JP2022105181A - エネルギー効率の良い超広帯域インパルス無線システムおよび方法 - Google Patents

Abstract

【課題】デジタルデータ伝送のために、短距離で非常に低い電力で、広い周波数スペクトルで変調されたコード化されたインパルスを利用し、受信機を介して干渉信号の存在下で動作し、堅牢な通信を提供する。【解決手段】ブロック回路受信機において、入力パルス列は、アンテナ１９１０を通過し、ＬＮＡ１９２０を通過する。増幅された受信信号の一部は、相関器回路１９４０に結合され、残りはフロントエンド回路１９３０に伝播する。相関器回路は、受信信号を、パルス発生器１９７０によって駆動される基準パルス発生器１９６０によって提供される基準パルスと相関させる。パルス発生器１９７０自体は、２０Ｍｂ／ｓのＵＷＢ方式に対して０．５ｎｓ間隔の約５０タップを有する遅延ロックループ（ＤＬＬ）１９８０を通じて駆動される。ＤＬＬは、精密基準クロック１９９０によって駆動される。相関器回路からの出力は、タイマー回路に送られる。【選択図】図１９

Description

本発明は、超広帯域無線通信に関し、より詳細には、低エネルギー検出器を活用し、距離測定を提供する超低消費電力のインパルス無線に関する。

超広帯域（Ｕｌｔｒａ－Ｗｉｄｅｂａｎｄ（ＵＷＢ））テクノロジは、短距離で非常に低い電力で非常に広い周波数スペクトルで変調されたコード化インパルスとしてデジタルデータを送信するための無線テクノロジである。このようなパルスベースの送信は、変調された正弦波を使用した情報の送信に代わるものであり、それは、ＩＥＥＥ ８０２．１１（Ｗｉ－Ｆｉ）、 ＩＥＥＥ ８０２．１５無線パーソナルエリアネットワーク（ＰＡＮ）、 ＩＥＥＥ ８０２．１６（ＷｉＭＡＸ）、ユニバーサルモバイルテレコミュニケーションシステム（ＵＭＴＳ）、モバイル通信用グローバルシステム（ＧＳＭ）、汎用パケット無線サービス（ＧＰＲＳ）、ならびにこれらの産業、科学および医療（ＩＳＭ）帯域にアクセスするもの、 ならびにＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ－２０００（ＩＭＴ－２０００）といった、今日の無線通信規格およびシステム内で現在採用されている技術である。

アンテナからのＵＷＢ送信は、５００ＭＨｚまたは中心周波数の２０％のいずれか小さい方を超える放射信号帯域幅によって定義される。したがって、各送信パルスがＵＷＢの全帯域幅または少なくとも５００ＭＨｚの狭帯域キャリアの集合体を占有するパルスベースのシステム、例えば、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）は、ルールの下でＵＷＢスペクトルにアクセスし得る。パルス繰り返しレートは、低い場合もあり得、非常に高い場合もあり得る。パルスベースのＵＷＢレーダーおよびイメージングシステムは、低から中程度の繰り返しレート（通常、１秒あたり１から１００メガパルスの範囲）を使用する傾向がある。一方、通信システムは高い繰り返しレート（通常は１秒あたり１～２ギガパルスの範囲）を優先するため、短距離の１秒あたりのギガビット通信システムが可能になる。パルスベースのＵＷＢシステムの各パルスは、おそらくＵＷＢ帯域幅全体でさえ大きな帯域幅を占有するため、このようなシステムは、ディープフェージングとシンボル間干渉（ＩＳＩ）の両方の影響を受けるキャリア変調ベースのシステムとは異なり、マルチパスフェージングの影響を比較的受けず、シンボル間干渉を受けない。

無線センサーネットワークやポータブルエレクトロニクスなどのアプリケーションを検討する場合、ＵＷＢトランシーバは、理想的には、設置面積が小さく機能的に高度に統合され、低コストおよび大量生産をサポートし、限られた電源、例えば、電池、屋内太陽電池、小型屋外太陽電池、または温度勾配、流体の流れ、小型燃料電池、圧電エネルギーハーベスター、マイクロマシン電池、および光ファイバーによる電力などの進化する技術で開発されたもので実行するためにエネルギー効率が良くなければならない。変調として離散パルスを使用することにより、トランスミッターがアクティブでないときに効率的なデューティサイクルスキームを実装でき、これは、オンオフシフトキーイング（Ｏｎ－Ｏｆｆ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ（ＯＯＫ））変調を使用してさらに改善され得る。

さらに、例えば、３．１ＧＨｚ～１０．６ＧＨｚの一部のＵＷＢ動作周波数は、屋内ＵＷＢ通信システムのための連邦通信委員会により承認され、センサー、モバイルデバイス、またはポータブルエレクトロニクスなどの設置面積全体の削減ソリューションに簡単に統合できる小型アンテナを使用し得る。したがって、低消費電力のＵＷＢシステムは、限定されないが、センサーネットワーク、スマートビルディング、医療機器、リモートセンシング、リモート監視、リモートコントロール、農業、産業、制御、自動化、個人監視などを含む幅広いアプリケーションをサポートし得る。

そのようなＵＷＢシステムはまた、それらの受信機を介して、干渉信号の存在下でも動作し、ノイズの多い無線環境および規制されていない無線環境内で堅牢な通信を提供し得る。したがって、低電力で動作する正確でシャープなフィルタを回路設計者に提供することは有益であろう。本発明者らは、受信機内の正確な搬送波の要件を取り除くフィルタリング方法などを提示する。

ＵＷＢデバイスのアプリケーションの多くでは、他の要素の位置および／または距離測定を正確に検出することが望ましいまたは必須の要件である。したがって、回路、デバイス、およびシステムの設計者に、さらなる複雑さを追加する要件、ならびに通常重要な、全地球測位システム（ＧＰＳ）受信機（複数可）または超音波／レーザー距離測定回路および／またははデバイスを追加することによる電力消費を削除するＵＷＢベースの距離測定機能および／または位置機能を提供することは有益である。そのようなＵＷＢベースの位置および／または距離測定アプリケーションにとって、ＵＷＢインパルス無線の全体的な低電力消費を維持することはさらに有益であろう。

本発明の他の態様および特徴は、添付の図面と併せて本発明の特定の実施形態の以下の説明を検討すると、当業者には明らかになるであろう。

本発明の目的は、超広帯域無線通信に関し、より詳細には、低エネルギー検出器を活用し、距離測定を提供する超低消費電力のインパルス無線に関する。

本発明の一実施形態によれば、エネルギー検出器と組み合わせて低精度クロック源を使用するＮパスフィルタを提供することにより、ＵＷＢ受信機内でフィルタリングする方法が提供される。

本発明の実施形態によれば、本明細書では、
第１超広帯域（ＵＷＢ）トランシーバを第２ＵＷＢトランシーバと同期することと、
複数のＵＷＢパルスバンドルを含む第１ＵＷＢトランシーバから第１パケットを送信することと、
最後のパルスバンドルの送信時に、第１ＵＷＢトランシーバに関連付けられた第１タイマーを開始することと、
第２ＵＷＢトランシーバ上で受信した複数のＵＷＢパルスバンドルを処理することと、
少なくとも第１相関器および第１遅延ロックループを含む回路を使用して、第１パケットのＵＷＢパルスバンドル内の所定のパルスに同期することと、
複数のパルスバンドルの最後のパルスバンドル内の所定のパルスの検出を決定すると、第２ＵＷＢトランシーバに関連する第２タイマーを開始することと、
第２タイマーが所定の待機時間に達すると、第２ＵＷＢトランシーバから第２パケットを送信することと、
第１ＵＷＢトランシーバ上の第２に関連する受信された複数のＵＷＢパルスバンドルを処理することと、
少なくとも第２相関器および第２遅延ロックループを含む回路を使用して、第２パケットのＵＷＢパルスバンドル内の所定のパルスに同期することと、
第２パケットの複数のパルスバンドルの最後のパルスバンドル内の所定のパルスの検出を決定すると、第１タイマーを停止することと、
第１タイマーの経過時間に応じて飛行時間を計算し、第１ＵＷＢトランシーバと第２ＵＷＢトランシーバとの間の範囲を決定することと、を含む、一対の超広帯域（ＵＷＢ）トランシーバ間の範囲を確立する方法が提供される。

本発明の実施形態によれば、本明細書では、
第１クロックレートに依存する第１積分ウィンドウを有する第１クロックレートで動作する第１ＵＷＢトランシーバでＵＷＢインパルスを送信することと、
第２クロックレートに依存する第２積分ウィンドウを有する第２クロックレートで動作している第２ＵＷＢトランシーバでＵＷＢインパルスを受信することと、
受信されたＵＷＢ信号を第２積分ウィンドウ内で積分し、第２積分ウィンドウ内の受信されたエネルギーがＵＷＢインパルスが受信された所定の閾値をいつ超えるかを決定することと、
ＵＷＢインパルスの受信の決定後、次の第２積分ウィンドウでエコー信号を送信することと、
受信されたＵＷＢ信号を第１積分ウィンドウ内で積分し、第１積分ウィンドウ内の受信されたエネルギーがＵＷＢインパルスが受信された所定の閾値をいつ超えるかを決定することと、
第１積分ウィンドウ内の積分エネルギーをデジタル信号処理（ＤＳＰ）回路に渡すことと、
ＤＳＰ回路で経過時間の推定値を導き出すことと、を含む一対の超広帯域（ＵＷＢ）トランシーバ間の範囲を確立する方法が提供される。

