间接路由到与门650。第一反相器INV 1 610和第二反相器INV2 620是组合第一电容器C1 630和第二电容器C2 640的可变延迟电路的部分，电容器是可编程电容器组，尽管可采用其它级别的可编程性等。因此，DATA线上的上升边沿导致该电路产生ns量级的脉冲。脉冲宽度是由第一电容器C1 630和第二电容器C2 640生成的可变延迟的函数，其可通过数字调谐允许脉冲宽度被数字编程。
D.典型UWB接收器
参考图7，描绘了根据本发明实施例的接收器700的示意图。来自天线710的RF信号最初由低噪声放大器(LNA)720放大，然后被传递到二级射频放大器(AMP1)730。第一平方混合器(MIX1)740将信号与其自身相乘，以转换成中间频率(IF)。三级可变增益放大器(VGA)750进一步放大信号并且实现带通滤波功能。VGA 750输出然后耦合到第二平方混合器(MIX2)760，该混合器将信号降频转换到基带频率。并行积分器(INT1和INT2)对信号能量求和，该信号能量由数字处理器内的模拟到数字转换器(ADC1和ADC2)数字化(为了清楚起见未描绘，但是例如下文关于图12的数字处理器(DIGIPRO)1200进行了描述)。
D1.接收器检测和干扰抑制
接收器IF链利用与单脉冲带宽近似的瞬时带宽，例如500MHz，而总频谱覆盖更宽的带宽，例如经由脉冲束策略，对于BW＝3GHz，3GHz≤f≤6GHz。这允许在脉冲降频转换之后电路块有较低功耗，同时仍然允许超宽带宽频谱用于通信。因为所需信号的宽带宽需要高带宽接收器链，所以UWB信号的接收器具有挑战性。此外，在低功率具体实现中，带内窄带干扰源、DC偏移和1/f噪声的出现也是个问题。因此，IF级期望：
·以准低IF架构操作，以规避DC偏移问题；
·减少RF部分的1/f噪声，和
·抑制典型的窄带干扰(例如，BW<50MHz的信号)，以提高系统稳健性和干扰抑制。
为了实现这一点，在接收器700内指定高通去耦电容器，以确保在该过程中，没有显著量的期望脉冲能量被切断。此外，这与IF级之后的第二平方级耦合，以便保持完整灵敏度。用于增强接收器中的能量检测灵敏度/噪声抑制并且生成整流信号的双平方方法非常适合于CMOS集成。这种双平方方法利用了接收信号的脉冲特性，以便增强检测，因为它实际上等同于每个脉冲的非线性处理。第一平方运算将接收脉冲降频转换为准低IF信号，而第二平方运算允许使用整个降频转换脉冲能量来增加检测概率，而不是像在其它现有技术脉冲无线电接收器中那样仅仅使用检测到的幅度/峰值。如所述，两次平方运算之间的高通滤波可减轻DC偏移、减少1/f噪声并且抑制窄带干扰。
对于本领域技术人员而言明显的是，关于图7提出的非相干接收器架构不需要频率同步，或者得知传输器使用的脉冲相位/频率模式，这是有利的。
D2.低噪声放大器
已经在本说明书内提出的本发明实施例内采用如图8中所描绘的低噪声放大器(LNA)800，且因此LNA 800表示图7中的LNA 720的实施例。差分输入信号RFP和RFn通过第三电容器C3 850A和第四电容器C4 850B分别耦合到一对共栅晶体管M1 810和M2 820的漏极，这对晶体管在其栅极上被偏置VBLAS并且其偏置电流经由电感器L1被灌入接地。在M1 810和M2 820的漏极处，分流峰化由电阻器R1 830和R2 840结合电感器L2 870一起实行，以便增加放大信号的带宽。信号通过第一电容器C1 860A和第二电容器C2 860B从LNA 800耦合到输出端口OUTP和OUTN。
D3.平方混合器
