KR20220101002A - 에너지 효율적인 초광대역 임펄스 무선 시스템 및 방법 - Google Patents

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Abstract

초광대역(UWB) 기술은 디지털 데이터 전송을 위해 단거리에 걸쳐 매우 저 전력으로 넓은 주파수 스펙트럼을 통한 변조된 코딩된 임펄스를 이용한다. 수신기를 통한 이러한 UWB 시스템은 간섭 신호의 존재 시 작동될 수도 있고 그리고 탄탄한 통신을 제공해야 한다. 따라서, 저 전력으로 작동되는 정확하고 그리고 예리한 필터가 요구되고 유익하게는 필터는 매우 정확한 전력을 많이 쓰는 클록을 요구하지 않는다. 게다가, 많은 UWB 적용은 다른 소자의 위치 및/또는 거리 측정을 요구하고 그리고 따라서 추가의 디바이스 복잡성 및, 일반적으로 상당한 전력 소비를 추가하는 필요조건을 제거하는, UWB 기반 거리 측정 및/또는 위치 능력을 제공하는 것이 유익할 것이다.

Description

에너지 효율적인 초광대역 임펄스 무선 시스템 및 방법{ENERGY EFFICIENT ULTRA-WIDEBAND IMPULSE RADIO SYSTEMS AND METHODS}
본 발명은 초광대역 무선 통신 그리고 더 구체적으로 저 에너지 검출기를 이용하고 그리고 거리 측정을 제공하는 매우 저 전력 소비의 임펄스 무선장치에 관한 것이다.
초광대역(Ultra-Wideband: UWB) 기술은 단거리에 걸쳐 매우 저 전력으로 매우 넓은 주파수 스펙트럼을 통해 변조된 코딩된 임펄스로서 디지털 데이터의 전송을 위한 무선 기술이다. 이러한 펄스 기반 전송은 IEEE 802.11(와이-파이), IEEE 802.15 무선 개인 영역 네트워크(personal area network: PAN), IEEE 802.16(위맥스), 범용 이동 통신 시스템(Universal Mobile Telecommunications System: UMTS), 이동 통신을 위한 글로벌 시스템(Global System for Mobile Communication: GSM), 일반 패킷 무선 시스템(General Packet Radio Service: GPRS), 및 산업용, 과학용 및 의학용(ISM) 대역의 접근, 및 국제 이동 통신-2000(International Mobile Telecommunications-2000: IMT-2000)과 같은 오늘날의 무선 통신 표준 및 시스템에서 현재 채용되는 기법인, 변조된 사인파를 사용하여 정보를 전송하는 것에 대한 대안이다.
안테나로부터의 UWB 전송은 중심 주파수의 20% 또는 500㎒의 미만을 초과하는 방출된 신호 대역폭에 의해 규정된다. 따라서, 각각의 전송된 펄스가 전체 UWB 대역폭 또는 협대역 캐리어의 총 적어도 500㎒를 사용하는, 펄스-기반 시스템은; 예를 들어, 직교 주파수-분할 멀티플렉싱(orthogonal frequency-division multiplexing: OFDM)은; 규칙하에서 UWB 스펙트럼에 대한 접근을 획득할 수 있다. 펄스 반복률은 낮을 수도 있거나 또는 매우 높을 수도 있다. 펄스-기반 UWB 레이더 및 이미징 시스템은 반복률(일반적으로 초당 1 내지 100메가펄스의 범위)을 조정하도록 적게 사용되는 경향이 있다. 반면에, 통신 시스템은 높은 반복률(일반적으로 초당 1 내지 2기가펄스의 범위)을 선호하고, 따라서 단거리 초당 기가비트 통신 시스템을 가능하게 한다. 펄스-기반 UWB 시스템에서 각각의 펄스가 큰 대역폭, 가능하게는 심지어 전체 UWB 대역폭을 사용하므로, 이러한 시스템은 딥 패딩과 심볼 간 간섭(intersymbol interference: ISI) 둘 다를 겪는 캐리어 변조 기반 시스템과 달리, 심볼 간 간섭이 아닌 다경로 패딩에 대해 비교적 면제된다.
무선 센서 네트워크 및 휴대용 전자장치와 같은 적용을 고려할 때, UWB 송수신기는 작은 차지 공간을 위해 이상적으로 기능적으로 높게 통합되어야 하고, 저비용 및 높은 용적의 제작을 지원하고, 그리고 에너지 효율적이어서 제한된 전력 공급원, 예를 들어, 배터리, 실내용 태양 전지, 소형 실외용 태양 전지, 또는 열구배, 유체 흐름, 소형 연료 전지, 압전 에너지 하베스터(piezoelectric energy harvester), 미세-기계 배터리, 및 광섬유를 통한 전력과 같은 기술의 발달 시 개발되는 것에서 실행된다. 별개의 펄스를 변조로서 사용함으로써, 전송기가 활성이 아닌 동안 효율적인 듀티 사이클링 구성을 구현하는 것이 가능하고, 이는 온-오프 시프트 키잉(On-Off Shift Keying: OOK) 변조를 사용함으로써 더 개선될 수 있다.
게다가, 예를 들어, 3.1㎓ 내지 10.6㎓의 일부 UWB 작동 주파수는 연방 통신 위원회에 의해 실내용 UWB 통신 시스템을 위해 승인되었고 그리고 센서, 모바일 디바이스 또는 휴대용 전자장치 등과 같은 전체 감소된 차지 공간 해결책에 쉽게 통합될 수 있는 소형 안테나를 허용한다. 따라서, 저 전력 소비를 하는 UWB 시스템은 센서 네트워크, 스마트 빌딩, 의학적 디바이스, 원격 감지, 원격 모니터링, 원격 제어, 농업, 산업, 제어, 자동화, 개인용 모니터링 등을 포함하지만 이들로 제한되지 않는 다양한 적용을 지원할 수 있다.
이 수신기를 통한 이러한 UWB 시스템은 또한 잡음의 무선 환경 및 규제되지 않는 무선 환경에서 탄탄한 통신을 제공하는 간섭 신호의 존재 시 작동될 수도 있다. 따라서, 회로 설계자에게 저 전력에서 작동되는 정확하고 예리한 필터를 제공하는 것이 이로울 것이다. 본 발명자들은 수신기 내에서 정확한 반송파를 위한 필요조건을 제거하는 이러한 필터링 방법론을 제공한다.
UWB 디바이스를 위한 많은 적용에서, 정확한 다른 소자의 위치 및/또는 거리 측정이 바람직하거나 또는 필수 필요조건이다. 따라서, 위성 위치확인 시스템(global positioning system: GPS) 수신기(들) 또는 초음파/레이저 거리 측정 회로 및/또는 디바이스를 추가함으로써 일반적으로 상당한 전력 소비 그리고 추가의 복잡성을 추가하는 필요조건을 제거하는 UWB 기반 거리 측정 및/또는 위치 능력을 회로, 디바이스 및 시스템 설계자에게 제공하는 것이 이로울 것이다. 이러한 UWB 기반 위치 및/또는 거리 측정 적용이 UWB 임펄스 무선장치의 전체 저 전력 소비를 유지하는 것이 더 이로울 것이다.
본 발명의 다른 양상 및 특징은 첨부 도면과 함께 본 발명의 특정한 실시형태의 다음의 설명의 검토 시 당업자에게 분명해질 것이다.
본 발명의 목적은 초광대역 무선 통신, 더 구체적으로, 저 에너지 검출기를 이용하고 그리고 거리 측정을 제공하는 매우 저 전력 소비의 임펄스 무선장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 실시형태에 따르면, 에너지 검출기와 결합한 저 정밀 클록 공급원을 채용하는 N-경로 필터를 제공함으로써 UWB 수신기 내에서 필터링하는 방법이 제공된다.
본 발명의 실시형태에 따르면, 초광대역(UWB) 송수신기의 쌍 간의 범위를 확립하는 방법이 제공되고, 방법은,
제1 초광대역(UWB) 송수신기와 제2 UWB 송수신기를 동기화하는 단계;
제1 UWB 송수신기로부터 복수의 UWB 펄스 번들을 포함하는 제1 패킷을 전송하는 단계;
마지막 펄스 번들의 전송 시 제1 UWB 송수신기와 연관된 제1 타이머를 시작하는 단계;
수신된 복수의 UWB 펄스 번들을 제2 UWB 송수신기에서 처리하는 단계;
적어도 제1 상관기 및 제1 지연-고정 루프를 포함하는 회로를 사용하여 제1 패킷의 UWB 펄스 번들 내 미리 결정된 펄스와 동기화하는 단계;
복수의 펄스 번들 중 마지막 펄스 번들 내에서 미리 결정된 펄스의 검출을 결정할 때 제2 UWB 송수신기와 연관된 제2 타이머를 시작하는 단계;
제2 타이머가 미리 결정된 대기 시간에 도달할 때 제2 UWB 송수신기로부터 제2 패킷을 전송하는 단계;
제1 UWB 송수신기에서 제2 UWB 송수신기와 연관된 수신된 복수의 UWB 펄스 번들을 처리하는 단계;
적어도 제2 상관기 및 제2 지연-고정 루프를 포함하는 회로를 사용하여 제2 패킷의 UWB 펄스 번들 내 미리 결정된 펄스와 동기화하는 단계;
제2 패킷의 복수의 펄스 번들 중 마지막 펄스 번들 내에서 미리 결정된 펄스의 검출을 결정할 때 제1 타이머를 중단하는 단계; 및
제1 타이머의 경과 시간에 따라 비행 시간을 계산하고 그리고 제1 UWB 송수신기와 제2 UWB 송수신기 간의 범위를 결정하는 단계를 포함한다.
본 발명의 실시형태에 따르면, 초광대역(UWB) 송수신기의 쌍 간의 범위를 확립하는 방법이 제공되고, 방법은,
제1 클록률에 따라 제1 통합 윈도우(first integration window)를 가진 제1 클록률로 작동되는 제1 UWB 송수신기를 사용하여 초광대역(UWB) 임펄스를 전송하는 단계;
제2 클록률에 따라 제2 통합 윈도우를 가진 제2 클록률로 작동되는 제2 UWB 송수신기를 사용하여 UWB 임펄스를 수신하는 단계;
제2 통합 윈도우 내에서 수신된 UWB 신호를 통합하고 그리고 제2 통합 윈도우 내 수신된 에너지가 UWB 임펄스가 수신된 미리 결정된 문턱값을 초과할 때를 결정하는 단계;
UWB 임펄스의 수신의 결정 후 다음의 제2 통합 윈도우에서 에코 신호를 전송하는 단계;
제1 통합 윈도우 내에서 수신된 UWB 신호를 통합하고 그리고 제1 통합 윈도우 내 수신된 에너지가 UWB 임펄스가 수신된 미리 결정된 문턱값을 초과할 때를 결정하는 단계;
제1 통합 윈도우 내 통합된 에너지를 디지털 신호 처리(digital signal processing: DSP) 회로로 통과시키는 단계; 및
경과 시간의 추정값을 DSP 회로를 사용하여 도출하는 단계를 포함한다.
본 발명의 다른 양상 및 특징은 첨부 도면과 함께 본 발명의 특정한 실시형태의 다음의 설명의 검토 시 당업자에게 분명해질 것이다.