本発明の他の態様および特徴は、添付の図面と併せて本発明の特定の実施形態の以下の説明を検討すると、当業者には明らかになるであろう。

ここで、添付の図面を参照して、本発明の実施形態を単なる例として説明する。

本発明の実施形態による無線通信を利用した生体測定データ取得および／または提示をサポートするウェアラブル技術を示す図である。

ホームオートメーションおよび位置サービスをサポートする本発明の実施形態による無線技術の例を示す図である。

本発明の一実施形態によるマルチパルスシンボルＵＷＢプロトコルとともに、従来技術によるシングルパルスＵＷＢプロトコルを示す。

本発明の実施形態によるマルチパルスシンボルＵＷＢプロトコルのシンボル、フレーム、およびストリーム構造を示す図である。

本発明の一実施形態によるＵＷＢ送信機／トランシーバの送信機回路の概略図である。

本発明の一実施形態によるＵＷＢ送信機／トランシーバのグランドスイッチパワーアンプ回路の概略図である。

本発明の一実施形態によるＵＷＢ送信機／トランシーバのデジタル制御発振器回路の概略図である。

本発明の一実施形態によるＵＷＢ送信機／トランシーバのパルス発生器回路の概略図である。

本発明の一実施形態によるＵＷＢ受信機／トランシーバの受信機回路の概略図である。

本発明の一実施形態によるＵＷＢ受信機／トランシーバの低ノイズアンプ回路の概略図である。

本発明の一実施形態によるＵＷＢ受信機／トランシーバのスクエアリングミキサ（ｓｑｕａｒｉｎｇ ｍｉｘｅｒ）回路の概略図である。

本発明の一実施形態によるＵＷＢ受信機／トランシーバの可変ゲインアンプ回路の概略図である。

本発明の一実施形態によるＵＷＢ送信機／受信機／トランシーバのクロック発生器回路の概略図である。

本発明の実施形態によるＵＷＢ受信機／トランシーバ用の積分器／アナログデジタル同期回路の概略図を示す。 本発明の実施形態によるＵＷＢ受信機／トランシーバ用の積分器／アナログデジタル同期回路の概略図を示す。

Ｎパスバンドパスフィルタを利用した本発明の一実施形態によるＵＷＢ受信機のシステム概要を示す図である。

Ｎパスバンドストップフィルタを利用した本発明の一実施形態によるＵＷＢ受信機のシステム概要を示す図である。

バンドパスフィルタリングを利用したＮパスフィルタの簡略化されたブロック回路図を示す。

図１４に示されるバンドパスフィルタリングを利用したＮパスフィルタの一般化された回路表現の実施形態を示す。

図１５Ａに示された一般化された回路表現の実施形態のクロック信号の時間表現を示す。

Ｎ－１個の抵抗素子を除去した、図１５Ａに示された一般化された回路表現の実施形態の変形例を示す。

図１５Ａに示された一般化された回路表現の実施形態の変形例を示し、スイッチの数をＮだけ減らし、回路を片面設計にしている。

図１６に示された一般化された回路表現の実施形態の差動回路の変形例を示す。

図１４に示されるバンドストップフィルタリングを利用したＮパスフィルタの一般化された回路表現の実施形態を示す。

本発明の一実施形態によるＵＷＢ受信機への測距拡張（ｒａｎｇｉｎｇ ｅｘｔｅｎｓｉｏｎ）の簡略化されたブロック回路受信機表現を示す図である。

図１９に示されるような本発明の実施形態によるＵＷＢ受信機の第１距離測定動作モードの簡略化されたタイミング図を示す。

図２０に示す本発明の実施形態による第１距離測定動作モードの例示的なプロセスフローを示す図である。

本発明の一実施形態による第２距離測定動作モードの例示的なプロセスフローを示す図である。

図２２に示されるような本発明の実施形態によるＵＷＢ受信機の第２距離測定動作モードの簡略化されたタイミング図を示す。

本発明は、超広帯域無線通信に関し、より詳細には、低エネルギー検出器を活用し、距離測定を提供する超低消費電力のインパルス無線に関する。

以下の説明は、例示的な実施形態（複数可）のみを提供するものであり、本開示の範囲、適用可能性、または構成を限定することを意図したものではない。むしろ、例示的な実施形態（複数可）の以下の説明は、例示的な実施形態を実装するための実施可能な説明を当業者に提供するであろう。添付の特許請求の範囲に記載されている精神および範囲から逸脱することなく、要素の機能および配置にさまざまな変更を加えることができることを理解されたい。

本明細書および本開示を通して使用される「超広帯域」（ＵＷＢ）は、放射信号帯域幅が５００ＭＨｚまたは中心周波数の２０％のうちの小さい方を超えるアンテナから送信する無線通信システムを指す。

本明細書および本開示全体で使用される「無線」は、データを無線で送信および受信できるシステムの物理的実装を指す。これには、無線周波数集積回路、プリント基板無線モジュールが含まれるが、これらに限定されない。

本明細書および本開示全体で使用される「インパルス無線」は、その送信のためにインパルス状の信号を利用する無線システムを指す。

本明細書および本開示を通して使用される「準低ＩＦ」は、例えば受信機などのＲＦ信号プロセッサ回路内で生成される中間周波数（ＩＦ）を指し、ここで、第１周波数範囲内の信号は、第２周波数範囲内の信号に変換され、発明者らが従来技術に対する発明のアプローチを区別するために使用され、異なるシステムおよび方法を使用したこのような変換は、「ゼロＩＦ」と呼ばれ、後続のハイパスフィルターを使用して、ＤＣを含む周波数のブロックを第２周波数範囲、つまり「低ＩＦ」から削除し、変換された第２周波数範囲はＤＣを含むが、後続のＲＦ回路またはＲＦ要素はＡＣ結合され、それにより、含む周波数のブロックが除去される。

本明細書および本開示全体で使用される「ポータブル電子デバイス」（ＰＥＤ）は、電力にバッテリーまたは他の独立した形態のエネルギーを必要とする通信および他のアプリケーションに使用される無線デバイスを指す。これは、限定されないが、携帯電話、スマートフォン、携帯情報端末（ＰＤＡ）、ポータブルコンピューター、ポケットベル、ポータブルマルチメディアプレーヤー、ポータブルゲームコンソール、ラップトップコンピューター、タブレットコンピューター、センサーノード、および電子リーダーなどのデバイスを含む。

本明細書および本開示を通して使用される「固定電子デバイス」（ＦＥＤ）は、電力を得るために固定インターフェースへの接続を必要とする通信および他のアプリケーションに使用される無線および／または有線デバイスを指す。これは、限定されないが、ラップトップコンピューター、パーソナルコンピューター、コンピューターサーバー、キオスク、ゲームコンソール、デジタルセットトップボックス、アナログセットトップボックス、インターネット対応アプライアンス、インターネット対応テレビ、およびマルチメディアプレーヤーを含む。

本明細書で使用される「ユーザー」とは、限定されないが、個人または個人のグループを指し得、その生体認証データは、限定されないが、ユーザーにローカルまたはリモートで監視、取得、保存、送信、処理、および分析され得、サービスプロバイダー、サードパーティプロバイダー、企業、ソーシャルネットワーク、ソーシャルメディアなどとのエンゲージメントにより、ダッシュボード、Ｗｅｂサービス、Ｗｅｂサイト、ソフトウェアプラグイン、ソフトウェアアプリケーションを介して、グラフィカルユーザーインターフェイスは、例えば電子コンテンツを取得する。これは、限定されないが、個人、組織および／または企業の従業員、コミュニティ組織のメンバー、慈善団体のメンバー、男性、女性、子供、ティーンエイジャー、および動物を含む。その最も広い意味で、ユーザーは、限定されないが、ソフトウェアシステム、機械システム、ロボットシステム、アンドロイドシステムなどをさらに含み得、それは、限定されないが、それらの環境、医学的状態、生物的状態、生理的状態、化学的状態、周囲環境状態、位置状態、神経的状態、薬物状態、およびこれらの状態の１つまたは複数の１つまたは複数の特定の態様を含む条件のサブセットに関連するデータによって特徴付けられ得る。

「ウェアラブルデバイス」または「ウェアラブルセンサー」は、衣服の下、中、上、または上にあるものを含む、ユーザーが着用する小型の電子デバイスに関連し、ウェアラブルテクノロジーのより広範な一般クラスの一部であり、これは対照的に、汎用または専用の情報技術とメディア開発を対象とする「ウェアラブルコンピューター」を含む。このようなウェアラブルデバイスおよび／またはウェアラブルセンサーは、限定されないが、スマートフォン、スマートウォッチ、ｅ－テキスタイル、スマートシャツ、アクティビティトラッカー、スマートグラス、環境センサー、医療センサー、生体センサー、生理的センサー、化学センサー、周囲環境センサー、位置センサー、神経センサー、薬物デリバリーシステム、医療検査および診断デバイス、およびモーションセンサーを含み得る。

Ａ：例示的なアプリケーションシナリオ

本発明の実施形態は、２０１６年５月３１日に出願された「Ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄｓ ｆｏｒ Ｓｐｅｃｔｒａｌｌｙ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ ａｎｄ Ｅｎｅｒｇｙ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ Ｕｌｔｒａ－Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒａｄｉｏｓ ｗｉｔｈ Ｓｃａｌａｂｌｅ Ｄａｔａ Ｒａｔｅｓ」という表題の世界知的所有権庁出願ＷＯ／２０１６／１９１８５１および２０１５年１月１日に出願された「Ｓｙｓｔｅｍｓ ｒｅｌａｔｉｎｇ ｔｏ Ｕｌｔｒａ－Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ Ｄｙｎａｍｉｃ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ａｎｄ Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ Ｈｏｐｐｉｎｇ」という表題の世界知的所有権庁出願ＷＯ／２０１５／１０３６９２内の発明者が説明した送信機／受信機／トランシーバーシステムのコンテキスト内で説明され提示される。しかし、フィルタリングおよび測距に関して本発明の実施形態を利用しながら、送信機／受信機／トランシーバの設計およびシステムを採用できることは、当業者には明らかであろう。