如图9所描绘的平方混合器(SQ-MIX)900已经被采用在本说明书内提出的本发明的实施例中，且因此，SQ-MIX 900表示图7中的第一平方混合器MIX1 740和第二平方混合器MIX2 760的实施例。如图所描绘，差分输入信号INP和INN被耦合到其跨导将信号转换成差分漏极电流的晶体管M7 910和M8 920的栅极。同时，输入信号还耦合到交叉耦合的晶体管对M3：M4和M5：M6，它们将漏极电流引导到SQ-MIX 900的正(OUTP)或负(OUTN)侧，从而将输入与其自身相乘，即将其平方。晶体管M1和M2被偏置为电流源950，以在输出处提供最大电压增益。偏置电路960耦合到输入信号并且包括电容器C1到电容器C4和电阻器R1到电阻器R4，确保NMOS晶体管被偏置到适当的偏置点。
D4.可变增益放大器
如图10所描绘的可变增益放大器增益级(VGA-GS)1000已经被采用在本说明书内提出的本发明实施例内，且因此VGA-GS 1000表示图7中的VGA 750内的每个增益级的实施例。差分输入信号INP和INN分别耦合到复合晶体管对M1：M2和M3：M4的栅极。插入物中描绘的每个复合晶体管M1至M4包括由晶体管1075(1)至1075(N)的阵列形成的晶体管阵列1070，该阵列具有连接的源极和漏极，并且其栅极可以根据开关位置连接到信号或接地。因此，复合晶体管对M1：M2和M3：M4具有可切换的跨导。正侧上的有效跨导(OUTP)等于M1和M3的跨导之差，负侧上的有效跨导(OUTN)等于M2和M4之间的跨导之差。因此，增益可以通过复合晶体管中的开关位置来调整。晶体管M6和M7作为电流源1030被偏置，以最大化输出电压增益。电容器C3和电容器C4在输出节点处实行低通滤波，而电容器C1和电容器C2以及偏置电阻器R1和电阻器R2在输入节点处实行高通滤波。因此，VGA-GS 1000以有效的带通滤波器响应操作。
E.传输器-接收器同步和时钟
如上文所讨论，与在一些其它无线协议内不同，UWB通信链路的接收器(Rx)和传输器(Tx)是通过分布式时序信息彼此同步。因此，每个电路的需求是Tx和Rx之间的有效同步，以便维持根据本发明的实施例的无线脉冲无线电的极其积极的工作循环，从而维持无线电通信脉冲所固有的能量效率。因此，本发明人建立了使用专用同步硬件的低延迟传输器/接收器同步方法/算法，包括用于超低睡眠模式功耗的双时钟定时器系统。这允许Tx和Rx之间的有效同步，以便维持无线电的极其积极的工作循环，从而维持无线电通信脉冲所固有的能量效率。
设计了多相时钟基带收发器，以便减少时钟频率(例如，20Mhz而不是200MHz)并且提高功率效率。此外，为了允许更快的同步和增强的干扰检测，在图12A中采用了并行化ADC/积分器结构DIGIPRO 1200。这种结构允许在接收时间帧期间有全信号可观察性。这种结构还允许动态变化调制方案(例如OOK、PPM)，以改进基于信道或监管环境的通信的稳健性。
E1.低功耗时钟生成器
参考图11，描绘了可以在本说明书内提出的本发明的实施例内采用的第一时钟生成器(CLKGEN1)1100，且因此CLKGEN1 1100向图7中的传输器300并且向接收器700内的DIGIPRO 1200提供20MHz信号。低功率时钟生成器CLKGEN1 1100包括反相器INV1 1120，该反相器与晶振XTAL 1110、电阻器R1以及电容器C1和电容器C2一起用作低频振荡器，即32kHz。正弦振荡器信号由反相器INV2 1125放大成方波时钟，并且用作锁相环(PLL)1190中的参考。锁相环1190由压控振荡器(VCO)1150组成，其输出由分频器1180分频，并且由相位检测器1130与参考相比较。根据分频时钟具有低于还是高于参考频率的频率，会生成降频或升频的脉冲。电荷泵1140与电阻器R2和电容器C3和电容器C4一起将升频信号和降频信号过滤成VCO的控制信号。锁定时，环路生成由反相器INV3 1160缓冲且为参考时钟整数倍的输出时钟。