본 발명의 실시형태는 이제 첨부된 도면을 참조하여, 실시예만을 통해, 설명될 것이다:
도 1a는 본 발명의 실시형태에 따른 무선 통신을 이용하는 생체 측정 데이터 취득 및/또는 프레젠테이션을 지원하는 착용 기술을 도시하는 도면;
도 1b는 가정 자동화 및 위치 서비스를 지원하는 본 발명의 실시형태에 따른 무선 기술의 실시예를 도시하는 도면;
도 2a는 본 발명의 실시형태에 따른 다중-펄스 심볼 UWB 프로토콜과 함께 종래 기술에 따른 단일-펄스 UWB 프로토콜을 도시하는 도면;
도 2b는 본 발명의 실시형태에 따른 다중-펄스 심볼 UWB 프로토콜에 대한 심볼, 프레임, 및 스트림 구조를 도시하는 도면;
도 3은 본 발명의 실시형태에 따른 UWB 전송기/송수신기에 대한 전송기 회로 개략도;
도 4는 본 발명의 실시형태에 따른 UWB 전송기/송수신기에 대한 접지된-스위치 전력 증폭기 회로 개략도;
도 5는 본 발명의 실시형태에 따른 UWB 전송기/송수신기에 대한 디지털 방식으로 제어된 발진기 회로 개략도;
도 6은 본 발명의 실시형태에 따른 UWB 전송기/송수신기에 대한 펄스 생성기 회로 개략도;
도 7은 본 발명의 실시형태에 따른 UWB 전송기/송수신기에 대한 수신기 회로 개략도;
도 8은 본 발명의 실시형태에 따른 UWB 전송기/송수신기에 대한 저 잡음 증폭기 회로 개략도;
도 9는 본 발명의 실시형태에 따른 UWB 전송기/송수신기에 대한 스퀘어링 혼합기 회로(squaring mixer circuit) 개략도;
도 10은 본 발명의 실시형태에 따른 UWB 전송기/송수신기에 대한 가변 이득 증폭기 회로 개략도;
도 11은 본 발명의 실시형태에 따른 UWB 전송기/송수신기에 대한 클록 생성기 회로 개략도;
도 12a 및 도 12b는 본 발명의 실시형태에 따른 UWB 전송기/송수신기에 대한 통합기/아날로그-대-디지털 동기화 회로 개략도;
도 13a는 N-경로 대역통과 필터를 이용하는 본 발명의 실시형태에 따른 UWB 수신기의 시스템 개요를 도시하는 도면;
도 13b는 N-경로 대역저지 필터(N-path bandstop filter)를 이용하는 본 발명의 실시형태에 따른 UWB 수신기의 시스템 개요를 도시하는 도면;
도 14는 대역통과 필터링을 이용하는 N-경로 필터에 대한 간략화된 블록 회로도;
도 15a는 도 14에 도시된 대역통과 필터링을 이용하는 N-경로 필터에 대한 일반화된 회로도의 실시형태를 도시하는 도면;
도 15b는 도 15a에 도시된 일반화된 회로도의 실시형태에 대한 클록 신호의 시간 표현을 도시하는 도면;
도 15c는 N-1 레지스터 소자를 제거한 도 15a에 도시된 일반화된 회로도의 실시형태의 변동을 도시하는 도면;
도 16은 스위치의 수를 N만큼 감소시키고 그리고 회로를 단면 설계로 만드는, 도 15a에 도시된 일반화된 회로도의 실시형태의 변동을 도시하는 도면;
도 17은 도 16에 도시된 일반화된 회로도의 실시형태의 차동 회로 변동을 도시하는 도면;
도 18은 도 14에 도시된 대역저지 필터링을 이용하는 N-경로 필터에 대한 일반화된 회로도의 실시형태를 도시하는 도면;
도 19는 본 발명의 실시형태에 따른 UWB 수신기에 대한 범위 연장의 간략화된 블록 회로 수신기 도면;
도 20은 도 19에 도시된 것과 같은, 본 발명의 실시형태에 따른 UWB 수신기의 제1 거리 측정 작동 모드에 대한 간략화된 타이밍도;
도 21은 도 20에 도시된 본 발명의 실시형태에 따른 제1 거리 측정 작동 모드에 대한 예시적인 과정(즉, 프로세스) 흐름을 도시하는 도면;
도 22는 본 발명의 실시형태에 따른 제2 거리 측정 작동 모드에 대한 예시적인 과정 흐름을 도시하는 도면; 및
도 23은 도 22에 도시된 것과 같은, 본 발명의 실시형태에 따른 UWB 수신기의 제2 거리 측정 작동 모드에 대한 간략화된 타이밍도.
본 발명은 초광대역 무선 통신 그리고 더 구체적으로 저 에너지 검출기를 이용하고 그리고 거리 측정을 제공하는 매우 저 전력 소비의 임펄스 무선장치에 관한 것이다.
다음의 설명은 오직 예시적인 실시형태(들)를 제공하고, 그리고 본 개시내용의 범위, 적용 가능성 또는 구성을 제한하도록 의도되지 않는다. 오히려, 예시적인 실시형태(들)의 다음의 설명은 당업자에게 예시적인 실시형태를 구현하기 위한 부여 설명을 제공할 것이다. 다양한 변경이 첨부된 청구항에 제시된 바와 같은 정신 및 범위로부터 벗어나는 일없이 소자의 기능 및 배열에서 이루어질 수도 있다는 것이 이해된다.
본 명세서에서 사용될 때 그리고 본 개시내용의 전반에 걸쳐서 "초광대역(Ultra-wideband: UWB)"은 방출된 신호 대역폭이 중심 주파수의 더 적은 500㎒ 또는 20%를 초과하는 안테나로부터 전송된 무선 통신 시스템을 나타낸다.
본 명세서에서 사용될 때 그리고 본 개시내용의 전반에 걸쳐서 "무선"은 데이터를 무선으로 전송 및 수신할 수 있는 시스템의 물리적 구현을 나타낸다. 이것은 무선 주파수 집적 회로, 인쇄 회로 기판 무선 모듈을 포함하지만 이들로 제한되지 않는다.
본 명세서에서 사용될 때 그리고 본 개시내용의 전반에 걸쳐서 "임펄스 무선장치"는 신호의 전송을 위해 임펄스-유사 신호를 활용하는 무선 시스템을 나타낸다.
본 명세서에서 사용될 때 그리고 본 개시내용을 통해 "준 저-IF"는 예를 들어, 제1 주파수 범위 내 신호가 제2 주파수 범위 내 신호로 변환되는 수신기와 같은 RF 신호 프로세서 회로 내에 생성된 중간 주파수(Intermediate Frequency: IF)를 나타내고 그리고 상이한 시스템 및 방법에 대한 이러한 변환은 이들이 제2 주파수 범위로부터 DC를 포함하는 주파수의 블록을 제거하도록 후속의 고역 통과 필터를 채용하는 "제로-IF" 또는 변환된 제2 주파수 범위가 DC를 포함하지만 후속의 RF 회로 또는 RF 소자는 AC 결합되어 포함하는 주파수의 블록을 제거하는, "저-IF"로서 지칭되는 종래 기술에 비해 독창적인 방법을 구분하도록 본 발명자들에 의해 사용된다.
본 명세서에서 사용될 때 그리고 본 개시내용의 전반에 걸쳐서 "휴대용 전자 디바이스(portable electronic device: PED)"는 배터리 또는 전력을 위한 에너지의 다른 독립적인 형태를 필요로 하는 통신 적용 및 다른 적용을 위해 사용되는 무선 디바이스를 나타낸다. 이것은 디바이스, 예컨대, 휴대 전화, 스마트폰, 개인 휴대 정보 단말기(personal digital assistant: PDA), 휴대용 컴퓨터, 호출기, 휴대용 멀티미디어 플레이어, 휴대용 게임 콘솔, 랩톱 컴퓨터, 태블릿 컴퓨터, 센서 노드, 및 전자 판독기를 포함하지만 이들로 제한되지 않는다.
본 명세서에서 사용될 때 그리고 본 개시내용의 전반에 걸쳐서 "고정된 전자 디바이스(fixed electronic device: FED)"는 전력을 획득하도록 고정된 인터페이스에 대한 연결을 필요로 하는 통신 적용 및 다른 적용을 위해 사용되는 무선 및/또는 유선 디바이스를 나타낸다. 이것은 랩톱 컴퓨터, 개인용 컴퓨터, 컴퓨터 서버, 키오스크, 게임 콘솔, 디지털 셋톱 박스, 아날로그 셋톱 박스, 인터넷 가능 기기, 인터넷 가능 텔레비전, 및 멀티미디어 플레이어를 포함하지만, 이들로 제한되지 않는다.
본 명세서에서 사용될 때 "사용자"는 개인 또는 개인의 군을 나타낼 수도 있지만, 이들로 제한되지 않고 개인의 생체 측정 데이터는 사용자에 대해 국부적으로 또는 원격으로 모니터링, 획득, 저장, 전송, 처리 그리고 분석될 수도 있지만 이러한 것으로 제한되지 않고, 대시보드, 웹 서비스, 웹사이트, 소프트웨어 플러그-인, 소프트웨어 애플리케이션을 통해, 서비스 제공자, 제3자 제공자, 기업, 소셜 네트워크, 소셜 매체 등과의 연결에 의해, 그래픽 사용자 인터페이스, 예를 들어, 전자 콘텐츠가 획득된다. 이것은 개인, 단체 및/또는 기업의 직원, 지역사회 단체의 멤버, 자선 단체의 멤버, 남자, 여자, 어린이, 십대, 및 동물을 포함하지만 이들로 제한되지 않는다. 가장 넓은 의미에서, 사용자는 이들의 환경, 의학적 조건, 생물학적 조건, 생리학적 조건, 화학적 조건, 주변 환경 조건, 위치 조건, 신경학적 조건, 약물 조건, 및 하나 이상의 이 상기 조건 중 하나 이상의 특정한 양상을 포함하지만 이들로 제한되지 않는 조건의 하위세트와 관련된 데이터를 특징으로 할 수도 있는, 소프트웨어 시스템, 기계 시스템, 로봇 시스템, 안드로이드 시스템 등을 더 포함할 수도 있지만 이들로 제한되지 않는다.
"착용 디바이스" 또는 "착용 센서"는 의복 아래에, 의복 내에, 의복과 함께 또는 의복의 상단에 입는 것을 포함하여 사용자가 착용하고 그리고 대조적으로 일반적인 또는 특수 목적의 정보 기술 및 매체 발달로 지향되는 "착용 컴퓨터"를 포함하는 착용 기술의 더 넓은 일반적인 부류의 일부인 소형의 전자 디바이스에 관한 것이다. 이러한 착용 디바이스 및/또는 착용 센서는 스마트폰, 스마트 시계, e-섬유, 스마트 셔츠, 활동 추적기, 스마트 안경, 환경 센서, 의학적 센서, 생물학적 센서, 생리학적 센서, 화학 센서, 주변 환경 센서, 위치 센서, 신경학적 센서, 약물 전달 시스템, 의학적 테스트 및 진단 디바이스, 및 움직임 센서를 포함할 수도 있지만 이들로 제한되지 않는다.
A: 예시적인 적용 시나리오
본 발명의 실시형태는 세계 지적 재산권 기구 출원 제WO/2016/191851호(발명의 명칭: "Systems and Methods for Spectrally Efficient and Energy Efficient Ultra-Wideband Impulse Radios with Scalable Data Rates", 출원일: 2016년 5월 31일) 및 세계 지적 재산권 기구 출원 제WO/2015/103692(발명의 명칭: "Systems relating to Ultra-Wideband Broadcasting comprising Dynamic Frequency and Bandwidth Hopping", 출원일: 2015년 1월 1일)에서 본 발명자들에 의해 설명된 바와 같은 전송기/수신기/송수신기 시스템의 맥락에서 설명 및 제시된다. 그러나, 전송기/수신기/송수신기 설계 및 시스템이 필터링 및 범위설정에 대하여 본 발명의 실시형태를 이용하면서 채용될 수도 있다는 것이 당업자에게 명백할 것이다.
그러나, 위에서 식별된 이전의 특허 출원에서 발명자에 의해 확립된 전송기/수신기/송수신기 시스템의 증가된 효율은 본 발명의 실시형태에서 유지된다. 이러한 저 전력 전송기/수신기/ 송수신기 시스템은 특히 소형의, 작은 차지 공간 센서 내의, 이용 가능한 전력이 제한되는 배터리로부터보다는, 환경, 예컨대, 태양, 진동, 온도 등으로부터 수확되는 에너지로부터 작동되는 자가 동력 무선 센서 네트워크의 실현가능성을 증가시킨다. UWB 디바이스를 위한 이러한 저 전력 필요조건이 부재하면, 수 제곱 밀리미터의 차지 공간을 가진 UWB 송수신기의 차지 공간은 태양 전지에 전력 공급하기 위한 태양 전지의 수십 제곱 센티미터를 위한 필요조건에 의해 완전히 무효화된다. 따라서, 매우 낮은 전력 UWB 디바이스가 감소된 태양 전지 차지 공간을 필요로 하여 디바이스에 전력 공급하거나 또는 다른 수단을 가능하게 하여 다른 경우에 실현 불가능할 디바이스에 전력 공급한다. 본 발명의 실시형태는 상업 공장에 의해 제공되는 초미세한 CMOS 설계 및 제조 공정과 호환되도록 의도된다.
저 전력 UWB 전송기/수신기 및 송수신기는 착용 디바이스에 대해 도 1a에서 제1 이미지 내지 제3 이미지(100A) to 100C)로 도시된 실시예를 포함하는 다양한 적용을 갖는다. 제1 이미지(100A)에 착용 디바이스의 실시예가 도시되고 반면에 제2 이미지(100B)에 스마트 의복의 실시예가 도시되고 UWB 디바이스는 이 상이한 스마트 의복 아이템의 직물에 부착될 수도 있거나 또는 직물 내에 둘러싸일 수도 있다. 제3 이미지(100C)는 제1 이미지 및 제2 이미지(100A 및 100B) 각각의 디바이스/의복과 대조적으로, 일반적으로 맥락 관련, 환경, 및 생체 측정 데이터를 수집하고 이 데이터를 또 다른 전자 디바이스로 전송하는 정보를 사용자에게 제공하는 착용 디바이스의 실시예를 도시한다. 그러나, 트랜스듀서, LED 등과 결합하여 저 전력 UWB 수신기는 또한 촉각적 및/또는 시각적 피드백을 수신된 데이터에 따라 사용자에게 제공할 가능성을 제공한다. 다른 실시형태에서, 스마트 의복 내 LED는 스마트 의복 내 UWB 수신기에 의해 수신된 UWB 신호에 기초하여 발광될 수도 있다.