しかしながら、上記で特定されたそれらの先の特許出願内で発明者によって確立された送信機／受信機／トランシーバーシステムの増加した効率は、本発明の実施形態内で維持される。このような低電力送信機／受信機／トランシーバーシステムにより、特にコンパクトで設置面積の小さいセンサーで利用可能な電力が制限されているバッテリーからではなく、太陽、振動、温度などの環境から収集したエネルギーで動作する自己給電型無線センサーネットワークの実現可能性が向上する。ＵＷＢデバイスのこのような低電力要件がない場合、数平方ミリメートルの設置面積を有するＵＷＢトランシーバの設置面積は、電力を供給するために数十平方センチメートルの太陽電池の要件によって完全に打ち消される。したがって、非常に低電力のＵＷＢデバイスでは、電力をそれらに供給するためまたは他では実現できない他の手段がそれらに電力を供給するために太陽電池の設置面積を削減する必要がある。本発明の実施形態は、商業ファウンドリによって提供されるサブミクロンＣＭＯＳ設計および製造プロセスと互換性があるように意図される。

低消費電力ＵＷＢ送信機／受信機およびトランシーバは、ウェアラブルデバイスの図１Ａの第１から第３画像１００Ａから１００Ｃに示されている例を含むさまざまなアプリケーションを有する。第１画像１００Ａ内にはウェアラブルデバイスの例が示され、第２画像１００Ｂ内にはスマート衣服の例が示され、ＵＷＢデバイスはこれらの異なるスマート衣服品の布地に取り付けられるかまたは囲まれ得る。第３画像１００Ｃは、通常、コンテキスト、環境、および生体データを収集して別の電子デバイスに送信する第１および第２画像１００Ａおよび１００Ｂのデバイス／衣服とは対照的に、ユーザーに情報を提示するウェアラブルデバイスの例を示す。しかしながら、トランスデューサ、ＬＥＤなどと組み合わせた低電力ＵＷＢ受信機は、受信したデータに応じて、ユーザーに触覚および／または視覚フィードバックを提供する可能性も提供する。他の実施形態では、スマート衣服内のＬＥＤは、スマート衣服内のＵＷＢ受信機によって受信されたＵＷＢ信号に基づいて点灯し得る。

スマート衣服は、スマートな生地から作られ、心拍数、呼吸数、体温、活動、および姿勢など、着用者のさまざまなバイタルサインのリモート生理的監視を可能にするために使用され得、あるいはそれはセンサーが埋め込まれた従来の素材を指す。スマートシャツは、例えば、心電図（ＥＣＧ）を記録し、インダクタンスプレチスモグラフィー、加速度計、光パルスオキシメトリー、皮膚水分監視用の電気皮膚反応（ＧＳＲ）、および血圧を通じて呼吸を提供する。有線インターフェースも例えばユーザーのスマートフォン、ラップトップ、または専用ハウジングに提供され、ウェアラブルデバイス内のバッテリーの再充電だけでなくデータ抽出し得るが、このようなウェアラブルデバイスからの情報は、ローカルに、または関連するデバイス、例えばスマートフォンに保存され、同様にパーソナルサーバー、リモートクラウドベースのストレージなどにリモートで保存され得、通常、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ、ＲＦ、ＷＬＡＮ、またはセルラーネットワークなどの無線ネットワークを介して通信する。

また、図１Ａは、ユーザーに関連する生体認証データを提供するセンサーおよび電子デバイスのそれぞれ第４および第５画像１００Ｄおよび１００Ｅが示される。例えば、第４画像１００Ｄ内で、ユーザーのスマート衣服は、限定されないが、ＭＥＭＳマイク１０５を介して音響環境情報を提供するもの、肺容量センサー１１０によるユーザー呼吸分析、ＧＰＳセンサー１１５を介した全地球測位、温度計１２０を介したそれらの温度および／または周囲温度、ならびにパルスオキシメーター１２５による血液の酸素化を含むセンサーからのデータを提供する。これらは、筋肉活動センサー１３０によって取得された運動データ、３Ｄモーションセンサー（例えば３Ｄ加速度センサー）を介したモーションデータ、圧力センサー１４０からのユーザーの体重／搬送データと歩数計１４５からの歩行／走行データによって補強される。これらは、単独で、または、例えば、図１Ａの第５画像１００Ｅに示されるようなユーザーに関連する医療機器から取得されたデータを含む他のデータと組み合わせて使用され得る。

示されているように、これらの医療機器は、限定されないが、深部脳神経刺激装置／インプラント１５０、人工内耳１５５、心臓除細動器／ペースメーカー１４０、胃刺激装置１４５、インスリンポンプ１７０、足インプラント１７５およびポータブルデータレコーダ１８０を含む。通常、これらのデバイスは、身体領域アグリゲーター例えば、スマートフォンまたは専用のウェアラブルコンピューターと通信する。したがって、意識的な決定、例えば、血糖センサーを装着すること、無意識の決定、例えば、携帯電話に加速度計を入れること、または事象に基づくこと、例えば、心臓の問題に対処するために装着されたペースメーカーのいずれかを介して、ユーザーが１つまたは複数のセンサーに関連付けられ得ることは明らかであろう。これらの大部分では、スマートメガネなどの場合には、連続的および／またはより大量のデータの送信／受信が必要になる場合があるが、ウェアラブルデバイスからＰＥＤ／ＦＥＤへのデータ送信は一般に低い、例えば、定期的な生体認証データなど。例えば、心臓の監視などの連続的なデータ収集でも、１分間のデータ量が大きくないため、バーストモードで送信され得る。

図１Ａには、住宅、商業、製造、または小売環境内のＵＷＢ無線インパルス無線に接続された電子機器の例を表すハイファイオーディオシステムの第６画像１００Ｆも示される。したがって、スピーカー、ＣＤ／ＤＶＤプレーヤー、プリアンプ、パワーアンプ、ターンテーブルなどは、デジタルセットトップボックス、パーソナルビデオレコーダー（ＰＶＲ）、テレビ（ＴＶ）、または複数のＰＥＤ／ＦＥＤなどの他の構成として無線ルーターなどに相互接続され得る。あるいは、ＰＯＳ（Ｐｏｉｎｔ ｏｆ Ｓａｌｅ）端末はネットワーク化され、中央サーバーから供給される小売環境内の電子ディスプレイ、製造施設内の自律ロボットはアクティビティなどで更新される。

ここで図１Ｂを参照すると、第１環境１００Ｆでの住宅自動化および無線相互接続の強化、または第２環境１００Ｇでの人、機器、医療用品の無線位置サービスの提供に関する本発明の実施形態によるＵＷＢ無線インパルス無線の展開シナリオの例に関する、第１および第２環境１００Ｆおよび１００Ｇがそれぞれ示される。第１環境１００Ｆを検討し、エアコン１００１、エネルギー節約－効率１００２、監視１００３、エンターテイメント１００４、タイマー１００５、照明１００６、モーター制御１００７、環境１００８、スプリンクラー１００９、アプライアンス１０１０、およびセキュリティ１０１１を含んで、一連の展開シナリオが示されている。これらの大部分では、データの送信／受信の要件は非常に限定的で非周期的である。同様に、第２環境１００Ｇでは、病院の無線ベースの位置サービス、在庫追跡サービスなどの単純化された概略図が示され、患者の追跡から、トロリー、拡散ポンプなどの病院機器、患者モニター、心電図（ＥＫＧ）などの医療機器の接続性、および医療用消耗品などに至るまで、さまざまである。繰り返すが、データレートは一般に低いが、加えて、干渉が許容できない小さなエリア内に多数の同時動作デバイスが存在し得る。

そのような環境内で、第１および第２環境１００Ｆおよび１００Ｇのそれぞれ内の領域の占有に関するデータは、これらの他のＵＷＢ対応センサーなどを増強するか、オーバーライドを提供し得る。例えば、部屋内の照明コントローラ１００６は、低光レベルを決定し、照明をオンにしようとし得る。しかしながら、ＵＷＢ測距に基づく占有センサーが部屋内にユーザーがいないと決定した場合、照明コントローラ１００６が「却下される（ｏｖｅｒ－ｒｕｌｅｄ）」。しかしながら、他の実施形態では、照明コントローラ１００６は、複数の照明器具および仮想的に確立されたゾーンを備えた大きな領域に関連付けられ得る。したがって、本発明の一実施形態によるＵＷＢ測距装置は、ＵＷＢ測距装置の所定の範囲内で個人が提示され、それによりそのゾーンに関連付けられているかどうかを判定し得る。このようにして、例えば、廊下内の照明は、占有を反映するためにオンまたはオフにされるか、または例えば警備員が夜間に廊下を歩く前にオンされ、その後にオフにされ得る。