如上所述，UWB收发器中的时钟生成和同步的有效具体实现对于低功率操作是至关重要的。脉冲持续时间在纳秒量级的情况下，常规且直接的合成数字方法需要数百MHz或更多的参考时钟，同时有高相关联动态功耗。用晶体时钟生成器直接生成基准时钟会导致相对高的功耗。因为晶体振荡器功率直接与频率成比例，所以在低得多的频率(例如32kHz)下操作晶体振荡器，并且将频率与锁相环(PLL)相乘，得以显著减少功耗。本发明人利用这种策略在UWB收发器中生成低功率时钟。数字逻辑的基准时钟被设置为符号频率，例如20MHz，该频率是由数字基带硬件处理的符号的速率，并且由诸如图11中利用低功率低频率振荡器XTAL 1110的CLKGEN1 1100的时钟生成器生成。然后，如图3中关于传输器300所描述，20MHz时钟被耦合到延迟锁定环(DLL)330，该延迟锁定环以纳秒范围间隔从该时钟获得多个相位，这些相位被用作结合复用器320、DCO 340和脉冲器350一起生成符号脉冲的时序基础。脉冲生成器控制信号由复用器生成，该复用器在DLL多相时钟的边沿上从存储器脉冲模式310中选择控制位。
锁相环1190具有毫秒范围的启动时间，这实际上受到稳定环路所需的晶体振荡器循环数的限制。在高于50kbps的数据速率下，PLL 1190和DLL 330在帧之间保持导通，并且已针对低功耗进行优化。在数据速率为50kbps或更低的情况下，PLL 1190和DLL 330两者可以在帧之间进行功率循环，使得睡眠模式期间唯一的功耗来自晶体振荡器。
E2.同步
明显的是，接收器时钟需要同步，因为UWB链路的传输方法并未传输时钟数据。因此，如关于图12所描绘，同步方框1230与图7中描绘的接收器700的DIGIPRO 1200结合使用。如图12A所描绘，DIGIPRO 1200包括一对双边沿触发积分器和模拟到数字转换器(ADC)方框。第一积分器1210A和第二积分器1210B中的每一个积分超过符号周期的一半，并且其输出被第一ADC 1220A和第二ADC 1220B中的一个数字化。第一积分器1210A和第二积分器1210B分别经由CLK1 1240A和CLK3 1250A计时，而第一ADC 1220A和第二ADC 1220B分别经由CLK2 1240B和CLK4 1250B计时。例如，第一积分器1210A和第二积分器1210B中的每一个分别可以是3位闪存ADC。两个积分器-ADC方框偏移四分之一符号周期，使得在每个符号期间总共有四个重叠的积分窗可用。这在图12B中很明显。
同步帧方框期间的同步是通过确定具有最大能量的积分窗来实现的，使得接收器的时钟同步因此原则上可以用一个同步符号来实现。实际上需要额外的同步符号来说明追踪无线链路信道变化的可变增益环路。PPM解调是通过观察每个符号具有最大能量的积分窗来实现的，并且OOK调制是通过观察固定积分窗中的能量来实现的。
F.具有能量检测器的N路滤波器
如图7中所描绘，描绘了根据本发明实施例的示例性UWB接收器700，其中来自天线710的RF信号在被传递至二级RF放大器(AMP1)730之前最初由低噪声放大器(LNA)720放大。在三级可变增益放大器(VGA)750进一步放大信号之前，第一平方混合器(MIX1)740将信号与其自身相乘以转换成中间频率(IF)。VGA 750输出然后耦合到第二平方混合器(MIX2)760，该第二平方混合器将信号降频转换到基带频率，其中并行积分器(INT1和INT2)对信号能量求和，该信号能量由数字处理器内的模拟到数字转换器(ADC1和ADC2)数字化。
下文称为平方器的平方混合器(MIX2)760实行信号幅度的平方，当被并行积分器积分时，该信号幅度产生接收信号的瞬时能量。在固定时间周期积分会在该时间周期内产生符号的总能量。然而，必须对输入信号进行滤波，使得其被限制在受关注的频带内，以便减少任何干扰信号的噪声和积分能量。在图7中的示例性UWB接收器内，VGA 750通过适当的设计提供了这一点，以提供带通滤波功能。然而，分离放大和滤波功能将是有益的，这允许独立优化每个功能，同时不显著影响功耗，并且允许带阻滤波器和带通滤波器。