스마트 의복은 스마트 직물로 이루어질 수도 있고 그리고 착용자의 다양한 생체 신호, 예컨대, 예를 들어, 심박수, 호흡률, 온도, 활동, 및 자세의 원격 생리학적 모니터링을 허용하도록 사용될 수도 있고 또는 대안적으로 이것은 내장된 센서를 가진 종래의 물질을 나타낸다. 스마트 셔츠는 예를 들어, 심전도(electrocardiogram: ECG)를 기록할 수도 있고 그리고 유도 체적기록법, 가속도계법, 광 펄스 산소측정법을 통해 호흡, 피부 수분 모니터링을 위한 갈바닉 피부 반응(galvanic skin response: GSR), 및 혈압을 제공할 수도 있다. 이러한 착용 디바이스로부터의 정보는 국부적으로 또는 연관된 디바이스, 예를 들어, 스마트폰에 저장될 수도 있고, 뿐만 아니라 개인용 서버, 원격 클라우드 기반 저장장치 등 내에 원격으로 저장되고, 그리고 유선 인터페이스를 통해서 무선 네트워크, 예컨대, 블루투스, RF, WLAN, 또는 셀룰러 네트워크를 통해 일반적으로 전달되고, 또한 예를 들어, 사용자의 스마트폰, 랩톱, 또는 전용 하우징에 제공될 수도 있어서, 데이터 추출을 허용하고 뿐만 아니라 착용 디바이스 내 배터리를 재충전한다.
사용자와 관련된 생체 측정 데이터를 제공하는 전자 디바이스 및 센서의 제4 이미지 및 제5 이미지(100D 및 100E) 각각이 또한 도 1a에 도시된다. 예를 들어, 제4 이미지(100D)에서, 사용자의 스마트 의복은 음향 환경 정보를 MEMS 마이크로폰(105)을 통해 제공하는 데이터, 사용자 호흡 분석을 폐활량 센서(110)를 통해 제공하는 데이터, 위성 위치확인을 GPS 센서(115)를 통해 제공하는 데이터, 온도 및/또는 주변 온도를 온도계(120)를 통해 제공하는 데이터, 및 혈액 산소화를 맥박 산소측정기(125)를 통해 제공하는 데이터를 포함하지만 이들로 제한되지 않는, 센서로부터의 데이터를 제공한다. 이것은 근육 활동 센서(130)에 의해 획득된 운동 데이터, 3D 움직임 센서(예를 들어, 3D 가속도계)를 통한 움직임 데이터, 압력 센서(140)로부터의 사용자 중량/적재 데이터 및 보수계(145)로부터 걷기/뛰기 데이터에 의해 증가된다. 이것은 예를 들어, 도 1a에서 제5 이미지(100E)로 도시된 바와 같은 사용자와 연관된 의학적 디바이스로부터 획득된 데이터를 포함하는 다른 데이터와 별개로 또는 함께 채용될 수도 있다.
도시된 바와 같이, 이 의학적 디바이스는 뇌심부 신경자극제/임플란트(150), 달팽이관 임플란트(155), 심장세동제거기/심박조율기(140), 위 자극기(145), 인슐린 펌프(170), 발 임플란트(175) 및 휴대용 데이터 기록기(180)를 포함할 수도 있지만 이들로 제한되지 않는다. 일반적으로, 이 디바이스는 신체 면적 집적기, 예를 들어, 스마트폰 또는 전용 착용 컴퓨터와 통신할 것이다. 따라서, 사용자가 예를 들어, 혈당 센서를 착용하는 의도적 결정, 예를 들어, 사용자의 휴대폰에 가속도계를 지닌 비의도적 결정을 통해 또는 예를 들어, 심박조율기가 심장 문제를 처리하도록 피팅되는 사건에 기초하여, 자체 하나 이상의 센서와 연관될 수도 있다는 것이 명백할 것이다. 이것의 다수에서, 스마트 안경과 같은 일부 경우에서 연속적인 그리고/또는 대량의 데이터의 전송/수신이 획득될 수도 있지만, 예를 들어, 주기적인 생체 측정 데이터 등의, 착용 디바이스로부터 PED/FED로의 데이터 전송이 일반적으로 낮다. 예를 들어, 심장 모니터링과 같은 심지어 연속적인 데이터 취득은 단 일분 동안의 데이터의 양이 크지 않으므로 버스트 모드로 전송될 수도 있다.
주거, 상업, 제작 또는 소매 환경에서 UWB 무선 임펄스 무선장치와 연결된 전자 장비의 실시예를 나타내는 Hi-Fi 오디오 시스템의 제6 이미지(100F)가 도 1a에 또한 도시된다. 따라서, 활성기, CD/DVD 플레이어, 사전-증폭기, 전력 증폭기, 턴테이블 등은 디지털 셋톱 박스, 개인용 비디오 기록기(personal video recorder: PVR), 텔레비전(TV) 또는 다수의 PED/FED와 같은 다른 구성으로서 무선 라우터 등에 상호연결될 수도 있다. 대안적으로, 판매시점의(point-of-sale: PoS) 단말기는 네트워킹될 수도 있고, 소매환경 내 전자 디스플레이는 중앙 서버로부터 공급되고, 제작 설비 내 자율 로봇은 활동 등에 따라 업데이트된다.
이제 도 1b를 참조하면, 제1 환경(100F)에서 주거 자동화 및 무선 상호연결의 향상 또는 제2 환경(100G)에서 사람, 장비, 의학 용품의 무선 위치 서비스의 제공에 관한, 본 발명의 실시형태에 따른 UWB 무선 임펄스 무선장치를 위한 배치 시나리오의 실시예에 관한 제1 환경 및 제2 환경(100F 및 100G)이 각각 도시된다. 제1 환경(100F)을 고려하면, 에어컨실(1001), 에너지 절약-효율실(1002), 감시실(1003), 엔터테인먼트실(1004), 타이머실(1005), 조명실(1006), 모터 제어실(1007), 환경실(1008), 스프링클러실(1009), 기기실(1010), 및 보안실(1011)을 포함하는 일련의 배치 시나리오가 도시된다. 이것의 다수에서 데이터 전송/수신을 위한 필요조건은 다시 꽤 제한되고 그리고 불규칙적이다. 유사하게, 병원 무선 기반 위치 서비스의 간략화된 개략도를 도시하는 제2 환경(100G)에서, 재고 추적 서비스 등은 의학적 디바이스 연결성, 예컨대, 환자 모니터, 심전도(EKG) 등. 및 의학적 소모품 등을 통해, 환자의 추적에서 병원 장비, 예컨대, 손수레, 확산 펌프 등의 추적의 범위에 이를 수 있다. 다시 데이터 속도는 일반적으로 낮지만 또한 간섭이 허용되지 않는 작은 영역에서 동시에 작동되는 디바이스의 다수가 있을 수도 있다.
이러한 환경에서, 제1 환경 및 제2 환경(100F 및 100G) 각각 내 구역의 사용과 관련된 데이터는 이 다른 UWB 가능 센서 등을 증가시킬 수도 있거나 또는 오버라이드(override)를 제공할 수도 있다. 예를 들어, 방 내 조명 제어기(1006)는 낮은 등 레벨을 결정할 수도 있고 그리고 등을 켜고자 할 수도 있다. 그러나, UWB 범위 설정에 기초하여 점유 센서가 방에 사용자가 없다고 결정한다면, 조명 제어기(1006)는 "무효화된다". 그러나, 다른 실시형태에서 조명 제어기(1006)는 다수의 조명 기구를 가진 큰 영역 및 사실상 확립된 구역과 연관될 수도 있다. 따라서, 본 발명의 실시형태에 따른 UWB 범위 설정 디바이스는 개인이 UWB 범위 설정 디바이스의 미리 결정된 범위에 존재하는지 따라서 이 구역과 연관되는지를 결정할 수도 있다. 이 방식으로 복도 내 등은 예를 들어, 사용을 반영하도록 켜질 수도 있고 꺼질 수도 있거나 또는 예를 들어 밤에 복도를 걷는 경비원 앞에서 켜질 수도 있고 경비원 뒤에서 꺼질 수도 있다.
B: 비트에 대한 동적 다중-펄스 번들 구조체
본 명세서에 참조로 원용되는, 본 발명자들의 종래의 특허 출원 제WO/2016/191851호(발명의 명칭: "Systems and Methods for Spectrally Efficient and Energy Efficient Ultra-Wideband Impulse Radios with Scalable Data Rates" 및 제WO/2015/103692호(발명의 명칭: "Systems relating to Ultra-Wideband Broadcasting comprising Dynamic Frequency and Bandwidth Hopping")에서, 펄스 번들에 기초한 임펄스 무선장치를 위한 설계 방법론이 확립되었고, 실시간으로 구성 가능한 매개변수, 예컨대, 위상, 주파수, 진폭, 및 대역폭에 대하여 번들당 다수의 펄스를 이용함으로써 본 발명자들은 UWB 스펙트럼을 동적으로 충전할 수 있는 UWB 전송기 설계를 확립하였다. UWB 통신은 적합한 규제 기관의 스펙트럼 마스크가 고수된다면 넓은 주파수 대역을 사용한 전송을 허용한다. 예를 들어, 미국에서 할당된 주파수 대역은
Figure pat00001
이고, 그리고 연방 통신 위원회(Federal Communication Commission: FCC)는 이 할당된 주파수 대역에 걸친 상이한 하위-대역 내 최대 전송된 전력에 대한 스펙트럼 마스크를 결정한다. 이것은 송수신기가 펄스가 전송 또는 수신될 때에만 전력을 소비하도록 듀티-사이클링될 수 있으므로 저 전력 소비의 이점을 갖는 펄싱된 작동을 가능하게 한다. 스펙트럼 마스크가 전송을 위해 고정된 최대 전력 스펙트럼 밀도를 허용하므로, 사용 중인 대역폭을 최대화하여 심볼 에너지를 최대화하고 그리고 무선 링크에 의해 달성 가능한 범위를 확장하는 것이 유리하다. 그러나, 펄스 대역폭의 증가가 펄스 지속기간의 감소에 대응하므로 통신을 위해 단일의 펄스를 사용하는 것은 펄스 대역폭과 요구된 동기화 정확도 간의 트레이드-오프를 유발하여, 동기화를 필요한 증가된 에너지와 함께 더 도전적인 그리고 잠재적으로 더 비용이 드는 회로 구현을 발생시킨다.
본 발명자들은 상이한 주파수 스펙트럼을 가진 다수의 펄스를 비트의 생성에 적용하는 개념 단계를 통해 이 트레이드-오프를 처리했고 그리고 이 트레이드-오프를 제거했다. 도 2a를 참조하면, 제1 이미지(200A)에 종래 기술의 임펄스 무선장치에 대한 시간 및 주파수 도메인 개략도가 도시되고 각각의 비트(210)가 단일의 주파수에서 펄싱된 진동이여서 주파수 스펙트럼은 규제 기관 UWB 마스크(220)에 의해 허용된 주파수 범위 내 f0에 중심이 있고 그리고 이 주파수 범위 내 최대 전력 미만인 단일의 피크(230)이다. 도 2a에서 제2 이미지(200B)로 도시된 것과 대조적으로, 각각의 비트(260)는 각각 주파수(f1, f2, f3) 각각에 있는 일련의 하위-펄스(260A 내지 260C)를 포함한다. 따라서, 심볼(비트(260))의 다중-펄스 스펙트럼(280)은 수신기에서 요구되는 동기화의 레벨 및 타이밍 필요조건을 완화하는 동안 심볼 에너지가 최대화되게 하는 UWB 마스크(220) 미만의 최대 전력을 유지하면서, 단일-펄스의 종래 기술 방법과 대조적으로, 총 심볼 지속기간을 증가시키는 동안 대역폭을 증가시키는, 하위-펄스(260A 내지 260C)의 개별적인 펄스 스펙트럼을 합산함으로써 개념적으로 획득된다(위상 스크램블링은 명료성을 위해 생략됨). 매개변수의 상이한 세트를 가진 펄스의 임의의 수는 펄스 스펙트럼을 미리 결정된 필요조건에 대해 조정하도록 번들 내에 포함될 수도 있다.
방사 마스크를 방해하는 일없이 대부분의 신호 에너지를 제공하기 위해서, 펄스의 위상이 랜덤화되어야 하고, 즉, 스펙트럼이 주기적인 신호에서 일반적으로 발견되는 "스펙트럼 라인"의 생성을 방지하도록 백색화되어야 하고, 그리고 펄스 간의 연관성이 감소되어야 해서 다중-펄스 스펙트럼이 개별적인 펄스 스펙트럼의 합인 것을 보장한다. 이것은 의사 랜덤 잡음(pseudo random noise: PRN) 시퀀스를 전송기의 전력 증폭기 내 위상 변조에 적용함으로써 수행될 수 있다. 수신기가 신호의 위상에 민감하지 않으므로(나중에 설명될 바와 같이, 비-코히어런트 검출 구성에 기인함), 전송기와 수신기 간의 비 위상 동기화는 이것을 달성하기 위해서 필요하다. 전송된 신호의 정확한 스펙트럼 형상은 각각의 심볼의 상이한 주파수 및 지속기간을 가진 펄스를 생성함으로써 제어될 수 있다. 심볼 또는 비트는 본 발명자들에 의한 "펄스 번들"을 포함하는 것으로서 언급된다. 펄스 번들의 스펙트럼은 이의 전력이 개별적인 펄스 전력 스펙트럼의 합이므로, 쉽게 계산된다. 이것은 환경 또는 사용자 수요의 변경에 응답하여 쉬운 동적 재구성 가능성을 허용하고, 그리고 또한 상이한 규제 환경에 걸친 작동을 허용한다.