Ｂ：ビットのダイナミックマルチパルスバンドル構造

参照により本明細書に組み込まれる、本発明者らの先の特許出願ＷＯ／２０１６／１９１８５１「Ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄｓ ｆｏｒ Ｓｐｅｃｔｒａｌｌｙ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ ａｎｄ Ｅｎｅｒｇｙ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ Ｕｌｔｒａ－Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒａｄｉｏｓ ｗｉｔｈ Ｓｃａｌａｂｌｅ Ｄａｔａ Ｒａｔｅｓ」およびＷＯ／２０１５／１０３６９２「Ｓｙｓｔｅｍｓ ｒｅｌａｔｉｎｇ ｔｏ Ｕｌｔｒａ－Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ Ｄｙｎａｍｉｃ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ａｎｄ Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ Ｈｏｐｐｉｎｇ」内で、パルスバンドルに基づくインパルス無線の設計方法論が確立され、バンドルごとに複数のパルスを位相、周波数、振幅、帯域幅などのリアルタイムで構成可能なパラメータで活用することにより、発明者らは、ＵＷＢスペクトルを動的に満たし得るＵＷＢ送信機設計を確立した。ＵＷＢ通信では、適切な規制機関のスペクトルマスクが順守されていれば、広い周波数帯域を使用した伝送が可能である。例えば、米国では、割り当てられた周波数帯域は、３．１ＧＨｚ≦ｆ≦１０．６ＧＨｚであり、連邦通信委員会（ＦＣＣ）は、この割り当てられた周波数帯域全体の異なるサブバンドでの最大送信電力に関してスペクトルマスクを決定する。パルスを送信または受信する場合にのみ、トランシーバをデューティサイクルして電力を消費できるため、これにより、低消費電力という利点を有するパルス動作が可能になる。スペクトルマスクにより、送信の固定最大パワースペクトル密度が許可されるため、シンボルエネルギーを最大化し、無線リンクで実現可能な範囲を拡大するために、占有帯域幅を最大化することが有利である。しかしながら、パルス帯域幅の増加はパルス持続時間の減少に対応するため、同期に必要なエネルギーが増加し、より困難で潜在的にコストのかかる回路の実装をもたらすので、通信に単一のパルスを使用すると、パルス帯域幅と必要な同期精度のトレードオフが発生する。

発明者らは、このトレードオフに対処し、ビットの生成に異なる周波数スペクトルを有する複数のパルスを適用する概念的なステップを通じてそれを取り除いた。第１画像２００Ａの図２Ａを参照すると、各ビット２１０が単一周波数でのパルス発振である従来技術のインパルス無線の時間および周波数領域の概略図が示され、その結果、周波数スペクトルは、規制当局のＵＷＢマスク２２０によって許可された周波数範囲内で、その周波数範囲内の最大電力以下のｆ_０を中心とする単一のピーク２３０になる。対照的に、図２Ａの第２画像２００Ｂに示されるように、各ビット２６０は、それぞれ周波数ｆ_１、ｆ_２、ｆ_３にある一連のサブパルス２６０Ａから２６０Ｃを含む。したがって、シンボル（ビット２６０）のマルチパルススペクトル２８０は、サブパルス２６０Ａから２６０Ｃの個々のパルススペクトルを合計することにより概念的に得られ（明確にするために位相スクランブルは省略される）、これにより、帯域幅は増加するが、シンボルの継続時間は増加し、単一パルスの従来技術の方法とは対照的に、ＵＷＢマスク２２０より下で最大電力を維持しながら、受信機で必要とされるタイミング要件および同期レベルを緩和しながらシンボルエネルギーを最大化できるようにする。パラメータの異なるセットを有する任意の数のパルスをバンドル内に含めて、パルススペクトルを特定の要件に合わせ得る。

放射マスクに違反することなく、最大の信号エネルギーを提供するために、パルスの位相はランダム化する必要があり、つまり、周期信号で一般的に見られる「スペクトル線」の生成を避けるために、スペクトルを白色化する必要があり、マルチパルススペクトルが個々のパルススペクトルの合計になるように、パルス間の相関を減らす必要がある。これは、送信機の電力アンプの位相変調に擬似ランダムノイズ（ＰＲＮ）シーケンスを適用することで実行され得る。受信機は信号の位相に敏感ではないため（後述する非コヒーレント検出方式のため）、これを実現するために送信機と受信機間の位相同期は不要である。送信された信号の正確なスペクトル形状は、各シンボルで異なる周波数と持続時間を有するパルスを生成することにより制御され得る。シンボルまたはビットは、発明者によって「パルスバンドル」を含むと呼ばれる。パルスバンドルのスペクトルは、そのパワーが個々のパルスパワースペクトルの合計であるため、簡単に計算される。これにより、環境の変化やユーザーの要求に応じた動的な再構成が容易になり、さまざまな規制環境での運用も可能になる。

信号のパルス性により、帯域外スペクトルサイドローブが存在する。パルスシェーピングによりサイドローブレベルが低下しても、サイドローブの最大値は、平均帯域外パワースペクトル密度よりも数ｄＢ高くなり得る。デューティサイクル制御ビットの最下位ビット（ＬＳＢ）にＰＲＮシーケンスを適用することにより、各パルスの幅をランダムにディザリングし得る。これにより、帯域外スペクトル内のサイドローブとヌルの位置が同等にディザリングされ、帯域外スペクトルがその平均値に効果的にホワイトニングされ、ＦＣＣスペクトルマスクに対するマージンが増加する。

ワイドバンドデータストリームの変調は、例えば図２Ｂに示すように、オンオフキーイング（Ｏｎ－Ｏｆｆ Ｋｅｙｉｎｇ（ＯＯＫ））またはパルス位置変調（ＰＰＭ）によって実現され得る。ＯＯＫ変調２０２０では、パルスバンドルの存在は「１」を示し、バンドルの不在は「０」を示す。これは、送信機が「１」を送信する場合にのみアクティブである必要があり、データビットが「０」の場合にスリープモードのままにできるため、低電力の通信方式である。また、データはおよそ半分の時間しか送信されないため（適切なデータコーディングにより保証されているため）、通信範囲を広げることができ、これは、各パルスバンドルはより多くのエネルギーを含むことができ、規制機関によって課せられた放射マスクをまだ満たし得ることを意味する。

しかしながら、ＯＯＫ変調では、受信したデータが「１」か「０」かを判断するために、定義されたしきい値が必要である。これにより、チャネル特性または干渉信号のレベルが急激に変化する環境でのパフォーマンスが低下し得る。これらの状況では、例えば、ＰＰＭ変調２０１０が代替変調方式として優先され得る。この場合、「１」または「０」が受信されたかどうかを決定するのは、シンボル期間内のパルスバンドルの位置である。検出器は、本質的にシンボル期間の前半で受信したエネルギーとシンボル期間の後半で受信したエネルギーを比較して決定を下し、急速に変化する環境を補償できるフレームレベルのしきい値を作成する。発明者の設計によると、同じ送信機と受信機のペア内でＯＯＫ変調とＰＰＭ変調を切り替える機能は、パラレルデジタル化アーキテクチャを備えたバーストモード通信方式を使用することで可能になる。

したがって、図２Ｂには、ＰＰＭ２０１０およびＯＯＫ２０２０変調方式のシンボル２００Ｃが示されている。さらに、フレーム構造２００Ｄが示され、ここで、各フレーム２００Ｄの前には、受信機での細かい同期を実現するための同期ブロック２０３０およびデータ２０５０が送信／受信される前にシンボル同期のドリフトを修正するための開始ビット２０４０がある。単純な同期構造のため、短い同期ブロック２０３０のみが必要であり、システムの有効なデータレートのオーバーヘッドを削減する。フレーム２００Ｄの間では、消費電力を削減するために送信機および受信機の電源が切れる。これにより、開始２０６０、フレーム２００Ｄ、およびスリープ２０８０の得られた構造を有するストリーム２００Ｅが生成される。

このような伝送プロトコルは、再構成可能なデータレートにも適している。システム操作の実例として、１Ｍｂｐｓのデータレート、１Ｋｂｉｔのフレームサイズ、２０Ｍｂｐｓのバーストデータレートを想定する、例えば、フレーム内では、５０ｎｓごとにシンボルが送信される。この例では、各フレームの持続時間は５０μｓである。１Ｍｂｐｓデータレートを達成するために、フレーム繰り返しレートは１ＫＨｚになる、つまり、フレームは１ｍｓごとに送信される。これは、受信機は１ｍｓごとに５０μｓに対してのみアクティブになり、５％のデューティサイクルになるであろうことを意味する。同じフレームレートと継続時間で１００ｋｂｐｓのデータレートを実現するには、必要な変更は、フレームの繰り返しレートを１０ｍｓ（つまり、１０ｍｓごとに送信されるフレーム）に減らすことだけであろう。これで、受信機は１０ｍｓごとに５０μｓに対してのみアクティブになり、０．５％のデューティサイクルになるであろう。したがって、データレートの１０倍の削減は、消費電力の１０倍の削減にもつながるであろう。

Ｃ：例示的なＵＷＢ送信機

図３を参照すると、本発明の一実施形態による送信機３００の概略図が示される。
パルスパターンブロック３１０は、現在のシンボルを表すために使用されるパルスの構成を保持する。シンボルレートクロック（つまり２０ＭＨｚ）から、遅延ロックループ（ＤＬＬ）３３０によって複数のフェーズが生成される。各クロック位相の立ち上がりエッジは、シンボルパルスバンドルの１つのパルスの開始を表す。マルチプレクサ３２０は、クロック位相のエッジによってトリガーされ、パルスパターンブロック３１０から現在のパルスの構成を選択する。パルス発生器（パルス）３５０は、マルチプレクサ３２０によって設定されたパルス幅でパルスを生成し、デジタル制御発振器（ＤＣＯ）３４０および電力アンプ（ＰＡ）３５０を有効にする。有効にすると、ＤＣＯ ３４０はマルチプレクサ３２０によって設定された周波数のガウス型パルスを生成し、ＰＡ ３６０によって増幅され、アンテナ３７０によって放射される。したがって、パルスパターンブロック３１０は、シンボルまたはシンボルシーケンスのパルスを確立する。このようにして、パルスパターンブロック３１０を更新することにより、各シンボルに使用されるパルスシーケンスが調整され、したがって、パルスパターンブロック３１０は、限定されないが、ネットワーク環境データ、所定のシーケンス、日付、時刻、地理的位置、受信信号の信号対雑音比（ＳＮＲ）、および規制マスクを含む１つまたは複数の要因に基づいて動的に更新され得る。