在现有技术内，滤波器通常给电路设计者带来高功耗和低品质因数，尤其是在需要中间频率(IF)带通滤波器的情况下。因此，本发明人建立了一种基于在平方器之前组合开关电容器N路滤波器的设计方法。将变得明显的是，N路滤波器可以是带通或带阻滤波器，并且基于无源混合器结构中的低通滤波器的升频转换和降频转换。由于低通滤波器被升频到更高的频率，并且中心频率可以通过时钟频率来调谐，因此质量因数可以是高的。然而，N路滤波器的缺点是在同步接收器结构中产生高质量时钟所需的时钟生成器的高功耗。这使得该技术通常不太适合现有技术内的低功率应用。
然而，本发明人建立了一种规避N路滤波器在时钟抖动方面的缺点的方法，使得低功率时钟生成器可以用于N路滤波器，而不是与N路滤波器相关联的现有技术的高功率高准度(低抖动)时钟生成器。时钟抖动的影响是会将输入信号的能量延展到更大的带宽上，这将减少同步接收器中的带内能量。然而，在根据本发明的实施例的示例性UWB接收器内，当N路滤波器与异步接收器(例如，诸如图9中所描绘的能量检测器的能量检测器)配对时，由于能量检测器对N路滤波器时序时钟的频率延展不敏感，所以总信号能量仍然被捕获。
这种技术也可以扩展到使用平方器作为自混合器的系统，例如对DC周围的信号进行降频转换。在这种场景下，平方器的选择性由N路滤波器改进，但是不消耗太多功率，因为时钟生成器可以表现出较宽松的抖动量。
F.1示例性具体实现
参考图13A和图13B，描绘了本发明用于带通和带阻变型两者的示例性具体实现。考虑图13A，例如包括天线、LNA、射频放大器、第一平方混合器的接收器前端1360将信号与其自身相乘，以在VGA进一步放大信号之前转换到中间频率(IF)。VGA的输出耦合到由时钟生成器(CLKGen)1320驱动的N路滤波器1310，其中N路带通(NP-BP)滤波器1310的输出然后耦合到平方器1330，且之后耦合到例如包括积分器1340的后续接收器电路。在图13B中，描绘了相同的整体接收器电路配置，但是用N路带阻滤波器(NP-BS)1350取代了N路带通滤波器1310。
图14描绘了根据本发明的实施例的NP-BP 1310的示例性设计，其中待滤波的接收信号VIN分别耦合到N路径1410A至1410N。每个路径包括输入开关SX1(X＝1,2,...,N)、滤波器FX(X＝1,2,...,N)和输出开关SX2(X＝1,2,...,N)。来自N路径1410A至1410N的输出分别被组合以提供滤波输出VOUT。滤波器FX可以是低通滤波器或带通滤波器。
图15A中描绘了图14中描绘的NP-BP，其中现在标示施加到每个电开关的时钟信号和用于个别滤波器FX的示例性RC滤波器设计。如所描绘，输入电开关和输出电开关分别在每个NP-BP 1510A至NP-BP 1510N内由相同的时钟信号驱动，例如CLK0驱动NP-BP 1510A、CLK1驱动NP-BP 1510B，至CLKN-1驱动BP-NP 1510N。每对开关之间有RC滤波器，该RC滤波器包括串联在该对开关之间的电阻器R和与接地并联的电容器CX(X＝1,2,...,N)。在图15B中描绘了时钟信号，而图15C描绘了第一具体实现简化，其中在分成N路径之前，现在安置单个电阻器R。图16描绘了进一步的具体实现简化，其中NP-BP被实现为单侧设计。因此，输入耦合到包括由其时钟信号CLKY(Y＝1,2,...,N-1)的单个开关和相关联电容器CX(X＝1,2,...,N)的N路径。输出现在是所有N路径和输入之间的公共点。