신호의 펄싱된 특성에 기인하여, 대역 외 스펙트럼 사이드로브(out-of-band spectral sidelobe)가 존재한다. 펄스 성형이 사이드로브 레벨을 감소시키지만, 사이드로브의 최대는 평균 대역 외 전력 스펙트럼 밀도를 넘는 수 ㏈일 수 있다. PRN 시퀀스를 듀티 사이클링 제어 비트의 최하위 비트(least significant bit: LSB)에 적용함으로써, 각각의 펄스의 폭은 랜덤으로 디더링될 수도 있다. 이것은 동등하게 대역 외 스펙트럼 내 널(null) 및 사이드로브의 위치를 디더링하고, 따라서 평균값에 대한 대역 외 스펙트럼을 실질적으로 백색화하고 그리고 마진을 FCC 스펙트럼 마스크를 향하여 증가시킨다.
광대역 데이터 스트림의 변조는 예를 들어, 도 2b에 도시된 바와 같이, 온-오프 키잉(On-Off Keying: OOK) 또는 펄스 위치 변조(Pulse Position Modulation: PPM)를 통해 달성될 수 있다. OOK 변조(2020)에서, 펄스 번들의 존재는 "1"을 나타내고 그리고 번들의 부재는 "0"을 나타낸다. 이것은 전송기가 오직 "1"이 전송될 때 활성이어야 하고, 그리고 데이터 비트가 "0"일 때 절전 모드로 유지될 수 있으므로 더 낮은 전력 통신 구성이다. 이것은 또한 데이터가 오직 시간의 거의 절반에 전송되므로(적합한 데이터 코딩에 의해 보장됨) 통신 범위를 증가시킬 수 있고, 이는 각각의 펄스 번들이 더 많은 에너지를 포함할 수 있고 그리고 여전히 규제 기관에 의해 부여된 방사 마스크를 충족할 수 있다는 것을 의미한다.
그러나, OOK 변조는 수신된 데이터가 "1" 또는 "0"인지에 관하여 결정하기 위해서 획정된 문턱값을 요구한다. 이것은 채널 특성 또는 신호를 방해하는 레벨에서 급격한 변화를 가진 환경에서 성능을 감소시킬 수 있다. 이 상황에서, PPM 변조(2010)는 예를 들어. 대안적인 변조 구성으로서 우선될 수도 있다. 이 경우에, 이것은 "1" 또는 "0"이 수신되었는지를 결정하는 심볼 기간 내 펄스 번들의 위치이다. 검출기가 본질적으로 심볼 기간의 제1 절반에 수신된 에너지와 심볼 기간의 제2 절반에 수신된 에너지를 비교하여 결정하고, 따라서 급격히 변화하는 환경을 보상할 수 있는 프레임-레벨 문턱값을 생성한다. 본 발명자들의 설계에 따라 동일한 전송기-수신기 쌍 내에서 OOK 변조와 PPM 변조 간에서 전환하는 능력은 병렬 디지털화 아키텍처를 가진 버스트-모드 통신 구성을 사용함으로써 가능하게 된다.
따라서, 도 2b에 PPM(2010) 변조 구성 및 OOK(2020) 변조 구성에 대한 심볼(200C)이 도시된다. 게다가, 프레임 구조(200D)가 도시되고 각각의 프레임(200D) 에서는 수신기 내 미세 동기화를 달성하기 위해서 동기화 블록(2030)이 선행되고, 뿐만 아니라 데이터(2050)가 전송/수신되기 전에 심볼 동기화의 드리프트를 정정하기 위해서 스타트 비트(2040)가 선행된다. 간단한 동기화 구조에 기인하여, 오직 짧은 동기화 블록(2030)이 요구되어, 시스템의 실질적인 데이터 속도의 오버헤드를 감소시킨다. 프레임(200D) 간에서, 전송기와 수신기는 전력 소비를 감소시키기 위해서 전원 차단된다. 이것은 스타트(2060), 프레임(200D), 및 절전(2080)의 발생된 구조를 가진 스트림(200E)을 생성한다.
이러한 전송 프로토콜은 또한 재구성 가능한 데이터 속도에 잘 적합하다. 시스템 작동의 예시적인 실시예로서, 1Mbps의 데이터 속도, 1kbit의 프레임 크기, 및 20Mbps의 버스트 데이터 속도를 가정하면, 예를 들어, 프레임 내에서 심볼이 50ns마다 전송된다. 이 실시예에서, 각각의 프레임은 50㎲의 지속기간을 가질 것이다. 1Mbps의 데이터 속도를 달성하기 위해서, 프레임 반복률은 1㎑일 것이고, 즉, 프레임은 1㎳마다 전송된다. 이것은 수신기가 오직 1㎳마다 50㎲에 대해 활성일 것임을 의미하고, 5%의 듀티-사이클을 발생시킨다. 동일한 프레임 속도 및 지속기간을 갖고 100kbps 데이터 속도를 달성하기 위해서, 오직 필요한 변화는 프레임 반복률을 10㎳로 감소시키는 것일 것이다(즉, 프레임이 10㎳마다 전송됨). 이제 수신기는 오직 10㎳마다 50㎲에 대해 활성일 것이고, 0.5%의 듀티-사이클을 발생시킨다. 따라서, 데이터 속도의 10배의 감소는 또한 전력 소비의 10배의 감소를 발생시킬 것이다.
C: 예시적인 UWB 전송기
도 3을 참조하면 본 발명의 실시형태에 따른 전송기(300)의 개략도가 도시된다. 펄스 패턴 블록(310)은 전류 심볼을 나타내도록 사용되는 펄스에 대한 구성을 유지한다. 심볼율 클록(즉, 20㎒)으로부터, 다수의 위상이 지연 고정 루프(Delay Locked Loop: DLL)(330)에 의해 생성된다. 각각의 클록 위상의 상승 에지는 심볼 펄스 번들 내 하나의 펄스의 시작을 나타낸다. 멀티플렉서(320)는 클록 위상의 에지에 의해 트리거링되고 그리고 펄스 패턴 블록(310)의 외부의 전류 펄스의 구성을 선택한다. 펄스 생성기(펄서(Pulser))(350)는 멀티플렉서(320)에 의해 설정된 펄스 폭을 가진 펄스를 생성하고 그리고 디지털 방식으로 제어된 발진기(DCO)(340) 및 전력 증폭기(PA)(350)를 작동시킨다. 작동될 때, DCO(340)는 멀티플렉서(320)에 의해 설정된 주파수를 가진 가우시안 형상의 펄스를 생성하고, 이는 이어서 PA(360)에 의해 증폭되고 그리고 안테나(370)에 의해 방출된다. 따라서, 펄스 패턴 블록(310)은 심볼에 대한 펄스 또는 심볼의 시퀀스를 확립한다. 이 방식으로 펄스 패턴 블록(310)을 업데이트하는 것은 각각의 심볼에 대해 채용된 펄스 시퀀스를 조정하고 그리고 이에 따라 펄스 패턴 블록(310)은 네트워크 환경 데이터, 미리 결정된 시퀀스, 날짜, 시간, 지리학적 위치, 수신된 신호의 신호-대-잡음비(signal-to-noise ratio: SNR), 및 규제 마스크를 포함하지만 이들로 제한되지 않는 하나 이상의 요인에 기초하여 동적으로 업데이트될 수도 있다.
C1. 전송기 펄스 생성 및 성형
DCO(340) 출력은 펄서(350)의 작동과 개별적으로 또는 결합하여 미리 결정된 주파수 및/또는 진폭 특성을 제공하도록 성형될 수도 있다. 예를 들어, 본 명세서에서 설명된 본 발명의 실시형태에서, 가우시안 성형의 사용 및 가우시안 펄스를 성형하는 방법이 제공 및 채용된다. 이 특허에 도시된 실시형태는 접지 연결의 조정을 통해서 PA(360)를 통해 펄스를 성형하는 것을 채용한다. 이것은 전송기가 디지털 도메인 전부에서 작동되게 하여, 무시할 수 있는 정적 전류 소비를 가진 전체 디지털 구조를 허용한다. 게다가, 완전한 디지털 전송기 구조의 사용은 매우 공격적인 전력 사이클링을 즉, 펄스-레벨에서 허용한다. 그러나, 다른 실시형태에서 대안적인 성형 방법론 및 성형 프로파일이 채용될 수도 있다.
C2. 접지-전환형 전력 증폭기
UWB 전송의 펄싱된 특성은 펄스 스펙트럼의 사이드로브를 감소시키도록 펄스 성형을 행하는 높은 순간 전력 레벨을 전달할 수 있는 전력 증폭기(PA)를 요구한다. 높은 전력 효율, 효율적인 전력 사이클링 및 빠른 웨이크업/절전 전이 시간은 낮은 평균 전력 소비를 달성하도록 요구된다. 도 4에 도시된 바와 같은 전환형 전력 증폭기(switching power amplifier: SW-PA)(400)는 UWB 펄스 번들을 전송하도록 본 명세서에 제공된 본 발명의 실시형태에서 채택되었다. 따라서 SW-PA(400)는 도 3의 PA(360)의 실시형태를 제공한다. 도시된 바와 같이 제1 및 제2 트랜지스터(M1 410 및 M2 420)는 스위치로서 기능하고 이의 입력은 DCO에 의해 생성된 상보적 디지털 클록이어서, 완전한-차동 SW-PA(400)가 실현되게 한다. 이 디지털 클록의 주파수는 펄스 번들 내 각각의 개별적인 펄스의 중심 주파수를 설정하고, 그리고 제3 트랜지스터(M3 430)에 적용된 펄스 인에이블 신호는 각각의 펄스의 지속기간을 설정한다. 따라서, 상보적 디지털 클록은, 제3 트랜지스터(M3 430)을 통한 SW-PA(400) 접지 연결이 이 신호에 의해 변경되도록 펄스 인에이블/펄스 지속기간이 펄스(460)에 결합되는 펄서(350)에 의해 제공된 펄싱된 신호인 동안 VCOP(440) 및 VCON(450)에 의해 제공된다. SW-PA(400) 출력은 RFP(470) 및 RFN(480)에서 제공되고 SW-PA(400)는 전력 레일(VDD)에 결합된다.
기능은 대칭이 다른 측면의 작동을 동일하게 하므로 차동 SW-PA(400)의 단 하나의 측면(절반 회로)을 고려함으로써 설명될 수 있다. SW-PA(400) 출력, 이 경우에, RFP(470)는 제1 트랜지스터(M1 410)가 켜져 있을 때 GNDPA 노드에 연결된다. SW-PA(400) 출력의 DC 전압이 (인덕터(L1)를 통해) VDD이므로, SW-PA(400) 출력은 제1 트랜지스터(M1 410)가 꺼져 있을 때
Figure pat00002
가 된다. 이 두 가지 경우를 결합하는 것은
Figure pat00003
의 출력 변동을 생성한다. 따라서, GNDPA 노드의 전압을 성형함으로써, SW-PA(400) 출력은 클록 신호의 직접적으로 성형된 버전일 수 있어서 출력 펄스를 생성한다. 설계에 의해, 출력 펄스가 제3 트랜지스터(M3 430 및 C5)에 의해 성형되어 펄스 지속기간과 대역폭 간의 최적 균형을 위한 가우시안 프로파일을 실현하고 그리고 펄스 스펙트럼에서 사이드로브 전력을 최소화한다. SW-PA(400)는 제3 트랜지스터(M3 430)에 의해 활성화될 때 출력 펄스를 생성하고, 이는 인에이블 스위치로서 기능하여 전력 증폭기만이 정적 전력을 소비하는 것을 보장한다.
C3. 디지털 방식으로 제어된 발진기
도 5에 도시된 바와 같은 완전한 차동 링 DCO(fully differential ring DCO: FDR-DCO)(500)는 본 명세서에 제공된 본 발명의 실시형태에서 채택되었고 따라서 이와 같이 FDR-DCO(500)는 도 3의 DCO(340)의 실시형태를 제공한다. FDR-DCO(500)는 디지털 클록을 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터(M1 510 및 M2 520)에 도 4의 SW-PA(400)와 함께 제공하고 그리고 펄서(350)의 출력을 공급받아서 이의 작동을 토글링하고 그리고 SW-PA(400)에 공급되는 클록을 생성한다. 이 FDR-DCO(500)의 주파수가 제1 커패시터 뱅크 및 제2 커패시터 뱅크에 의해 설정되어, 제1 커패시터 및 제2 커패시터(C1 540A 및 C2 540B)와 제3 커패시터 및 제4 커패시터(C3 540C and C4 540D)를 각각 비교하고, 이들은 제1 완전한-차동 인버터 및 제2 완전한-차동 인버터(INV1 510 및 INV2 520)의 출력에 각각 연결된다. 제3 완전한-차동 인버터(INV3 530)로부터의 출력은 SW-PA(400)의 VCOP(440) 및 VCON(450)에 결합되는 상보적 디지털 클록(VCOP 및 VCON)을 제공한다.