Ｃ１．送信機パルスの生成と整形

ＤＣＯ ３４０出力は、所定の周波数および／または振幅特性を離散的にまたはパルサー３５０の動作と組み合わせて提供するように整形され得る。例えば、本明細書内で説明される本発明の実施形態では、ガウス整形の使用およびガウスパルスを整形する方法が提示され、採用される。この特許内に示される実施形態は、その接地接続の調整を通じてＰＡ ３６０を介してパルスを整形することを採用している。これにより、送信機はデジタルドメイン全体で動作できるようになり、静的電流の消費を無視できる完全なデジタル構造が可能になる。さらに、完全なデジタル送信機構造の使用により、非常に積極的なパワーサイクリング、つまりパルスレベルでのパワーサイクリングが可能になる。しかしながら、他の実施形態では、代替の整形方法論および整形プロファイルが採用され得る。

Ｃ２．接地スイッチ式電力アンプ

ＵＷＢ伝送のパルス特性には、パルススペクトルのサイドローブを低減するために、パルス整形で高い瞬時電力レベルを提供できる電力アンプ（ＰＡ）が必要である。低い平均消費電力を実現するには、高い電力効率、効率的なパワーサイクリング、高速のウェイクアップ／スリープ遷移時間が必要である。図４に示されるようなスイッチング電力アンプ（ＳＷ－ＰＡ）４００は、ＵＷＢパルスバンドルを送信するために、本明細書内で提示される本発明の実施形態内で採用された。したがって、ＳＷ－ＰＡ４００は、図３のＰＡ３６０の実施形態を表す。図示のように、第１および第２トランジスタＭ１ ４１０およびＭ２ ４２０は、その入力がＤＣＯによって生成される相補的なデジタルクロックであるスイッチとして機能し、完全差動ＳＷ－ＰＡ４００を実現することを可能にする。これらのデジタルクロックの周波数は、パルスバンドル内の各個別パルスの中心周波数を設定し、第３トランジスタＭ３ ４３０に印加されるパルスイネーブル信号は各パルスの持続時間を設定する。したがって、パルスイネーブル／パルス持続時間は、パルス（ＰＵＬＳＥ）４６０に結合されたパルサー３５０によって提供されるパルス信号でありつつ、補完的なデジタルクロックはＶＣＯ_Ｐ４４０およびＶＣＯ_Ｎ４５０によって提供され、その結果、第３トランジスタＭ３ ４３０を介したＳＷ－ＰＡ４００の接地接続がこの信号により修正される。ＳＷ－ＰＡ４００の出力は、ＲＦ_Ｐ４７０およびＲＦ_Ｎ４８０で提供され、ＳＷ－ＰＡ４００は電力レールＶ_ＤＤに結合される。

対称性により反対側の動作が同一になるため、差動ＳＷ－ＰＡ ４００の片側（半分の回路）のみを考慮することにより、機能が説明され得る。ＳＷ－ＰＡ４００の出力、この場合、ＲＦ_Ｐ４７０は、第１トランジスタＭ１ ４１０がオンであるときにＧＮＤ_ＰＡノードに接続される。ＳＷ－ＰＡ４００出力のＤＣ電圧は（インダクタＬ_１を介して）Ｖ_ＤＤであるため、第１トランジスタＭ１ ４１０ Ｍ１がオフのとき、ＳＷ－ＰＡ４００出力は、Ｖ_ＤＤ＋（Ｖ_ＤＤ－ＧＮＤ_ＰＡ）＝２×Ｖ_ＤＤ－ＧＮＤ_ＰＡになる。これら２つのケースを組み合わせると、２×Ｖ_ＤＤ－ＧＮＤ_ＰＡの出力スイングが得られる。したがって、ＧＮＤ_ＰＡノードの電圧を整形することにより、ＳＷ－ＰＡ ４００の出力は、出力パルスを生成するためのクロック信号の直接整形された変形例になり得る。設計により、出力パルスは第３トランジスタＭ３ ４３０およびＣ５によって整形され、パルス持続時間と帯域幅の間の最適なバランスのためのガウスプロファイルを実現し、パルススペクトルのサイドローブパワーを最小化する。ＳＷ－ＰＡ４００は、電力アンプが静的電力のみを消費することを保証するイネーブルスイッチとして機能する第３トランジスタＭ３ ４３０によってアクティブ化されると、出力パルスを生成する。

Ｃ３．デジタル制御発振器

図５に示すような完全差動リングＤＣＯ（ＦＤＲ－ＤＣＯ）５００は、本明細書内で提示される本発明の実施形態内で採用されているため、したがって、ＦＤＲ－ＤＣＯ５００は図３のＤＣＯ３４０の実施形態を表す。ＦＤＲ－ＤＣＯ ５００は、図４のＳＷ－ＰＡ ４００で第１および第２トランジスタＭ１ ５１０およびＭ２ ５２０にデジタルクロックを提供し、その動作を切り替えて、ＳＷ－ＰＡ ４００に供給されるクロックを生成するためにパルサー３５０の出力が供給される。このＦＤＲ－ＤＣＯ５００の周波数は、第１および第２キャパシタＣ１ ５４０ＡおよびＣ２ ５４０Ｂならびに第３および第４キャパシタＣ３ ５４０ＣおよびＣ４ ５４０Ｄをそれぞれ含む第１および第２キャパシタバンクによって設定され、これらは、それぞれ第１および第２完全差動インバータＩＮＶ１ ５１０およびＩＮＶ２ ５２０の出力に接続されている。第３完全差動インバータＩＮＶ３ ５３０からの出力は、ＳＷ－ＰＡ４００のＶＯＣ_Ｐ４４０およびＶＣＯ_Ｎ４５０に結合される相補的なデジタルクロックＶＯＣ_ＰおよびＶＣＯ_Ｎを提供する。

したがって、本発明の一実施形態では、第１から第４キャパシタＣ１ ５４０ＡからＣ４ ５４０Ｄは、同一の静電容量値を有し、それぞれが４ビットのプログラム可能性を備えたプログラム可能なキャパシタバンクであるが、他のレベルのプログラム可能性などが使用され得る。第３および第４スイッチＳ３ ５５０ＡおよびＳ４ ５５０Ｂは、パルスが送信されない場合にＦＤＲ－ＤＣＯ ５００をオフにして電力を節約するために使用される。第１および第２スイッチＳ１ ５６０ＡおよびＳ２ ５６０Ｂと連動する第４インバータＩＮＶ４ ５７０は、発振前に発振器ノードをプリチャージし（ＦＤＲ－ＤＣＯ ５００がオフの場合）、位相変調用のパルスの極性を制御する。これにより、非常に高速な起動時間（ｎｓの数分の１のオーダー）で発振器が作られ、送信機のパワーサイクリング効率が向上する。パルスを生成する場合、他のすべての時間では、ＦＤＲ－ＤＣＯ ５００は低電力スリープ状態にありつつ、ＦＤＲ－ＤＣＯ ５００は、第１および第２スイッチＳ１ ５６０ＡおよびＳ２ ５６０Ｂを開き、第３および第４スイッチＳ３ ５５０ＡおよびＳ４ ５５０Ｂを閉じることにより有効になる。必要に応じて、Ｖ_ＤＤとＳＷ－ＰＡ ４００の電流分岐の間に追加のＰＭＯＳトランジスタを追加して、パルスの終わりにＳＷ－ＰＡ ４００を迅速にオフにし、パルス整形を改善し得る。

Ｃ４．パルス発生器

ＤＣＯ３４０、例えば ＦＤＲ－ＤＣＯ ５００、およびＰＡ３６０、例えば、ＳＷ－ＰＡ ４００、に結合されたパルサー３５０からのパルス信号は、パルス生成回路を使用して生成される。したがって、図６に示されるパルス発生器（ＰＵＬＧＥＮ）６００は、本明細書内で提示される本発明の実施形態内で採用されているため、したがって、ＰＵＬＧＥＮ６００は図３のパルサー３５０の実施形態を表す。図示されているように、入力信号は、第１および第２インバータＩＮＶ １ ６１０およびＩＮＶ ２ ６２０を介してＡＮＤゲート６５０に直接および間接的にルーティングされる。第１および第２のインバータＩＮＶ１ ６１０およびＩＮＶ２ ６２０は、プログラム可能なキャパシタバンクである第１および第２キャパシタＣ１ ６３０およびＣ２ ６４０と組み合わせた可変遅延回路の一部であるが、他のレベルのプログラム可能性などを使用し得る。したがって、ＤＡＴＡラインの立ち上がりエッジにより、この回路はｎｓオーダーのパルスを作る。パルス幅は、第１および第２キャパシタＣ１ ６３０およびＣ２ ６４０によって生成される可変遅延の関数であり、デジタル的に調整可能であることにより、パルス幅をデジタル的にプログラムし得る。