在图9中描绘了具有平方混合器(SQ-MIX)900的平方器1330的示例性具体实现。这是一种差分平方器具体实现，且因此可以耦合到诸如图17所描绘的差分N路滤波器。因此，描绘了诸如图16中所描绘的一对NP-BP单侧滤波器，每个滤波器包括具有N个开关和电容器的输入电阻器R。在图17内，N＝4使得四个并联路径1710A至1710D被描绘为具有电容器C1；C2；C3；C4，其中差分电路现在使用通过其开关耦合到每个差分输入的单个电容器。这些开关由具有标示为CLK(θ＝0°)；CLK(θ＝90°)；CLK(θ＝180°)；CLK(θ＝270°)的时钟信号的适当相位驱动。这些时钟由4相时钟生成器1720从自时钟生成器电路耦合到该4相时钟生成器的差分时钟中生成。
图18描绘了与图16所描绘的带阻滤波器等效的带阻滤波器设计，其中带阻滤波器现在包括与电阻器R串联的电容器CX(X＝1,2,...,N)。
G.利用UWB脉冲无线电的测距和定位
如上所述，距离测定和位置/定位测量是具有采用UWB收发器的设备/子系统/系统/组件等的许多应用的一个方面。在这种设备/子系统/系统/组件等内不利用基于UWB的技术的情况下，必须提供额外硬件功能以及相关联功耗等，以例如针对覆盖内部/外部环境的内部应用，在本地利用例如基于光学/RF/微波的另一无线技术，或者在具有诸如蓝牙、Wi-Fi、WiMAX等的微波/RF无线系统的外部环境中利用全球定位系统(GPS)/无线三角测量等实现期望的距离测定和位置/定位测量。
因此，本发明人建立了两种技术，这两种技术利用了在本专利申请内开发的基于低功率脉冲的UWB传输器/接收器/收发器，以及在WO/2016/191851“Systems and Methodsfor Spectrally Efficient and Energy Efficient Ultra-Wideband Impulse Radioswith Scalable Data Rates”和WO/2015/103692“Systems relating to Ultra-WidebandBroadcasting comprising Dynamic Frequency and Bandwidth Hopping”中描绘和描述的器件，这两个专利申请均以引用的方式并入本文。
F1.飞行时间距离测定(同步UWB收发器对)
该距离测定系统是针对UWB通信链路描述，并且组合示例性20Mbps空中数据速率利用创新的能量检测方案。UWB收发器的先进同步方案的能力用来确保脉冲束的稳健通信和追踪，并且测距方案用来对到达时间进行“放大”。
除了UWB收发器/接收器之外，集成电路(IC)具体实现或混合具体实现还需要根据图19描述和描绘的测距电路。根据期望的测距估计容差/准度，可能需要更高准度的时序参考来支持厘米范围的测距估计。
图19示出了系统方框图的简化版本和简化脉冲串。传入脉冲串经过后天线1910，通过低噪声放大器(LNA)1920。放大的接收信号的一部分耦合到相关器电路1940，剩余部分传播到接收器前端电路1930的剩余部分。相关器电路1940将接收信号与参考脉冲生成器1960提供且由脉冲生成器1970驱动的参考脉冲相关。脉冲生成器1970本身通过具有约50个抽头的延迟锁定环(DLL)1990驱动，对于根据本发明人建立的本发明的实施例的标称20Mb/s UWB方案而言，抽头间隔为0.5ns。DLL 1980由精度参考时钟1990驱动。来自相关器电路1940的输出被馈送到定时器电路。
由于脉冲束的构造，传入脉冲串内只有一个脉冲将与参考(或模板)脉冲匹配，因为脉冲串中的所有脉冲具有不同的中心频率。这意味着诸如上文关于本发明的实施例所描绘和描述的UWB能量检测器接收器仍然可以得到积分全脉冲串的能量以增加通信距离的益处，同时测距部分可以“放大”单个脉冲以增加时序分辨率。
根据本发明的实施例的示例性过程将从抽头#1开始，并且抽头将在每个脉冲束之后前进，直到建立相关峰值。因为能量检测接收器已经得知脉冲束的“位置”在25ns以内，所以搜索空间大幅减少。这会导致硬件复杂性、搜索时间等的显著减少。
F1.1飞行时间算法