따라서, 본 발명의 실시형태에서, 제1 커패시터 내지 제4 커패시터(C1 540A 내지 C4 540D)가 동일한 커패시턴스 값을 갖고 그리고 각각이 프로그램 가능성의 4비트를 가진 프로그램 가능한 커패시터 뱅크이지만 프로그램 가능성의 다른 레벨 등이 채용될 수도 있다. 제3 스위치 및 제4 스위치(S3 550A 및 S4 550B)는 FDR-DCO(500)를 끄도록 사용되고 그리고 어떤 펄스도 전송되지 않을 때 전력을 절약한다. 제1 스위치 및 제2 스위치(S1 560A 및 S2 560B)와 함께 제4 인버터(INV4 570)는 진동 전에(FDR-DCO(500)가 꺼져 있을 때) 발진기 노드를 프리-차지하여, 위상 변조 동안 펄스의 극성을 제어한다. 이것은 또한 매우 빠른 시동 시간(대략 ㎱의 몇 분의 1)의 발진기를 생성하여, 전송기의 증가된 전력 사이클링 효율을 발생시킨다. 펄스가 생성될 때, FDR-DCO(500)는 제1 스위치 및 제2 스위치(S1 560A 및 S2 560B)를 개방하고 그리고 제3 스위치 및 제4 스위치(S3 550A 및 S4 550B)를 폐쇄함으로써 작동되고, 반면에 이외의 경우에 FDR-DCO(500)는 저 전력 절전 상태이다. 임의로, 추가의 PMOS 트랜지스터가 VDD와 SW-PA(400)의 전류 분기부 간에 추가될 수도 있어서 펄스의 종료 시 SW-PA(400)를 신속하게 끄고 그리고 펄스 성형을 개선한다.
C4. 펄스 생성기
DCO(340), 예를 들어, FDR-DCO(500), 그리고 PA(360), 예를 들어, SW-PA(400)에 결합된 펄서(350)로부터의 펄스 신호는 펄스 생성 회로를 사용하여 생성된다. 따라서, 도 6에 도시된 바와 같은 펄스 생성기(PULGEN)(600)는 본 명세서에 제공된 본 발명의 실시형태에서 채택되었고 따라서 이와 같이 PULGEN(600)은 도 3의 펄서(350)의 실시형태를 제공한다. 도시된 바와 같이 입력 신호는 제1 인버터 및 제2 인버터(INV 1 610 및 INV2 620)를 통해 AND 게이트(650)로 직접적으로 그리고 간접적으로 전송된다. 제1 인버터 및 제2 인버터(INV 1 610 및 INV2 620)는 프로그램 가능한 커패시터 뱅크인 제1 커패시터 및 제2 커패시터(C1 630 및 C2 640)와 결합한 가변 지연 회로의 일부이지만, 프로그램 가능성의 다른 레벨 등이 채용될 수도 있다. 따라서, 데이터 라인의 상승 에지는 이 회로가 대략 ㎱의 펄스를 생성하게 한다. 펄스 폭은 디지털 방식으로 조정 가능한 것을 통해 펄스 폭을 디지털 방식으로 프로그래밍하게 하는, 제1 커패시터 및 제2 커패시터(C1 630 및 C2 640)에 의해 생성된 가변 지연의 함수이다.
D. 예시적인 UWB 수신기
도 7을 참조하면 본 발명의 실시형태에 따른 수신기(700)의 개략도가 도시된다. 안테나(710)로부터의 RF 신호는 2단계 RF 증폭기(AMP1)(730)를 지나가기 전에 저 잡음 증폭기(LNA)(720)에 의해 처음에 증폭된다. 제1 스퀘어링 혼합기(MIX1)(740)가 신호를 자체 곱하여 중간 주파수(IF)로 변환한다. 3단계 가변 이득 증폭기(VGA)(750)는 신호를 더 증폭시키고 그리고 대역통과 필터 기능을 구현한다. 이어서 VGA(750) 출력은 신호를 기저대 주파수로 하향 변환시키는 제2 스퀘어링 혼합기(MIX2)(760)에 결합된다. 병렬 통합기(INT1 및 INT2)는 디지털 프로세서(명료성을 위해 도시되지 않지만 예를 들어, 도 12에 대해 아래에 디지털 프로세서(DIGIPRO)(1200)에 대하여 설명됨) 내 아날로그-대-디지털 변환기(ADC1 및 ADC2)에 의해 디지털화되는 신호 에너지를 합산한다.
D1. 수신기 검출 및 간섭 거부
수신기 IF 체인은 대략 개별적인 펄스 대역폭, 예를 들어, 500㎒인 순간 대역폭을 활용하고, 반면에 총 스펙트럼은 훨씬 더 넓은 대역폭, 예를 들어, 펄스 번들 전략을 통해 BW=3㎓에 대해 3㎓≤f≤6㎓를 포함한다. 이것은 펄스 하향-변환 후 회로 블록의 더 낮은 전력 소비를 허용하면서, 여전히 초광대역폭 스펙트럼이 통신을 위해 사용되게 한다. UWB 신호를 위한 수신기는 목적하는 신호의 광대역폭에 기인하여 매력적이고, 이는 높은 대역폭 수신기 체인을 요구한다. 부가적으로, 대역 내 협대역 방해자의 존재, DC 오프셋, 및 1/f 잡음은 또한 저 전력 구현에서 문제가 된다. 따라서, IF 스테이지가,
Figure pat00004
DC 오프셋 문제를 피하도록 준-낮은-IF 아키텍처와 함께 작동하고;
Figure pat00005
RF 섹션의 1/f 잡음을 감소시키고, 그리고
Figure pat00006
시스템 강화 및 간섭 거부를 증가시키도록 일반적인 협대역 간섭(예를 들어, BW<50㎒의 신호)을 거부하는 것이 바람직할 것이다.
이것을 달성하기 위해서, 고역 통과 디커플링 커패시터가 수신기(700) 내에 명시되어 목적하는 펄스 에너지의 약소한 양이 이 과정 동안 차단되는 것을 보장한다. 게다가, 이것은 전체 민감도를 유지하도록 IF 스테이지 후 제2 스퀘어링 스테이지(squaring stage)와 결합된다. 정류된 신호의 생성 및 수신기 내 에너지 검출 민감도/잡음 거부의 향상을 위한 더블 스퀘어링 방법은 CMOS 통합(CMOS integration)에 적절하다. 이 더블 스퀘어링 방법은 각각의 임펄스의 비선형 처리에 실질적으로 해당하므로 검출을 향상시키기 위해서 수신된 신호의 임펄스 특성을 이용한다. 제1 스퀘어링 연산은 수신된 펄스를 준 낮은-IF 신호로 하향-변환하고 반면에 제2 스퀘어링 연산은 전체 하향-변환된 펄스 에너지의 사용이 다른 종래 기술의 임펄스 무선 수신기에서 착수된 바와 같이 검출된 진폭/피크를 사용하는 대신 검출 확률을 증가시키게 한다. 언급된 바와 같이, 2개의 스퀘어링 연산 간의 고역 통과 필터링은 DC 오프셋 완화, 1/f 잡음의 감소, 및 협대역 간섭 거부를 발생시킨다.
유익하게 도 7에 대하여 제공된 비-코히어런트 수신기 아키텍처가 주파수 동기화, 또는 전송기에 의해 사용된 펄스 위상/주파수 패턴의 지식을 요구하지 않는다는 것이 당업자에게 명백할 것이다.
D2. 저 잡음 증폭기
도 8에 도시된 바와 같은 저 잡음 증폭기(LNA)(800)는 본 명세서에 제공된 본 발명의 실시형태에서 채택되었고 따라서 이와 같이 LNA(800)는 도 7의 LNA(720)의 실시형태를 제공한다. 차동 입력 신호(RFp 및 RFn)는 VBIAS에 의해 이들의 게이트에서 바이어싱되고 그리고 이들의 바이어스 전류가 인덕터(L1)를 통해 접지에서 싱크되는 공통-게이트 트랜지스터의 쌍의 드레인(M1 810 및 M2 820)에 각각 제3 커패시터 및 제4 커패시터(C3 850A 및 C4 850B)를 통해 결합된다. M1 810 및 M2 820의 드레인에서, 션트 피킹이 증폭된 신호의 대역폭을 증가시키도록 인덕터(L2 870)와 함께 레지스터(R1 830 및 R2 840)에 의해 수행된다. 신호는 제1 커패시터 및 제2 커패시터(C1 860A 및 C2 860B)에 의해 출력 포트(OUTP 및 OUTN)에 LNA(800)의 외부에서 결합된다.
D3. 스퀘어링 혼합기
도 9에 도시된 바와 같은 스퀘어링 혼합기(SQ-MIX)(900)는 본 명세서에 제공된 본 발명의 실시형태에서 채택되었고 따라서 이와 같이 SQ-MIX(900)는 도 7의 제1 스퀘어링 혼합기 및 제2 스퀘어링 혼합기(MIX1 740 및 MIX2 760)의 실시형태를 제공한다. 도시된 바와 같이 차동 입력 신호(INP 및 INN)는 트랜지스터(M7 910 및 M8 920)의 게이트에 결합되고, 이의 트랜스컨덕턴스는 신호를 차동 드레인 전류로 변환한다. 동시에, 입력 신호가 또한 드레인 전류를 SQ-MIX(900)의 양(OUTP)의 면 또는 음(OUTN)의 면으로 조향시키는, 교차-결합된 트랜지스터 쌍(M3:M4 및 M5:M6)에 결합되어, 입력을 자체 곱하고, 즉, 입력을 스퀘어링(즉, 제곱)한다. 트랜지스터(M1 및 M2)가 전류 공급원(950)으로서 바이어싱되어, 출력부에서 최대 전압 이득을 제공한다. 입력 신호에 결합되고 그리고 커패시터(C1 내지 C4) 및 레지스터(R1 내지 R4)를 포함하는 바이어싱 회로(960)는 NMOS 트랜지스터가 적절한 바이어스 점에 대해 바이어싱되는 것을 보장한다.
D4. 가변 이득 증폭기
도 10에 도시된 바와 같은 가변 이득 증폭기 이득 스테이지(variable gain amplifier gain stage: VGA-GS)(1000)는 본 명세서에 제공된 본 발명의 실시형태에서 채택되었고 따라서 이와 같이 VGA-GS(1000)는 도 7의 VGA(750) 내 각각의 이득 스테이지의 실시형태를 제공한다. 차동 입력 신호(INP 및 INN)는 복합 트랜지스터 쌍(M1:M2 및 M3:M4)의 게이트 각각에 결합된다. 도시된 바와 같은 각각의 복합 트랜지스터(M1 내지 M4)는 소스 및 드레인이 연결된 트랜지스터(1075(1) 내지 1075(N))의 어레이로부터 형성된 트랜지스터 어레이(1070)를 포함하는 삽입부이고 그리고 이의 게이트는 신호 또는 접지에 스위치 위치에 따라 연결될 수 있다. 따라서, 복합 트랜지스터 쌍(M1:M2 및 M3:M4)은 전환 가능한 트랜스컨덕턱스를 갖는다. 유효 트랜스컨덕턱스는 양의 면(OUTP)에서 M1 및 M3의 트랜스컨덕턱스의 차와 같고, 그리고 음의 면(OUTN)에서 M2와 M4 간의 트랜스컨덕턱스의 차와 같다. 따라서, 이득은 복합 트랜지스터 내 스위치 위치에 의해 조정될 수 있다. 트랜지스터(M6 및 M7)는 출력 전압 이득을 최대화하도록 전류 공급원(1030)으로서 바이어싱된다. 커패시터(C3 및 C4)는 출력 노드에서 저역 통과 필터링을 수행하고, 반면에 커패시터(C1 및 C2)는 바이어스 레지스터(R1 및 R2)와 함께 입력 노드에서 고역 통과 필터링을 수행한다. 따라서 VGA-GS(1000)는 유효 대역통과 필터 응답에 따라 작동된다.
E. 전송기-수신기 동기화 및 클로킹
위에서 논의된 바와 같이 UWB 통신 링크의 수신기(Rx) 및 전송기(Tx)는 일부 다른 무선 프로토콜과 달리 전용 타이밍 정보를 통해 서로에 대해 동기화되지 않는다. 따라서, 각각의 회로의 필요조건은 본 발명의 실시형태에 따라 무선 임펄스 무선장치의 매우 공격적인 듀티 사이클링을 유지하기 위한 Tx와 Rx 간의 효율적인 싱킹(synching)이고, 이에 의해 임펄스 무선 통신에 고유한 에너지 효율을 유지한다. 따라서, 본 발명자들은 초저절전 모드 전력 소비를 위한 듀얼 클록 타이머 시스템을 포함하는, 전용 동기화 하드웨어를 사용하는 저 레이턴시 전송기/수신기 동기화 방법/알고리즘을 확립한다. 이것은 무선장치의 매우 공격적인 듀티 사이클링을 유지하기 위한 Tx와 Rx 간의 효율적인 싱킹을 허용하고, 따라서 임펄스 무선 통신에 고유한 에너지 효율을 유지한다.
다상 클록 기저대 송수신기는 클록 주파수를 감소시키고(예를 들어, 200㎒ 대신 20㎒) 그리고 전력 효율을 향상시키도록 설계되었다. 게다가, 병렬화된 ADC/통합기 구조, 도 12a의 DIGIPRO(1200)가 더 빠른 동기화 및 향상된 간섭 검출을 허용하도록 채용되었다. 이 구조는 수신 시간프레임 동안 전체 신호 식별 가능성을 허용한다. 이 구조는 또한 채널 또는 규제 환경에 기초하여 통신의 강화를 개선하도록 변조 구성(예를 들어, OOK, PPM)을 동적으로 변경하는 것을 허용한다.