Ｄ．例示的なＵＷＢ受信機

図７を参照すると、本発明の一実施形態による受信機７００の概略図が示される。アンテナ７１０からのＲＦ信号は、低ノイズアンプ（ＬＮＡ）７２０によって最初に増幅された後、２段階ＲＦアンプ（ＡＭＰ１）７３０に渡される。最初のスクエアリングミキサ（ＭＩＸ１）７４０は、信号とそれ自体を乗算して、中間周波数（ＩＦ）に変換する。３段階の可変ゲインアンプ（ＶＧＡ）７５０は、信号をさらに増幅し、バンドパスフィルタ機能を実行する。次に、ＶＧＡ ７５０出力は、信号をベースバンド周波数にダウンコンバートする第２スクエアリングミキサ（ＭＩＸ２）７６０に結合される。並列積分器（ＩＮＴ１およびＩＮＴ２）は信号エネルギーを合計し、デジタルプロセッサ内のアナログ－デジタル（Ａ／Ｄ）コンバーター（ＡＤＣ１およびＡＤＣ２）によってデジタル化される（明確にするために示されていないが、例えば図１２に関して以下のデジタルプロセッサ（ＤＩＧＩＰＲＯ）１２００に関して説明される）。

Ｄ１．受信機検出と干渉除去

全体のスペクトルはより広い帯域幅、例えば、パルスバンドル戦略を介してＢＷ＝３ＧＨｚに対する３ＧＨｚ≦ｆ≦６ＧＨｚをカバーしつつ、受信機のＩＦチェーンは、個々のパルス帯域幅のオーダーである瞬時帯域幅、例えば、５００ＭＨｚを利用する。これにより、パルスダウンコンバージョン後の回路ブロックの低消費電力が可能になるが、それでもなお通信に超広帯域のスペクトルが使用され得る。ＵＷＢ信号の受信機は、目的の信号の帯域幅が広く、高帯域幅の受信機チェーンを必要とするため、困難がある。さらに、狭帯域内干渉、ＤＣオフセット、および１／ｆノイズの発生も、低電力実装では問題がある。したがって、ＩＦ段階では次のことが望ましいであろう。
・ＤＣオフセットの問題を回避するために、準低ＩＦアーキテクチャで動作する。
・ＲＦセクションの１／ｆノイズを減らす。
・システムの堅牢性と干渉除去を向上させるために、典型的な狭帯域干渉（例えば、ＢＷ＜５０ＭＨｚの信号）を除去する。

これを達成するために、受信機７００内にハイパスデカップリングキャパシタを指定して、このプロセス中にわずかな量の所望のパルスエネルギーが確実に遮断されるようにする。さらに、これは、完全な感度を保持するために、ＩＦ段階の後の第２スクエアリング段階と結合される。受信機のエネルギー検出感度／ノイズ除去の強化と整流信号の生成のための二重スクエアリング法は、ＣＭＯＳ統合に良く適している。この二重スクエアリング法は、受信信号のインパルス特性を利用して、各インパルスの非線形処理と効果的に同等であるため、検出を強化する。第２スクエアリング演算では、他の従来のインパルス無線受信機で行われているように、検出された振幅／ピークを単に使用する代わりに、ダウンコンバートされたパルスエネルギー全体を使用して検出の確率を高めるようにしつつ、第１スクエアリング演算は、受信パルスを準低ＩＦ信号にダウンコンバートする。前述のように、２つのスクエアリング演算間のハイパスフィルタリングにより、ＤＣオフセットの軽減、１／ｆノイズの低減、および狭帯域干渉除去が行われる。

図７に関して提示された非コヒーレント受信機アーキテクチャは、周波数同期、または送信機によって使用されるパルス位相／周波数パターンの知識を必要としないことが有益であることは、当業者には明らかであろう。

Ｄ２．低ノイズアンプ

図８に示されるような低ノイズアンプ（ＬＮＡ）８００は、本明細書内で提示される本発明の実施形態内で採用されているため、したがって、ＬＮＡ８００は図７のＬＮＡ７２０の実施形態を表す。差動入力信号ＲＦ_ｐおよびＲＦ_ｎは、それぞれ第３および第４のキャパシタＣ３ ８５０ＡおよびＣ４ ８５０Ｂを介して、Ｖ_ＢＩＡＳによってゲートにバイアスがかけられ、そのバイアス電流はインダクタＬ１を介してグランドにシンクされる、一対の共通ゲートトランジスタＭ１ ８１０およびＭ２ ８２０のドレインに結合される。Ｍ１ ８１０およびＭ２ ８２０のドレインで、増幅された信号の帯域幅を増加させるために、インダクタＬ２ ８７０とともに抵抗器Ｒ１ ８３０およびＲ２ ８４０によってシャントピーキング（ｓｈｕｎｔ ｐｅａｋｉｎｇ）が実行される。信号は、第１および第２キャパシタＣ１ ８６０ＡおよびＣ２ ８６０ＢによってＬＮＡ８００から出力ポートＯＵＴ_ＰおよびＯＵＴ_Ｎに結合される。

Ｄ３．スクエアリングミキサ

図９に示されるようなスクエアリングミキサ（ＳＱ－ＭＩＸ）９００は、本明細書内に提示される本発明の実施形態内で採用されているため、したがって、ＳＱ－ＭＩＸ９００は、図７の第１および第２スクエアリングミキサＭＩＸ１ ７４０およびＭＩＸ２ ７６０の実施形態を表す。示されるように、差動入力信号ＩＮ_ＰおよびＩＮ_Ｎは、トランジスタＭ７ ９１０およびＭ８ ９２０のゲートに結合され、その相互コンダクタンスは信号を差動ドレイン電流に変換する。同時に、入力信号は、交差結合されたトランジスタペアＭ３：Ｍ４およびＭ５：Ｍ６にも結合され、それらは、ドレイン電流をＳＱ－ＭＩＸ ９００の正（ＯＵＴ_Ｐ）側または負（ＯＵＴ_Ｎ）側のいずれかに誘導し、それにより入力にそれ自体を乗算、すなわちそれを二乗する。トランジスタＭ１およびＭ２は、出力で最大電圧ゲインを提供するために、電流源９５０としてバイアスされる。入力信号に結合され、キャパシタＣ１からＣ４および抵抗器Ｒ１からＲ４を含むバイアス回路９６０は、ＮＭＯＳトランジスタが適切なバイアスポイントにバイアスされることを保証する。

Ｄ４．可変ゲインアンプ

図１０に示されるような可変ゲインアンプゲイン段階（ＶＧＡ－ＧＳ）１０００は、本明細書内で提示される本発明の実施形態内で採用されているため、したがって、ＶＧＡ－ＧＳ１０００は、図７のＶＧＡ７５０内の各ゲイン段階の実施形態を表す。差動入力信号ＩＮ_ＰおよびＩＮ_Ｎは、それぞれ複合トランジスタペアＭ１：Ｍ２およびＭ３：Ｍ４のゲートに結合される。ソースおよびドレイン、ならびにそれらのゲートが接続されたトランジスタ１０７５（１）から１０７５（Ｎ）から形成されたトランジスタアレイ１０７０を含むインサートに示される各複合トランジスタＭ１からＭ４は、スイッチの位置に応じて、信号またはグランドのいずれかに接続され得る。従って、複合トランジスタペアＭ１：Ｍ２およびＭ３：Ｍ４は切り替え可能な相互コンダクタンスを有する。正側（ＯＵＴ_Ｐ）の実効相互コンダクタンスはＭ１とＭ３の相互コンダクタンスの差に等しく、負側（ＯＵＴ_Ｎ）はＭ２とＭ４の相互コンダクタンスの差に等しい。したがって、ゲインは複合トランジスタのスイッチ位置によって調整され得る。トランジスタＭ６およびＭ７は、電流源１０３０としてバイアスされ、出力電圧ゲインを最大化する。キャパシタＣ３およびＣ４は出力ノードでローパスフィルタリングを実行し、キャパシタＣ１およびＣ２とバイアス抵抗器Ｒ１およびＲ２は入力ノードでハイパスフィルタリングを実行する。したがって、ＶＧＡ－ＧＳ １０００は有効なバンドパスフィルタ応答で動作する。

Ｅ．送信機－受信機の同期とクロッキング

上で説明したように、ＵＷＢ通信リンクの受信機（Ｒｘ）と送信機（Ｔｘ）は、他の無線プロトコル内とは異なり、分散タイミング情報を介して互いに同期していない。したがって、各回路の要件は、本発明の実施形態による無線インパルス無線の極めて積極的なデューティサイクルを維持し、それによりインパルス無線通信に固有のエネルギー効率を維持するためのＴｘとＲｘ間の効率的な同期である。したがって、本発明者らは、超低スリープモード電力消費のためのデュアルクロックタイマーシステムを含む専用同期ハードウェアを使用して、低遅延送信機／受信機同期方法／アルゴリズムを確立した。これにより、無線の非常に積極的なデューティサイクルを維持するためにＴｘとＲｘとの間の効率的な同期が可能になり、インパルス無線通信に固有のエネルギー効率が維持される。

マルチフェーズクロックベースバンドトランシーバーは、クロック周波数（例えば、２００ＭＨｚの代わりに２０ＭＨｚ）を下げ、電力効率を高めるために設計された。さらに、並列化されたＡＤＣ／積分器構造、図１２ＡのＤＩＧＩＰＲＯ １２００が採用され、より高速な同期と干渉検出の強化が可能になった。この構造により、受信タイムフレーム中に完全な信号を観測し得る。この構造により、動的に変化する変調方式（ＯＯＫ、ＰＰＭなど）も可能になり、チャネルまたは規制環境に基づいて通信の堅牢性が向上する。