重要的是要注意，根据本发明的实施例的该示例性算法假设该对UWB收发器已经同步。在图20中描绘了简化的时序图作为参考，而图21描绘了根据本发明的实施例的算法的示例性过程流程。对于本领域技术人员而言，明显的是，该示例性算法的许多改变是可行的。基本准度取决于收发器中可用的参考的精度，以及亚纳秒级准度/漂移是可取的。
现在参考图21，该过程包括步骤2105至2150。步骤2105至2125描绘如下：
·步骤2105：同步UWB收发器对(UWB#1和UWB#2)；
·步骤2110：UWB芯片#1发送由UWB脉冲束组成的分组；
·步骤2115：UWB芯片#1定时器(TC1)在最后一个脉冲束传输期间开始；
·步骤2120：UWB#2接收分组，并且相关器电路1940/DLL电路1990与适当脉冲同步；和
·步骤2125：当接收到最后一束内的同步脉冲时，UWB#2开始定时器。
随后，执行步骤2130至2150，包括：
·步骤2130：UWB#2等待两个收发器都知道的精确时间。(注：芯片#2得知最后一个束何时出现，因为分组的长度是已知的。)
·步骤2135：在精确的等待时间之后，芯片#2将相同类型的分组传输回芯片#1；
·步骤2140：执行其中芯片#1实行相同同步过程；
·步骤2145：芯片#1确定分组中的最后一个束到达，并且停止其TC1定时器，得到经过时间TC1ELAPSE；和
·步骤2150：芯片#1基于以下等式(1)并且根据测定距离来确定飞行时间(TOF)。
TC1ELAPSE＝TOF+KnownWaitTime+TOF+PacketLength (1)
可选地，一旦相关器检测到合适的脉冲，芯片#1就可以停止其定时器，并且取代在TOF计算中使用“分组长度”，其可以使用“相关前的束的数量”。这将减少时序误差，并且从收发器的位计数器中将得知束的数量。
可以重复步骤2110至2150，以提供具有改进准度的平均结果。然而，可选地，由于收发器对已经大致得知使用哪个DLL抽头，可以减少分组的长度。因此，较短的分组将意味着UWB收发器之间的时钟有较小的漂移。
F.2积分时间窗距离测定(非同步UWB收发器对)
根据本发明的实施例，一对UWB电路、芯片#1和芯片#2，可以各自发送可基于相应芯片的内部时钟重复的UWB脉冲。芯片#1和芯片#2两者可以从另一个UWB电路的传输器接收UWB脉冲。根据本发明实施例的方法的UWB电路通过在积分时间窗内积分输入信号能量来识别UWB脉冲的到达，该积分时间窗针对芯片#1和芯片#2分别被定义为PW1和PW2。这些积分窗基于每个芯片的内部时钟，并且芯片#1具有与芯片#2略有不同的内部时钟，使得PW2比PW1稍长。因此，两个芯片不能同步。
参考图22，描绘了用于距离测定的积分时间窗方法的示例性过程流程，其中在图23中描绘了时序图。
该算法包括如下步骤2210至步骤2280：
·步骤2210：芯片#1发送UWB脉冲(图23中的第一时序2300A描述了该脉冲能量与时间的关系)；
·步骤2220：在时间ΔT(其与两个芯片之间的距离成比例)之后，脉冲到达芯片#2(图23中的第二时序2300B)；
·步骤2230：为了检测该脉冲，芯片#2在积分时间窗内积分输入信号的能量(图23中的第三时序2300C)
·步骤2240：如果积分时间窗内的能量大于阈值，那么假设脉冲到达芯片#2处，并且在其下一个积分窗开始时，芯片#2向芯片#1发回回波信号(图23中的第四时序2300D)；
·步骤2250：在时间ΔT之后，该回波脉冲到达芯片#1处(图23中的第五时序2300E)；
·步骤2260：芯片#1在其自身的积分窗内积分输入信号的能量(第六时序2300F)；
·步骤2270：然后将该积分能量传递给组合芯片#1的数字信号处理器(DSP)，以便估计ΔT；和
·步骤2280：步骤2210至步骤2270可以重复多次，并且估计的ΔT被求平均以减少其不确定性。
F2.1数字信号处理的飞行时间：