E1. 저 전력 클록 생성기
도 11을 참조하면 본 명세서에 제공된 본 발명의 실시형태에서 채택될 수도 있는 제1 클록 생성기(CLKGEN1)(1100)가 도시되고 그리고 이와 같이 CLKGEN1(1100)은 20㎒ 신호를 전송기(300)로 뿐만 아니라 도 7의 수신기(700) 내 DIGIPRO(1200)로 제공한다. 저-전력 클록 생성기(CLKGEN1)(1100)는 수정 XTAL(1110), 레지스터(R1) 및 커패시터(C1 및 C2)와 함께, 저 주파수 발진기로서, 즉, 32㎑로 작동하는 인버터(INV1)(1120)를 포함한다. 사인파 발진기 신호는 인버터(INV2)(1125)에 의해 방형파 클록으로 증폭되고 그리고 위상 동기 루프(Phased Lock Loop: PLL)(1190)에서 기준으로서 사용된다. PLL(1190)은 전압 제어된 발진기(VCO)(1150)로 이루어지고, 이의 출력은 분할기(1180)에 의해 주파수로 분할되고 그리고 위상 검출기(1130)에 의해 기준과 비교된다. 분할된 클록이 기준보다 더 낮거나 또는 더 높은 주파수를 갖는지에 따라, 하향 또는 상향의 펄스가 생성된다. 충전 펌프(1140)는 레지스터(R2) 및 커패시터(C3 및 C4)와 함께 상향 신호 및 하향 신호를 VCO를 위한 제어 신호로 필터링한다. 록킹될 때, 루프는 기준 클록의 정수배인 인버터(INV3)(1160)에 의해 버퍼링된 출력 클록을 생성한다.
위에서 언급된 바와 같이, UWB 송수신기에서 클록 생성 및 동기화의 효율적인 구현은 저 전력 작동에서 중요하다. 대략 나노초의 펄스 지속기간에 대해, 종래의 그리고 간단한 합성화된 디지털 방식은 수백㎒ 이상의 기준 클록을 요구할 것이고, 높은 연관된 동적 전력 소비를 갖는다. 수정 클록 생성기에 의해 직접적으로 기준 클록을 생성하는 것은 비교적 높은 전력 소비를 발생시킬 것이다. 수정 발진기 전력이 주파수에 따라 직접적으로 스케일링되므로, 수정 발진기를 훨씬 더 낮은 주파수(예를 들어, 32㎑)에서 작동시키고 그리고 주파수를 위상 동기 루프(PLL)와 곱하는 것은 전력 소비를 상당히 감소시킨다. 이 전략은 UWB 송수신기에서 저 전력 클록 생성을 위해 본 발명자에 의해 이용된다. 디지털 로직을 위한 기준 클록은, 심볼이 디지털 기저대 하드웨어에 의해 처리되고 그리고 더 낮은 전력의 저 주파수 발진기(XTAL)(1110)를 이용하는 도 11의 CLKGEN1(1100)과 같은 클록 생성기에 의해 생성되는, 심볼 주파수, 예를 들어, 20㎒로 설정된다. 이어서 도 3의 전송기(300)에 대해 도시된 바와 같이, 20㎒ 클록은 멀티플렉서(320), DCO(340) 및 펄서(350)와 함께 심볼 펄스를 생성하도록 타이밍 기반으로서 사용되는, 나노초 범위 간격에서 이 클록으로부터 다수의 위상을 도출하는 지연 고정 루프(DLL)(330)에 결합된다. 펄스 생성기 제어 신호는 DLL 다상 클록의 에지에서, 메모리, 펄스 패턴(310)으로부터 제어 비트를 선택하는, 멀티플렉서에 의해 생성된다.
PLL(1190)은 루프를 안정화하도록 요구되는 수정 발진기 사이클의 수에 의해 효과적으로 제한되는, 밀리초 범위 내 시동 시간을 갖는다. 50kbps보다 더 높은 데이터 속도에서 PLL(1190) 및 DLL(330)은 프레임 간에 켜진 상태로 유지되고, 그리고 저 전력 소비를 위해 최적화되었다. 50kbps 이하의 데이터 속도에서, PLL(1190)과 DLL(330) 둘 다가 프레임 간에서 전력 사이클링될 수 있어서 오직 절전 모드 동안 전력 소비가 수정 발진기로부터 있다.
E2. 동기화
수신기 클록의 동기화는 UWB 링크의 전송 방법론이 전송된 클록 데이터를 갖지 않으므로 요구된다는 것이 명백할 것이다. 따라서, 도 12에 대해 도시되는 바와 같이, 동기화 블록(1230)은 도 7에 도시된 수신기(700)의 DIGIPRO(1200)와 함께 채용된다. 도 12a에 도시된 바와 같이, DIGIPRO(1200)는 이중-에지-트리거링된 통합기와 아날로그-대-디지털 변환기(ADC) 블록의 쌍을 포함한다. 제1 통합기 및 제2 통합기(1210A 및 1210B)의 각각은 심볼 기간을 반 이상 통합시키고 그리고 이의 출력은 제1 ADC 및 제2 ADC(1220A 및 1220B) 중 하나에 의해 디지털화된다. 제1 통합기 및 제2 통합기(1210A 및 1210B) 각각은 CLK1(1240A) 및 CLK3(1250A)을 통해 클로킹되고 반면에 제1 ADC 및 제2 ADC(1220A 및 1220B)는 CLK2(1240B) 및 CLK4(1250B) 각각을 통해 클로킹된다. 제1 통합기 및 제2 통합기(1210A 및 1210B)의 각각은 예를 들어, 각각 3-비트 플래시 ADC일 수도 있다. 2개의 통합기-ADC 블록이 1/4 심볼 기간만큼 오프셋되어 총 4개의 중첩된 통합 윈도우가 각각의 심볼 동안 이용 가능하다. 이것은 도 12b에서 명백하다.
동기화 프레임 블록 동안 동기화가 최대 에너지를 가진 통합 윈도우를 결정함으로써 달성되어 따라서 수신기의 클록 동기화가 하나의 동기화 심볼에 의해 이론상으로 달성될 수 있다. 추가의 동기화 심볼은 실제로 무선 링크의 채널 내 변화를 추적하는 가변 이득 루프를 처리하도록 필요하다. PPM 복조는 각각의 심볼에 대해 최대 에너지를 가진 통합 윈도우를 관찰함으로써 달성되고, 그리고 OOK 변조는 고정된 통합 윈도우에서 에너지를 관찰함으로써 달성된다.
F. 에너지 검출기를 가진 N-경로 필터
도 7에 도시된 바와 같이, 본 발명의 실시형태에 따른 예시적인 UWB 수신기(700)가 도시되고 안테나(710)로부터의 RF 신호는 2단계 RF 증폭기(AMP1)(730)를 지나가기 전에 저 잡음 증폭기(LNA)(720)에 의해 처음에 증폭된다. 제1 스퀘어링 혼합기(MIX1)(740)는 3단계 가변 이득 증폭기(VGA)(750)가 신호를 더 증폭하기 전에 신호를 자체 곱하여 중간 주파수(IF)로 변환한다. 이어서 VGA(750) 출력은 신호를 기저대 주파수로 하향-변환하는 제2 스퀘어링 혼합기(MIX2)(760)에 결합되고 병렬 통합기(INT1 및 INT2)는 디지털 프로세서 내 아날로그-대-디지털 변환기(ADC1 및 ADC2)에 의해 디지털화되는 신호 에너지를 합산한다.
이후에 스퀘어러(squarer)로 지칭되는, 스퀘어링 혼합기(MIX2)(760)는 병렬 통합기에 의해 통합될 때 수신된 신호의 순간 에너지를 생성하는 신호 진폭의 스퀘어링을 수행한다. 고정된 시간 기간 동안 통합은 시간 기간 내 심볼의 총 에너지를 생성한다. 그러나, 입력 신호는 입력 신호가 관심 대역으로 제한되어 임의의 간섭 신호의 통합된 에너지와 잡음 둘 다를 감소시키도록 필터링되어야 한다. 도 7의 예시적인 UWB 수신기에서, VGA(750)는 대역통과 필터링 기능을 제공하도록 적합한 설계를 통해 이것을 제공한다. 그러나, 전력 소비에 실질적으로 영향을 주지 않고 뿐만 아니라 대역저지 필터뿐만 아니라 대역통과 필터를 허용하면서 각각의 독립적인 최적화를 허용하는 증폭 기능과 필터링 기능을 분리하는 것이 유익할 것이다.
종래 기술에서, 특히 중간 주파수(IF) 대역통과 필터가 요구된다면, 높은 전력 소비 및 낮은 품질 요인을 가진 필터가 일반적으로 회로 설계자에 의해 제공된다. 따라서, 본 발명자들은 스퀘어러 전에 전환형-커패시터 N-경로 필터를 결합하는 것에 기초하여 설계 방법론을 확립하였다. N-경로 필터는 명백하게 되는 바와 같이 대역통과 필터 또는 대역저지 필터일 수 있고 그리고 수동 혼합기 구조에서 저역 통과 필터의 상향 변환 및 하향 변환에 기초한다. 품질 요인은 저역 통과 필터가 더 높은 주파수에 대해 상향-변환되고 그리고 중심 주파수가 클록 주파수를 통해 조정 가능하므로 높을 수 있다. 그러나, N-경로 필터의 단점은 동기 수신기 구조에서 고품질 클록을 생성하도록 필요한 클록 생성기의 높은 전력 소비이다. 이것은 이 기술을 보통 종래 기술의 저-전력 적용에 적절하지 않게 한다.
그러나, 본 발명자들은 클록 지터(clock jitter)의 면에서 N-경로 필터의 단점을 피할 수단을 확립하였고, 그래서 저 전력 클록 생성기는 N-경로 필터와 연관된 종래 기술의 높은 전력의 높은 정확도(낮은 지터)의 클록 생성기 대신 N-경로 필터를 위해 사용될 수 있다. 클록 지터의 효과는 더 큰 대역폭에 걸쳐 입력 신호의 에너지를 확산시키는 것이고, 이는 동기 수신기에서 대역 내 에너지를 감소시킬 것이다. 그러나, N-경로 필터가 비동기 수신기, 예를 들어, 에너지 검출기, 예컨대, 도 9에 도시된 것과 페어링될 때 본 발명의 실시형태에 따른 예시적인 UWB 수신기 내에서, 총 신호 에너지는 에너지 검출기가 N-경로 필터 타이밍 클록의 주파수 확산에 민감하지 않으므로 여전히 캡처된다.
이 기법은 또한 예를 들어, 신호를 대략 DC로 하향-변환하기 위한, 자기-혼합기로서 스퀘어러를 사용하는 시스템으로 확장될 수도 있다. 이 시나리오에서 스퀘어러의 선택도는 클록 생성기가 지터의 완화된 양을 나타낼 수 있으므로 더 많은 전력을 소비하는 일 없이 N-경로 필터에 의해 개선된다.
F.1 예시적인 구현예
도 13a 및 도 13b를 참조하면, 대역통과 변형 및 대역저지 변형 둘 다에 대한 본 발명의 예시적인 구현예가 도시된다. 도 13a를 고려하면, 수신기 프론트-엔드(1360)는 예를 들어, 안테나, LNA, RF 증폭기, VGA가 신호를 더 증폭시키기 전에 신호를 자체 곱하여 중간 주파수(IF)로 변환하는 제1 스퀘어링 혼합기를 포함한다. VGA의 출력은 클록 생성기(CLK Gen)(1320)에 의해 구동되는 N-경로 필터(1310)에 결합되고 이어서 N-경로 대역통과(NP-BP) 필터(1310)의 출력은 스퀘어러(1330)에 그리고 이후에 예를 들어, 통합기(1340)를 포함한 후속의 수신기 회로에 결합된다. 도 13b에서 동일한 전체 수신기 회로 구성이 도시되지만 N-경로 대역통과 필터(1310)는 N-경로 대역저지 필터(NP-BS)(1350)로 대체된다.
도 14는 본 발명의 실시형태에 따른 NP-BP(1310)의 예시적인 설계를 도시하고 필터링될 수신된 신호(VIN)는 N개의 경로(1410A 내지 1410N)에 각각 결합된다. 각각의 경로는 입력 스위치(SX1)(X=1,2,...,N), 필터(FX)(X=1,2,...,N), 및 출력 스위치(SX2)(X=1,2,...,N)를 포함한다. N개의 경로(1410A 내지 1410N)로부터의 출력은 필터링된 출력(VOUT)을 제공하도록 각각 결합된다. 필터(FX)는 저역통과 또는 대역통과 필터일 수도 있다.