Ｅ１．低電力クロック発生器

図１１を参照すると、本明細書内で提示される本発明の実施形態内で採用され得る第１クロック発生器（ＣＬＫＧＥＮ１）１１００が示され、したがって、ＣＬＫＧＥＮ１ １１００は、図７の受信機７００内の送信機３００およびＤＩＧＩＰＲＯ１２００に２０ＭＨｚ信号を提供する。低電力クロック発生器ＣＬＫＧＥＮ１ １１００は、水晶ＸＴＡＬ １１１０、抵抗器Ｒ１、キャパシタＣ１およびＣ２とともに、低周波発振器、つまり３２ ｋＨｚとして機能するインバータＩＮＶ１ １１２０を含む。正弦波発振器信号は、インバータＩＮＶ２ １１２５によって方形波クロックに増幅され、フェーズドロックループ（Ｐｈａｓｅｄ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ（ＰＬＬ））１１９０で基準として使用される。ＰＬＬ １１９０は電圧制御発振器（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ（ＶＣＯ））１１５０で構成され、その出力は分周器１１８０で周波数が分周され、位相検出器１１３０で基準と比較される。分周クロックの周波数が基準より低いか高いかに応じて、ＤＯＷＮまたはＵＰのパルスが生成される。チャージポンプ１１４０は、抵抗器Ｒ２とキャパシタＣ３およびＣ４とともに、ＵＰ信号とＤＯＷＮ信号をＶＣＯの制御信号にフィルタリングする。ロックすると、ループは基準クロックの整数倍であるインバータＩＮＶ３ １１６０によってバッファーされた出力クロックを生成する。

上記のように、ＵＷＢトランシーバでのクロック生成と同期の効率的な実装は、低電力動作に不可欠である。ナノ秒のオーダーのパルス幅では、従来の簡単な合成デジタル手法では、関連する動的消費電力が高く、数百ＭＨｚ以上のベースクロックが必要になる。水晶クロックジェネレーターでベースクロックを直接生成すると、電力消費が比較的高くなる。水晶発振器の電力は周波数に直接比例するため、水晶発振器をはるかに低い周波数（例えば３２ｋＨｚ）で動作させ、周波数にフェーズドロックループ（ＰＬＬ）を掛けると、電力消費が大幅に削減される。この戦略は、ＵＷＢトランシーバでの低電力クロック生成のために発明者によって利用される。デジタルロジックのベースクロックは、シンボル周波数、例えば、２０ＭＨｚに設定され、これは、シンボルがデジタルベースバンドハードウェアによって処理され、低電力低周波発振器ＸＴＡＬ １１１０を利用した図１１のＣＬＫＧＥＮ１ １１００などのクロック発生器によって生成されるレートである。次に、図３の送信機３００に関して示されるように、２０ＭＨｚクロックは、ナノ秒範囲の間隔でこのクロックから複数の位相を導出する遅延ロックループ（ＤＬＬ）３３０に結合され、これらは、マルチプレクサ３２０、ＤＣＯ ３４０、およびパルサー３５０とともにシンボルパルスを生成するタイミングベースとして使用される。パルス発生器の制御信号は、ＤＬＬの多相クロックのエッジで、パルスパターン３１０のメモリから制御ビットを選択するマルチプレクサによって生成される。

ＰＬＬ １１９０の起動時間はミリ秒の範囲であり、ループを安定させるために必要な水晶発振器サイクルの数によって事実上制限される。５０ｋｂｂｓよりも高いデータレートでは、ＰＬＬ １１９０とＤＬＬ ３３０はフレーム間でオンのままであり、低消費電力に最適化されている。５０ｋｂｂｓ以下のデータレートでは、ＰＬＬ １１９０およびＤＬＬ ３３０の両方をフレーム間で電力サイクルし得、スリープモード中の唯一の電力消費は水晶発振器からである。

Ｅ２．同期

ＵＷＢリンクの送信方法にはクロックデータが送信されていないため、受信機クロックの同期が必要であることは明らかである。したがって、図１２に関して示されているように、同期ブロック１２３０は、図７に示されている受信機７００のＤＩＧＩＰＲＯ１２００とともに使用される。図１２Ａに示すように、ＤＩＧＩＰＲＯ １２００は、ダブルエッジトリガー積分器とアナログ－デジタルコンバーター（ＡＤＣ）ブロックのペアを含む。第１および第２積分器１２１０Ａおよび１２１０Ｂのそれぞれは、シンボル周期の半分にわたって積分し、その出力は、第１および第２ＡＤＣ１２２０Ａおよび１２２０Ｂのうちの１つでデジタル化される。第１および第２積分器１２１０Ａおよび１２１０ＢはそれぞれＣＬＫ１ １２４０ＡおよびＣＬＫ３ １２５０Ａを介してクロックされ、一方で、第１および第２ＡＤＣ１２２０Ａおよび１２２０ＢはそれぞれＣＬＫ２ １２４０ＢおよびＣＬＫ４ １２５０Ｂを介してクロックされる。第１および第２積分器１２１０Ａおよび１２１０Ｂのそれぞれは、例えば、３ビットフラッシュＡＤＣであり得る。２つの積分器ＡＤＣブロックは、シンボルごとに合計４つのオーバーラップする積分ウィンドウが利用できるように、１／４シンボル周期分オフセットされる。これは図１２Ｂで明らかである。

同期フレームブロック中の同期は、受信機のクロック同期が原則として１つの同期シンボルで達成されるように、最大エネルギーで積分ウィンドウを決定することにより達成される。実際には、無線リンクのチャネルの変化を追跡する可変ゲインループを考慮するために、さらなる同期シンボルが必要である。ＰＰＭ復調は、各シンボルの最大エネルギーで積分ウィンドウを観察することにより達成され、ＯＯＫ変調は、固定積分ウィンドウでエネルギーを観察することにより達成される。

Ｆ．エネルギー検出器付きＮ－パスフィルタ

図７に示すように、本発明の実施形態による例示的なＵＷＢ受信機７００が示され、アンテナ７１０からのＲＦ信号は、２段階ＲＦアンプ（ＡＭＰ１）７３０に渡される前に低ノイズアンプ（ＬＮＡ）７２０によって最初に増幅される。第１スクエアリングミキサ（ＭＩＸ１）７４０は、３段階の可変ゲインアンプ（ＶＧＡ）７５０が信号をさらに増幅する前に、信号をそれ自体で乗算して中間周波数（ＩＦ）に変換する。次に、ＶＧＡ ７５０出力は、信号をベースバンド周波数にダウンコンバートする第２スクエアリングミキサ（ＭＩＸ２）７６０に結合され、並列積分器（ＩＮＴ１およびＩＮＴ２）は信号エネルギーを合計し、それはデジタルプロセッサ内のアナログ－デジタルコンバーター（ＡＤＣ１およびＡＤＣ２）によってデジタル化される。

以下スクエアラーと呼ばれるスクエアリングミキサ（ＭＩＸ２）７６０は、信号振幅のスクエアリングを実行し、並列積分器によって統合されると、受信信号の瞬間エネルギーを生成する。一定期間の積分は、その期間内のシンボルの総エネルギーをもたらす。しかしながら、干渉信号のノイズおよび積分エネルギーの両方を削減するために、入力信号を対象帯域に制限するように入力信号をフィルタリングする必要がある。図７の例示的なＵＷＢ受信機内で、ＶＧＡ７５０は、帯域通過フィルタリング機能を提供する適切な設計を介してこれを提供した。しかしながら、消費電力に実質的な影響を与えず、バンドストップフィルタとバンドパスフィルタとを可能にしつつ、増幅機能とフィルタリング機能を分離して、それぞれを独立して最適化できると便利であろう。

従来技術のフィルタでは、特に中間周波数（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ（ＩＦ））バンドパスフィルタが必要な場合、通常、回路設計者に高い消費電力と低い品質係数を提示する。したがって、本発明者らは、スクエアラー（ｓｑｕａｒｅｒ）の前にスイッチトキャパシタＮパスフィルタを組み合わせることに基づいた設計方法論を確立した。明らかになるＮパスフィルタは、バンドパスまたはバンドストップフィルタであり、パッシブミキサー構造のローパスフィルタのアップ／ダウン変換に基づく。ローパスフィルタがより高い周波数にアップコンバートされ、中心周波数がクロック周波数によって調整できるため、品質係数は高くなり得る。ただし、Ｎパスフィルタの欠点は、同期受信機構造で高品質のクロックを生成するために必要なクロック発生器の消費電力が高いことである。これにより、この技術は通常、従来技術内の低電力アプリケーションにはあまり適していない。

しかしながら、本発明者らは、クロックジッタに関してＮパスフィルタの欠点を回避する手段を確立し、その結果、低電力クロック発生器が、Ｎパスフィルタに関連する従来技術の高電力高精度（低ジッタ）クロック発生器ではなく、Ｎパスフィルタに使用され得る。クロックジッタの影響は、入力信号のエネルギーをより広い帯域幅に分散させることであり、これにより同期受信機の帯域内エネルギーが削減される。しかしながら、本発明の実施形態による例示的なＵＷＢ受信機内では、Ｎパスフィルタが非同期受信機とペアになっている場合、例えば、図９に示すようなエネルギー検出器、エネルギー検出器がＮパスフィルタータイミングクロックの周波数拡散の影響を受けないため、信号のエネルギー全体がキャプチャされる。

この技術は、例えばＤＣ周辺の信号をダウンコンバートするために、セルフミキサー（ｓｅｌｆ－ｍｉｘｅｒ）としてスクエアラーを使用するシステムにも拡張され得る。このシナリオでは、Ｎパスフィルタによってスクエアラーの選択性が改善されるが、クロックジェネレーターは緩和した量のジッタを示し得るため、電力をあまり消費しない。