在许多测距算法内，传输信号和接收回波之间的时间差(ΔT)用于测量信号的飞行时间(TOF)。这个飞行时间与传输器和回波生成器之间的距离成比例。然而，在下文提出的算法内，时间差不是直接测量的，而是通过数字信号处理算法得到。该算法利用了这样一个事实，即如图23中的第六曲线图2300F所示，当接收到回波信号时，其能量分布在两个连续的积分时间窗之间。回波信号的准确到达时间可以通过处理在这两个时隙(分别称为E1和E2)中积分的能量比例来估计。例如，如果能量相等，即E1＝E2，那么这意味着信号正好在第一时隙的中间到达。使用线性逼近，可以示出估计到达时间由等式(2)给出，其中PW1是时隙的宽度。
Figure GDA0002941249990000271
因此，时间差ΔTOA是精确测量的，并且这个时间应该与ΔT有关。如图23所示，该时间差ΔTOA由两个时隙组成：传输信号和回波信号(ΔT12)之间的时间，以及芯片#2的回波信号和芯片#1的接收信号(ΔT)之间的时间。
ΔT12的计算：如果芯片#2处的接收信号(图23中的第三曲线图2300C)恰好到达积分时间窗的开始处，则ΔT12等于ΔT+PW2，否则其便是由于芯片#1和芯片#2之间的不同步而均匀分布在ΔT+0.5·PW2和ΔT+1.5·PW2之间的随机变量。因此，ΔTOA具有平均值2×ΔT+PW2。因此，通过重复该算法，可以对许多样本测量ΔTOA并且对其进行平均，可得以估算ΔT。
在以上描述中给出了具体细节，以提供对实施例的透彻理解。然而，应当理解，在没有这些具体细节的情况下可以实践这些实施例。例如，电路可以方框图形式示出，以便不会在不必要的细节上模糊实施例。在其它情况下，公知的电路、过程、算法、结构和技术可以在没有不必要的细节的情况下示出，以免模糊实施例。
上文所述技术、方框、步骤和装置的具体实现可以以各种方式完成。例如，这些技术、方框、步骤和装置可以用硬件、软件或其组合来实现。对于硬件具体实现，处理单元可以在被设计成执行上述功能的一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)、可编程逻辑设备(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、其它电子单元和/或其组合内实现。
此外，应当注意，实施例可被描述为被描绘为流程图示、流程图、数据流图、结构图或方框图的过程。虽然流程图可将操作描述为顺序过程，但是操作中的多数可并行地或同时地实行。此外，可重新布置操作的次序。当一个过程的操作完成时，该过程便终止，但是该过程可能具有图中没有包括的额外步骤。
出于说明和描述的目的，已经提出了本发明的示例性实施例的前述公开。前述公开并不旨在穷举或将本发明限制于所公开的精确形式。根据以上公开，本文描述的实施例的许多改变和修改对于本领域普通技术人员将是显而易见的。本发明的范围仅由所附权利要求及其等同物来限定。
此外，在描述本发明的代表性实施例时，本说明书可能将本发明的方法和/或过程提出为特定的步骤序列。然而，就该方法或过程不依赖于本文所阐述步骤的特定次序而言，该方法或过程不应限于所述步骤的特定次序。如本领域普通技术人员将明白，其它步骤序列也是可行的。因此，本说明书中阐述的步骤的特定次序不应被解释为对权利要求的限制。此外，涉及本发明的方法和/或过程的权利要求不应该受限于以所写次序实行其步骤，并且本领域技术人员可以容易明白，顺序可以改变，并且仍然保持在本发明的精神和范围内。

Claims (7)

1.一种确定一对超宽带(UWB)收发器之间的距离的方法，包括：
在所述一对超宽带(UWB)收发器的第一超宽带(UWB)收发器和所述一对超宽带(UWB)收发器的第二超宽带(UWB)收发器上执行进程，其中，所述进程包括：
将第一超宽带(UWB)收发器与第二超宽带(UWB)收发器同步；
从所述第一超宽带(UWB)收发器传输包括多个超宽带(UWB)脉冲束的第一分组；