도 14에 도시된 NP-BP는 도 15a에 도시되고 개별적인 필터(FX)를 위한 예시적인 RC 필터 설계 및 각각의 전기 스위치에 적용된 클록 신호가 이제 표시된다. 도시된 바와 같이, 입력 및 출력 전기 스위치는 동일한 클록 신호에 의해 구동되는, 각각의 NP-BP(1510A) 내지 NP-BP(1510N) 내에서 각각 구동되고, 예를 들어, NP-BP(1510A)는 CLK0에 의해 구동되고, NP-BP(1510B)는 CLK1에 의해 구동되고, BP-NP(1510N)는 CLKN-1에 의해 구동된다. 지면과 평행하게 커패시터(CX)(X=1,2,...,N)와 스위치의 쌍 사이에 직렬로 레지스터(R)를 포함하는 RC 필터가 스위치의 쌍 사이에 있다. 클록 신호가 도 15b에 도시되고 반면에 도 15c는 제1 구현 개략도를 도시하고 단일의 레지스터(R)는 이제 N개의 경로로 분할되기 전에 배치된다. 도 16은 추가의 구현 개략도를 도시하고 NP-BP는 단면 설계로서 구현된다. 따라서, 입력은 클록 신호(CLKY)(Y=0,1,...,N-1)에 의해 구동되는 단일의 스위치 및 연관된 커패시터(CX)(X=1,2,...,N)를 포함하는 N개의 경로에 결합된다. 출력은 이제 모든 N개의 경로와 입력부 사이의 공통 지점이다.
스퀘어링 혼합기(SQ-MIX)(900)와 함께 스퀘어러(1330)에 대한 예시적인 구현예가 도 9에 도시된다. 이것은 차동 스퀘어러 구현예이고 따라서 도 17에 도시된 바와 같이 차동 N-경로 필터에 결합될 수 있다. 따라서, N개의 스위치 및 커패시터와 함께 입력 레지스터(R)를 각각 포함하는 도 16에 도시된 바와 같은 NP-BP 단면 필터의 쌍이 도시된다. 도 17에서 N=4이므로 4개의 병렬 경로(1710A 내지 1710D)가 커패시터(C1; C2; C3; C4)와 함께 도시되고 차동 회로는 이제 스위치에 의해 각각의 차동 입력부에 결합된 단일의 커패시터를 채용한다. 이 스위치는 CLK(θ=0°); CLK(θ=90°); CLK(θ=180°); CLK(θ=270°)로서 표기된, 클록 신호의 적절한 위상에 의해 구동된다. 이 클록은 클록 생성기 회로로부터 입력부에 결합된 차동 클록으로부터 4-위상 클록 생성기(1720)에 의해 생성된다.
도 18은 도 16에 도시된 것에 대한 등가 대역저지 필터 설계를 도시하고 대역저지 필터는 이제 레지스터(R)와 직렬로 커패시터(CX)(X=1,2,...,N)를 포함한다.
G. UWB 임펄스 무선장치를 사용한 범위설정 및 위치설정
위에서 언급된 바와 같이 거리 측정 및 위치/위치설정 측정은 UWB 송수신기를 채용하는 디바이스/하위-시스템/시스템/컴포넌트 등에 대한 많은 적용의 하나의 양상이다. 이러한 디바이스/하위-시스템/시스템/컴포넌트 등에서 UWB 기반 기법을 이용하는 것 없이, 추가의 하드웨어 기능은, 또 다른 무선 기술, 예를 들어, 내부 환경/외부 환경 둘 다를 포함하는 것의 내부 적용에 국부적으로 기초한 광학/RF/마이크로파, 또는 마이크로파/RF 무선 시스템, 예컨대, 블루투스, 와이-파이, 위맥스 등을 사용하는 외부 환경 내 위성 위치확인 시스템(GPS)/무선 삼각 측량 등을 사용하여 목적하는 거리 측정 및 위치/위치설정 측정을 달성하도록 연관된 전력 소비 등과 함께 제공되어야 한다.
따라서, 본 발명자들은 제WO/2016/191851호(발명의 명칭: "Systems and Methods for Spectrally Efficient and Energy Efficient Ultra-Wideband Impulse Radios with Scalable Data Rates") 및 제WO/2015/103692호(발명의 명칭: "Systems relating to Ultra-Wideband Broadcasting comprising Dynamic Frequency and Bandwidth Hopping")(상기 기초출원들의 전문은 참고로 본 명세서에 원용됨)에 설명 및 도시된 것과 함께 이 특허 출원 내에서 발명자에 의해 개발된 저 전력 펄스 기반 UWB 전송기/수신기/송수신기를 이용하는 2개의 기법을 확립하였다.
F.1 비행 시간 거리 측정(동기화된 UWB 송수신기 쌍)
이 거리 측정 시스템은 UWB 통신 링크에 대해 설명되고 그리고 예시적인 20Mbps 전파 데이터 속도와 결합한 혁신적인 에너지 검출 구성을 이용한다. UWB 송수신기 진보된 동기화 구성의 능력은 탄탄한 통신 및 펄스 번들의 추적을 보장하도록 이용되고, 그리고 범위설정 구성은 도착 시간에 "줌-인"하도록 사용된다.
UWB 송수신기/수신기에 더하여, 집적 회로(IC) 구현예 또는 하이브리드 구현예는 도 19에 따라 설명 및 도시된 범위설정 회로를 요구한다. 목적하는 범위설정 추정 허용 오차/정확도에 따라 더 높은 정확도의 타이밍 기준이 센티미터 범위의 범위설정 추정을 가능하게 하도록 요구될 수도 있다.
시스템 블록도 및 간략화된 펄스 트레인의 간략화된 버전이 도 19에 도시된다. 들어오는 펄스 트레인은 포스트-안테나(1910)를 지나 저 잡음 증폭기(LNA)(1920)를 통과한다. 증폭된 수신된 신호의 일부는 신호의 나머지가 수신기 프론트 엔드 회로의 나머지(1930)로 전파되는 상관 회로(1940)에 결합된다. 상관 회로(1940)는 펄스 생성기(1970)에 의해 구동되는 기준 펄스 생성기(1960)에 의해 제공된 기준 펄스와 수신된 신호를 상관시킨다. 펄스 생성기(1970)는 본 발명자들에 의해 확립된 본 발명의 실시형태에 따른 공칭 20Mb/s UWB 구성에 대해 0.5㎱에서 이격된 대략 50 탭을 가진 지연-고정 루프(Delay-Locked Loop: DLL)(1990)를 통해 자체 구동된다. DLL(1980)은 정밀 기준 클록(1990)에 의해 구동된다. 상관 회로(1940)로부터의 출력은 타이머 회로로 공급된다.
펄스 번들의 구성에 기인하여, 펄스 트레인 내 모든 펄스가 상이한 중심 주파수를 가지므로 들어오는 펄스 트레인 내 단 하나의 펄스는 기준(또는 템플레이트) 펄스와 매칭될 것이다. 이것은 본 발명의 실시형태에 대해 위에서 도시 및 설명된 바와 같이, UWB 에너지 검출기 수신기가 통신 거리를 증가시키도록 전체 펄스 트레인의 에너지를 통합시키는 이점을 여전히 도출할 수도 있으면서, 범위설정 부분이 타이밍 해상도를 증가시키도록 단일의 펄스에 "줌-인"할 수 있다는 것을 의미한다.
본 발명의 실시형태에 따른 예시적인 과정이 탭 #1에서 시작될 것이고, 그리고 탭은 연관성 피크가 확립될 때까지 각각의 펄스 번들 후 전진될 것이다. 에너지 검출 수신기가 펄스 번들의 "위치"가 25㎱ 내에 있다는 것을 이미 알기 때문에, 검색 공간은 급격하게 감소된다. 이것은 하드웨어 복잡성, 검색 시간 등의 상당한 감소를 발생시킨다.
F1.1 비행 시간 알고리즘
본 발명의 실시형태에 따른 이 예시적인 알고리즘이 UWB 송수신기의 쌍이 이미 동기화되었다고 가정한다는 것에 주의하는 것이 중요하다. 간략화된 타이밍도가 참조를 위해 도 20에 도시되고 반면에 도 21이 본 발명의 실시형태에 따른 알고리즘을 위한 예시적인 과정 흐름을 도시한다. 이 예시적인 알고리즘에 관한 많은 변동이 가능하다는 것이 당업자에게 명백할 것이다. 본질적인 정확도는 송수신기에서 이용 가능한 기준의 정밀도에 의존하고, 그리고 나노초 미만의 레벨 정확도/드리프트가 바람직하다.
이제 도 21을 참조하면 과정은 단계(2105 내지 2150)를 포함한다. 단계(2105 내지 2125)는 다음을 도시한다:
Figure pat00007
단계(2105): UWB 송수신기 쌍(UWB #1 및 UWB #2)을 동기화함;
Figure pat00008
단계(2110): UWB 칩 #1이 UWB 펄스 번들로 이루어진 패킷을 전송함;
Figure pat00009
단계(2115): UWB 칩 #1 타이머(TC1)가 마지막 펄스 번들의 전송 동안 시작됨;
Figure pat00010
단계(2120): UWB #2가 패킷을 수신하고 그리고 상관 회로(1940)/DLL 회로(1990)가 적절한 펄스에 동기화됨; 및
Figure pat00011
단계(2125): UWB #2가 마지막 번들 내 동기화된 펄스가 수신될 때 타이머를 시작함.
후속하여 단계(2130 내지 2150)가 실행되고 다음을 포함한다:
Figure pat00012
단계(2130): UWB #2는 송수신기 둘 다에게 알려진 정확한 시간을 대기함(주의: 칩 #2는 패킷 길이가 알려져 있으므로 마지막 번들이 발생할 때를 안다);
Figure pat00013
단계(2135): 정확한 대기 시간 후 칩 #2는 동일한 유형의 패킷을 칩 #1로 다시 전송함;
Figure pat00014
단계(2140): 칩 #1은 동일한 동기화 과정을 수행함;
Figure pat00015
단계(2145): 칩 #1은 패킷 내 마지막 번들이 도착하는 것을 결정하고, 그리고 TC1 타이머를 중단하여, 경과 시간(TC1ELAPSE)을 생성함; 및
Figure pat00016
단계(2150): 칩 #1은 비행 시간(TOF)을 아래의 방정식(1)에 기초하여 그리고 범위설정 거리에 따라 결정함.
TC1ELAPSE = TOF + 알려진 대기 시간 + TOF + 패킷 길이 (1)
임의로, 칩 #1은 상관기가 적절한 펄스를 검출하자마자 타이머를 중단할 수 있고, 그리고 TOF 계산에서 "패킷 길이"를 사용하는 대신에, 이것은 "연관성 전 번들의 수"를 사용할 수 있다. 이것은 타이밍 에러를 감소시킬 것이고, 그리고 번들의 수는 송수신기의 비트 계수기로부터 알려질 것이다.
단계(2110 내지 2150)는 개선된 정확도를 가진 평균 결과를 제공하도록 반복될 수도 있다. 그러나, 임의로 패킷의 길이는 송수신기의 쌍이 이미 어떤 DLL 탭이 사용되는지를 대략 알기 때문에 감소될 수 있다. 따라서, 더 짧은 패킷은 UWB 송수신기 간에 클록의 더 작은 드리프트가 있다는 것을 의미할 것이다.
F.2 통합 시간 윈도우 거리 측정(비동기화된 UWB 송수신기 쌍)
본 발명의 실시형태에 따르면, UWB 회로의 쌍, 즉, 칩 #1 및 칩 #2는 각각의ㅊ LQ의 내부 클록에 기초하여 반복될 수 있는 UWB 임펄스를 각각 전송할 수 있다. 칩 #1과 칩 #2 둘 다는 다른 UWB 회로의 전송기로부터 UWB 임펄스를 수신할 수 있다. 본 발명의 실시형태에 따른 본 방법에 따른 UWB 회로는 칩 #1과 칩 #2에 대해 각각 PW1과 PW2로서 규정되는, 통합 시간 윈도우 내 입력 신호 에너지를 통합함으로써 UWB 임펄스의 도착을 인지한다. 이 통합 윈도우는 각각의 칩의 내부 클록에 기초하고 그리고 칩 #1은 칩 #2와 약간 상이한 내부 클록을 가져서, PW2는 PW1보다 더 긴 비트이다. 따라서, 2개의 칩은 동기화되지 않아야 한다.
도 22를 참조하면 거리 측정의 통합 시간 윈도우 방법을 위한 예시적인 과정 흐름이 도시되고 타이밍도가 도 23에 도시된다.
알고리즘은 단계(2210 내지 2280)를 포함한다:
Figure pat00017
단계(2210): 칩 #1은 UWB 임펄스를 전송함(도 23에서 제1 타이밍(2300A)은 이 임펄스 에너지 대 시간을 도시함);
Figure pat00018
단계(2220): 시간(ΔT)(2개의 칩 간의 거리에 비례함) 후, 임펄스는 칩 #2에 도착함(도 23에서 제2 타이밍(2300B));
Figure pat00019
단계(2230): 이 임펄스를 검출하기 위해서, 칩 #2는 통합 시간 윈도우 내 입력 신호의 에너지를 통합함(도 23에서 제3 타이밍(2300C));
Figure pat00020
단계(2240): 통합 시간 윈도우 내 에너지가 문턱값보다 더 크다면, 임펄스가 칩 #2에 도착되는 것이 가정되고 그리고 다음의 통합 윈도우의 시작 시, 칩 #2는 에코 신호를 칩 #1로 다시 전송함(도 23에서 제4 타이밍(2300D));
Figure pat00021
단계(2250): 시간(ΔT) 후 이 에코 임펄스가 칩 #1에 도착함(도 23에서 제5 타이밍(2300E));
Figure pat00022
단계(2260): 칩 #1은 자체 통합 윈도우 내 입력 신호의 에너지를 통합함(제6 타이밍(2300F));
Figure pat00023
단계(2270): 이어서 이 통합된 에너지는 ΔT를 추정하기 위해서, 칩 #1과 결합되는, 디지털 신호 프로세서(DSP)를 지나감; 및
Figure pat00024
단계(2280): 단계(2210 내지 2270)는 다수회 반복될 수도 있고 그리고 추정된 ΔT는 불확실성을 감소시키기 위해서 평균됨.
F2.1 디지털 신호 처리에 의한 비행 시간
많은 범위설정 알고리즘에서 전송된 신호와 수신된 에코 간의 시간차(ΔT)는 신호의 비행 시간(TOF)을 측정하도록 사용된다. 이 비행 시간은 전송기와 에코 생성기 간의 거리에 비례한다. 그러나, 아래에 제공된 제안된 알고리즘에서, 시간차는 직접적으로 측정되지 않지만 디지털 신호 처리 알고리즘을 통해 도출된다. 이 알고리즘은 에코 신호가 수신될 때, 에너지가 도 23에서 제6 그래프(2300F)로 도시된 바와 같이, 2개의 연속적인 통합 시간 윈도우 간에 분포된다는 사실을 이용한다. 에코 신호의 정확한 도착 시간은 각각 E1 및 E2로 지칭되는 이 2개의 시간 슬롯의 각각에 통합되는 에너지의 부분을 처리함으로써 추정될 수 있다. 예를 들어, 에너지가 동일하다면, 즉, E1=E2라면, 이것은 신호가 정확히 제1 시간 슬롯의 중앙에 도착했다는 것을 의미한다. 선형 근사를 사용하여, 추정된 도착 시간은 방정식(2)에 의해 제공되는 것이 도시될 수 있고 여기서 PW1은 시간 슬롯의 폭이다.
Figure pat00025
(2)
따라서, 시간차(ΔTOA)가 정확히 측정되고 그리고 이 시간은 ΔT와 관련되어야 한다. 도 23에 도시된 바와 같이, 이 시간차(ΔTOA)는 2개의 시간 슬롯으로 이루어진다: 전송된 신호와 에코 신호(ΔT12) 및 칩 #2의 에코 신호와 칩 #1에서 수신된 신호 간의 시간(ΔT).
ΔT12의 계산: 칩 #2에서 수신된 신호(도 23에서 제3 그래프(2300C))가 통합 시간 윈도우의 시작 시 정확하게 도착한다면, ΔT12는 ΔT + PW2와 같고, 그렇지 않으면 이것은 칩 #1과 칩 #2 간의 비동기성에 기인하여, ΔT + 0.5·PW2와 ΔT + 1.5·PW2 간에 균일한 분포를 가진 확률 변수이다. 따라서, ΔTOA는 2 × ΔT + PW2의 평균값을 갖는다. 따라서, 알고리즘을 반복하고, 많은 샘플에 대해 ΔTOA를 측정하고, 이것을 평균냄으로써, ΔT가 추정될 수 있다.
특정한 상세사항은 실시형태의 완전한 이해를 제공하기 위해서 위의 설명에서 제공된다. 그러나, 실시형태가 이 특정한 상세사항 없이 실행될 수도 있다는 것이 이해된다. 예를 들어, 회로는 실시형태를 불필요한 상세사항으로 모호하게 하지 않기 위해서 블록도로 도시될 수도 있다. 다른 경우에, 잘 알려진 회로, 과정, 알고리즘, 구조 및 기법은 실시형태를 모호하게 하는 것을 방지하기 위해서 불필요한 상세사항 없이 도시될 수도 있다.
위에서 설명된 기법, 블록, 단계 및 수단의 구현예가 다양한 방식으로 행해질 수도 있다. 예를 들어, 이 기법, 블록, 단계 및 수단은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 이들의 조합으로 구현될 수도 있다. 하드웨어 구현예에 대해, 처리 장치는 하나 이상의 응용 주문형 집적 회로(application specific integrated circuit: ASIC), 디지털 신호 프로세서(digital signal processor: DSP), 디지털 신호 처리 디바이스(digital signal processing device: DSPD), 프로그램 가능한 로직 디바이스(programmable logic device: PLD), 필드 프로그램 가능한 게이트 어레이(field programmable gate array: FPGA), 프로세서, 제어기, 마이크로-제어기, 마이크로프로세서, 위에서 설명된 기능을 수행하도록 설계된 다른 전자 장치 및/또는 이들의 조합 내에서 구현될 수도 있다.
또한, 실시형태가 순서도, 흐름도, 데이터 흐름도, 구조도, 또는 블록도로서 도시되는 과정으로서 설명될 수도 있다는 것에 유의한다. 흐름도가 순차적인 과정으로서 작동을 설명할 수도 있지만, 작동의 다수는 동시에 또는 함께 수행될 수 있다. 또한, 작동의 순서는 재배열될 수도 있다. 과정은 작동이 완료될 때 종료되지만, 도면에 포함되지 않은 추가의 단계를 가질 수 있다.
본 발명의 예시적인 실시형태의 앞서 말한 개시내용은 예시 및 설명의 목적을 위해 제공되었다. 포괄적이거나 또는 본 발명을 개시된 정확한 형태로 제한하는 것으로 의도되지 않는다. 본 명세서에 설명된 실시형태의 많은 변동 및 변경은 위의 개시내용에 비추어 당업자에게 명백할 것이다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항, 및 이의 등가물에 의해서만 규정된다.
게다가, 본 발명의 대표적인 실시형태를 설명할 때, 명세서는 단계의 특정한 시퀀스로서 본 발명의 방법 및/또는 과정을 제공할 수도 있다. 그러나, 방법 또는 과정이 본 명세서에 제시된 단계의 특정한 순서에 의존하지 않는 범위까지, 방법 또는 과정은 설명된 단계의 특정한 시퀀스로 제한되지 않아야 한다. 당업자가 이해하는 한, 단계의 다른 시퀀스가 가능할 수도 있다. 따라서, 본 명세서에 제시된 단계의 특정한 순서는 청구항에 대한 제한으로서 해석되지 않아야 한다. 또한, 본 발명의 방법 및/또는 과정에 관한 청구항은 작성된 순서로 단계를 수행하는 것에 제한되지 않아야 하고, 그리고 당업자는 시퀀스가 변경될 수도 있고 그리고 여전히 본 발명의 정신 및 범위 내에 남아있다는 것을 쉽게 이해할 수 있다.

Claims (9)

  1. 방법으로서,
    제1 초광대역(UWB) 송수신기와 제2 UWB 송수신기에서 수행되는 프로세스를 이용해서 상기 제2 UWB 송수신기와 함께 상기 제1 UWB 송수신기를 포함하는 초광대역(UWB) 송수신기의 쌍 간의 범위를 확립하는 단계를 포함하는, 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 프로세스는,
    제1 통합 윈도우를 가진 제1 클록률(clock rate)에 따라 상기 제1 클록률로 작동되는 제1 UWB 송수신기를 사용하여 초광대역(UWB) 임펄스를 전송하는 단계;
    상기 제2 UWB 송수신기로부터 상기 UWB 임펄스의 수신에 따라 제2 UWB 송수신기에 의해 생성된 에코 신호를 수신하는 단계;
    상기 제1 통합 윈도우 내에서 수신된 UWB 신호를 통합하고 그리고 상기 제1 통합 윈도우 내 수신된 에너지가 상기 에코 신호가 수신된 미리 결정된 문턱값을 초과할 때를 결정하는 단계;
    상기 제1 통합 윈도우 내 통합된 에너지를 디지털 신호 처리(digital 신호 processing: DSP) 회로로 통과시키는 단계; 및
    상기 DSP 회로를 사용하여 경과 시간의 추정값을 도출하는 단계
    를 포함하는, 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 에코 신호는 프로세스를 통해 상기 제2 UWB 송수신기에 의해 생성되고, 상기 프로세스는,
    제2 통합 윈도우를 가진 제2 클록률에 따라 상기 제2 클록률로 작동되는 상기 제2 UWB 송수신기에서 상기 UWB 임펄스를 수신하는 단계;
    상기 제2 통합 윈도우 내에서 수신된 UWB 신호를 통합하고 그리고 상기 제2 통합 윈도우 내 수신된 에너지가 상기 UWB 임펄스가 수신된 미리 결정된 문턱값을 초과할 때를 결정하는 단계; 및
    상기 UWB 임펄스의 수신 결정 후 다음의 제2 통합 윈도우에서 상기 에코 신호를 전송하는 단계를 포함하는, 방법.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 프로세스는 경과 시간의 추정값을 평균내기 위하여 복수회 반복되는, 방법.
  5. 제2항에 있어서,
    상기 UWB 임펄스는 복수 N개 펄스를 포함하고; 상기 N개 펄스 중의 각 펄스는 복수 M개 주파수 중 미리 결정된 주파수에 있고, 미리 결정된 진폭을 갖고, 미리 결정된 펄스 길이를 갖는, 방법.
  6. 제2항에 있어서,
    상기 에코 신호는 복수 N개 펄스를 포함하고; 상기 N개 펄스 중의 각 펄스는 복수 M개 주파수 중 미리 결정된 주파수에 있고, 미리 결정된 진폭을 갖고, 미리 결정된 펄스 길이를 갖는, 방법.
  7. 제2항에 있어서,
    상기 UWB 임펄스는 복수 N개 펄스를 포함하고; 상기 N개 펄스 중의 각 펄스는 복수 M개 주파수 중 제1의 미리 결정된 주파수에 있고, 제1의 미리 결정된 진폭을 갖고, 제1의 미리 결정된 펄스 길이를 갖고;
    상기 에코 신호는 복수 R개 펄스를 포함하고; 상기 R개 펄스 중의 각 펄스는 복수 S개 주파수 중 제2의 미리 결정된 주파수에 있고, 제2의 미리 결정된 진폭을 갖고, 제2의 미리 결정된 펄스 길이를 갖는, 방법.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 프로세스는,
    상기 UWB 송수신기의 쌍 중 상기 제2 UWB 송수신기로 전송된 UWB 펄스 번들의 처리에 따라서 상기 UWB 송수신기의 쌍 중 상기 제1 UWB 송수신기의 부분을 형성하는 상관기 회로를 이용하는 제1 UWB 송수신기에서 타이밍 기준 프로세스를 확립하는 단계를 포함하고;
    상기 상관기 회로는,
    기준 펄스 시퀀스를 생성하기 위하여 펄스 생성기로부터의 신호에 의해 구동되는 기준 펄스 생성기;
    정확한 기준 클록에 의해 구동된 지연-고정 루프(DLL)를 통해 자체 구동되는 상기 펄스 생성기;
    서로 상대적으로 미리 결정된 시간 오프셋에서 이격된 복수의 탭을 포함하는 상기 DLL; 및
    상기 제1 UWB 송수신기에 의해 수신된 UWB 펄스 번들의 부분을 상기 기준 펄스 시퀀스와 상관시키는 상관기
    를 포함하고;
    복수의 탭의 서로로부터의 상기 미리 결정된 시간 오프셋 및 상기 복수의 탭 내의 탭의 수가 상기 제1 UWB 송수신기와 상기 제2 UWB 송수신기 간의 통신을 위한 공칭 데이터 속도(nominal data rate)와 상기 UWB 펄스 번들의 지속기간 중 적어도 하나에 따라서 확립되는 것; 및
    상기 타이밍 기준 프로세스는, 상관 피크가 상기 상관기에서 확립될 때까지 상기 기준 펄스 시퀀스를 생성하는 상기 기준 펄스 생성기를 구동할 때 상기 펄스 생성기에 의해 상기 DLL로부터의 상기 복수의 탭 중 어느 탭을 사용하여 진행되는 것
    중 적어도 하나인, 방법.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 프로세스는,
    상기 UWB 송수신기의 쌍 중 상기 제2 UWB 송수신기로 전송된 UWB 펄스 번들의 처리에 따라서 상기 UWB 송수신기의 쌍 중 상기 제1 UWB 송수신기의 부분을 형성하는 상관기 회로를 이용하는 타이밍 기준 프로세스를 상기 제1 UWB 송수신기에서 확립시키는 단계를 포함하고;
    상기 제1 UWB 송수신기는 탭을 포함하고,
    상기 탭은,
    상기 제2 UWB 송수신기에 의해 전송된 상기 UWB 펄스 번들을 수신하기 위한 입력 포트;
    상기 상관기 회로에 결합된 제1 출력 포트; 및
    에너지 검출기 회로에 결합된 제2 출력 포트
    를 포함하되; 상기 에너지 검출기 회로는 수신된 UWB 펄스 번들을 데이터로 전환하고;
    타이밍 기준 회로와 에너지 검출기 회로는 동시에 작동하고;
    상기 타이밍 기준 회로의 출력은 상기 초광대역(UWB) 송수신기의 쌍 간의 범위를 확립하기 위한 타이밍 정보를 확립할 때 이용되는, 방법.
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