在传输最后一个脉冲束之后，启动与所述第一超宽带(UWB)收发器相关联的第一定时器；
在所述第二超宽带(UWB)收发器上处理接收的多个超宽带(UWB)脉冲束；
使用包括至少第一相关器和第一延迟锁定环的电路，与所述第一分组的所述超宽带(UWB)脉冲束内的预定脉冲同步；
在确定在所述多个脉冲束的所述最后一个脉冲束内检测到所述预定脉冲之后，启动与所述第二超宽带(UWB)收发器相关联的第二定时器；
当所述第二定时器达到预定等待时间时，从所述第二超宽带(UWB)收发器传输第二分组；
在所述第一超宽带(UWB)收发器上处理接收的与所述第二超宽带(UWB)收发器相关联的多个超宽带(UWB)脉冲束；
使用包括至少第二相关器和第二延迟锁定环的电路，与所述第二分组的所述超宽带(UWB)脉冲束内的预定脉冲同步；
在确定检测到所述第二分组的所述多个脉冲束中的所述最后一个脉冲束内的所述预定脉冲之后，停止所述第一定时器；
根据所述第一定时器经过的时间计算飞行时间，并且确定所述第一超宽带(UWB)收发器和所述第二超宽带(UWB)收发器之间的距离。
2.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括
多次重复所述飞行时间的确定；和
对计算的飞行时间求平均。
3.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括
缩短所述第一分组和所述第二分组的长度，第二次重复确定飞行时间。
4.一种确定一对超宽带(UWB)收发器之间的距离的方法，包括：
在所述一对超宽带(UWB)收发器的第一超宽带(UWB)收发器和所述一对超宽带(UWB)收发器的第二超宽带(UWB)收发器上执行进程，其中，所述进程包括：
提供形成第一超宽带(UWB)收发器的部分的同步电路，以与包括至少第一相关器和第一延迟锁定环的第二超宽带(UWB)收发器同步无线通信；
传输包括多个第一超宽带(UWB)脉冲束的第一分组，作为来自所述第一超宽带(UWB)收发器的无线信号；
在传输所述多个第一超宽带(UWB)脉冲束中的最后一个第一超宽带(UWB)脉冲束之后，启动与所述第一超宽带(UWB)收发器相关联的第一定时器；
接收包括多个第二超宽带(UWB)脉冲束的第二分组，作为来自所述第二超宽带(UWB)收发器的另一个无线信号；
使用所述同步电路与所述第二分组的所述多个第二超宽带(UWB)脉冲束内的预定第二超宽带(UWB)脉冲束同步；
在确定检测到所述第二分组的所述多个脉冲束中的所述最后一个脉冲束内的所述预定脉冲之后，停止所述第一定时器；和
根据所述第一定时器经过的时间计算飞行时间，并且确定所述第一超宽带(UWB)收发器和所述第二超宽带(UWB)收发器之间的距离。
5.根据权利要求4所述的方法，其进一步包括
提供形成所述第二超宽带(UWB)收发器的部分的第二同步电路，以与包括至少第二相关器和第二延迟锁定环的所述第一超宽带(UWB)收发器同步无线通信；
在所述第二超宽带(UWB)收发器上处理所述接收的多个第一超宽带(UWB)脉冲束；
使用所述第二同步电路与所述第一分组内的所述多个第一超宽带(UWB)脉冲束的预定第一超宽带(UWB)脉冲束同步；
在确定在所述多个脉冲束的所述最后一个脉冲束内检测到所述预定脉冲之后，启动与所述第二超宽带(UWB)收发器相关联的第二定时器；
当所述第二定时器达到预定等待时间时，从所述第二超宽带(UWB)收发器传输包括所述多个第二超宽带(UWB)脉冲束的第二分组。
6.根据权利要求4所述的方法，其进一步包括
多次重复所述飞行时间的确定；和
对计算的飞行时间求平均。
7.根据权利要求4所述的方法，其进一步包括
缩短所述第一分组和所述第二分组的长度，第二次重复确定飞行时间。
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