Ｆ．１実装例

図１３Ａおよび１３Ｂを参照すると、バンドパスおよびバンドストップの両方の変形例についての本発明の例示的な実装が示される。図１３Ａを検討すると、受信機フロントエンド１３６０は、例えば、アンテナ、ＬＮＡ、ＲＦアンプ、ＶＧＡが信号をさらに増幅する前に、信号をそれ自体で乗算して中間周波数（ＩＦ）に変換する第１スクエアリングミキサを含む。ＶＧＡの出力は、クロック発生器（ＣＬＫ Ｇｅｎ）１３２０によって駆動されるＮパスフィルタ１３１０に結合され、Ｎパスバンドパス（ＮＰ－ＢＰ）フィルタ１３１０の出力は、次いで、スクエアラー１３３０に結合され、その後、例えば積分器１３４０を含む後続の受信機回路に結合される。図１３Ｂでは、同じ全体的な受信機回路構成が描かれているが、Ｎパスバンドパスフィルタ１３１０はＮパスバンドストップフィルタ（ＮＰ－ＢＳ）１３５０に置き換えられる。

図１４は、本発明の一実施形態によるＮＰ－ＢＰ１３１０の例示的な設計を示しており、フィルタリングされる受信信号、Ｖ_ＩＮは、それぞれＮパス１４１０Ａから１４１０Ｎに結合されている。各パスは、入力スイッチＳ_Ｘ１（Ｘ＝１、２、・・・・、Ｎ）、フィルタＦ_Ｘ（Ｘ＝１、２、・・・・、Ｎ）、および出力スイッチＳ_Ｘ２（Ｘ＝１、２、・・・・、Ｎ）で構成されている。Ｎパス１４１０Ａから１４１０Ｎからの出力は、それぞれ組み合わされて、フィルタリングされた出力Ｖ_ＯＵＴ、を提供する。フィルタＦ_Ｘは、ローパスフィルタまたはバンドパスフィルタである。

図１４に示されたＮＰ－ＢＰは図１５Ａに示されており、各電気スイッチに印加されるクロック信号と個々のフィルタＦｘの例示的なＲＣフィルタ設計が示されている。図示されているように、入力および出力電気スイッチは、それぞれ各ＮＰ－ＢＰ １５１０ＡからＮＰ－ＢＰ １５１０Ｎ内で駆動され、それぞれ同じクロック信号よって駆動される、例えば、ＣＬＫ_０を含むＮＰ－ＢＰ １５１０Ａ、ＣＬＫ_１を含むＮＰ－ＢＰ １５１０Ｂなどから、ＣＬＫ_Ｎ－１を含むＢＰ－ＮＰ １５１０Ｎまで。スイッチの各ペアの間には、スイッチのペア間に直列に接続された抵抗器Ｒと、グランドに並列に接続されたキャパシタＣ_ｘ（Ｘ＝１、２、・・・・、Ｎ）を含むＲＣフィルタがある。クロック信号は図１５Ｂに示されているが、図１５Ｃは単一の抵抗器ＲがＮパスへの分割の前に配置されている第１実装の簡略化を示す。図１６は、ＮＰ－ＢＰが片面設計として実装されている、さらなる実装の簡略化を示す。したがって、入力は、そのクロック信号ＣＬＫ_Ｙ（Ｙ＝０、１、・・・・、Ｎ－１）および関連するキャパシタＣ_ｘ（Ｘ＝１、２、・・・・、Ｎ）によって駆動される単一のスイッチを含むＮパスに結合される。今や、出力はすべてのパスと入力の間の共通点である。

スクエアリングミキサ（ＳＱ－ＭＩＸ）９００を備えたスクエアラー１３３０の例示的な実装を図９に示す。これは差動スクエアラーの実装であるため、図１７に示すような差動Ｎパスフィルタに結合され得る。したがって、図１６に示すような一対のＮＰ－ＢＰ片側フィルタが示されており、それぞれがＮスイッチおよびキャパシタを備えた入力抵抗器Ｒを含む。図１７Ｎ＝４内では、キャパシタＣ_１；Ｃ_２；Ｃ_３；Ｃ_４を備えた４つの並列パス１７１０Ａから１７１０Ｄが示されており、ここで、差動回路は、スイッチによって各差動入力に結合された単一のキャパシタを使用する。これらのスイッチは、ＣＬＫ（θ＝０°）；ＣＬＫ（θ＝９０°）；ＣＬＫ（θ＝１８０°）；ＣＬＫ（θ＝２７０°）として示されるクロック信号の適切な位相によって駆動される。これらのクロックは、クロック発生器回路からそれに結合された差動クロックから４段階クロック発生器１７２０によって生成されている。

図１８は、図１６に示したものと同等のバンドストップフィルタ設計を示しており、バンドストップフィルタは今、抵抗器Ｒと直列のキャパシタＣｘ（Ｘ＝１、２、・・・・、Ｎ）を含む。

Ｇ．ＵＷＢインパルス無線（Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒａｄｉｏ）による測距と測位

前述のように、距離測定と位置／位置測定は、ＵＷＢトランシーバを使用するデバイス／サブシステム／システム／コンポーネントなどの多くのアプリケーションの１つの態様である。そのようなデバイス／サブシステム／システム／コンポーネントなどの追加のハードウェア機能内でＵＷＢベースの技術を利用していないことは、別の無線技術、例えば、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ、Ｗｉ－Ｆｉ、ＷｉＭＡＸなどのマイクロ波／ＲＦ無線システムのある外部環境において内部／外部環境の両方をカバーするものの内部アプリケーション向けのローカルに基づく光学／ＲＦ／マイクロ波、または全地球測位システム（ＧＰＳ）／無線三角測量などを使用して、所望の距離測定と位置／位置測定を実現するために、関連する消費電力などとともに提供されなければならない。

したがって、発明者らは、いずれも参照により本明細書に組み込まれる、ＷＯ ／ ２０１６／１９１８５１「Ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄｓ ｆｏｒ Ｓｐｅｃｔｒａｌｌｙ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ ａｎｄ Ｅｎｅｒｇｙ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ Ｕｌｔｒａ－Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒａｄｉｏｓ ｗｉｔｈ Ｓｃａｌａｂｌｅ Ｄａｔａ Ｒａｔｅｓ」およびＷＯ ／ ２０１５／１０３６９２「Ｓｙｓｔｅｍｓ ｒｅｌａｔｉｎｇ ｔｏ Ｕｌｔｒａ－Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ Ｄｙｎａｍｉｃ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ａｎｄ Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ Ｈｏｐｐｉｎｇ」内で説明および図示されるものと一緒に、この特許出願内で彼らが開発した低電力パルスベースのＵＷＢ送信機／受信機／トランシーバを活用した２つの技術を確立した。

Ｆ．１ 飛行距離測定の時間（同期ＵＷＢトランシーバーペア）

この距離測定システムは、ＵＷＢ通信リンクに関して説明されており、例示的な２０Ｍｂｐｓの無線データレートと組み合わせて革新的なエネルギー検出方式を活用している。ＵＷＢトランシーバの高度な同期スキームの機能を活用して、堅牢な通信とパルスバンドルの追跡を確保し、測距スキームを使用して到着時に「ズームイン」する。

ＵＷＢトランシーバ／受信機に加えて、集積回路（ＩＣ）実装またはハイブリッド実装には、図１９に従って説明および図示されている測距回路が必要である。所望の測距推定の許容範囲／精度に応じて、センチメートル範囲での測距推定を可能にするためにより高い精度のタイミング基準が必要になる場合があります。

システムブロック図の簡略版と簡略化されたパルス列を図１９に示す。入ってくるパルス列は、ポストアンテナ１９１０を通過し、低ノイズアンプ（ＬＮＡ）１９２０を通過する。増幅された受信信号の一部は、相関器回路１９４０に結合され、残りは受信機フロントエンド回路１９３０の残りに伝播する。相関器回路１９４０は、受信信号を、パルス発生器１９７０によって駆動される基準パルス発生器１９６０によって提供される基準パルスと相関させる。パルス発生器１９７０自体は、発明者によって確立された本発明の実施形態による公称２０Ｍｂ／ｓのＵＷＢ方式に対して０．５ｎｓ間隔の約５０タップを有する遅延ロックループ（ＤＬＬ）１９９０を通じて駆動される。ＤＬＬ１９８０は、精密基準クロック １９９０によって駆動される。相関器回路１９４０からの出力はタイマー回路に送られる。

パルスバンドルの構成により、パルス列内のすべてのパルスの中心周波数が異なるため、入力パルス列内の１つのパルスのみが基準（またはテンプレート）パルスと一致するだろう。これは、本発明の実施形態に関して上記で示し説明したようなＵＷＢエネルギー検出器受信機が、完全なパルス列のエネルギーを統合して通信距離を増加させるという利点を依然として引き出すことができることを意味し、一方で、測距部分は、単一パルスで「ズームイン」してタイミング分解能を向上させ得る。

本発明の実施形態による例示的なプロセスは、タップ＃１で開始し、各パルスバンドルの後、相関ピークが確立されるまでタップが進められるだろう。エネルギー検出受信機は、パルスバンドルの「位置」を２５ｎｓ以内にすでに知っているため、検索スペースが大幅に削減される。これにより、ハードウェアの複雑さ、検索時間などが大幅に削減される。

Ｆ１．１ 飛行アルゴリズムの時間

本発明の実施形態によるこの例示的なアルゴリズムは、一対のＵＷＢトランシーバが既に同期されていることを前提としていることに留意することが重要である。参考のために図２０に簡略化したタイミング図を示し、図２１に本発明の実施形態によるアルゴリズムの例示的なプロセスフローを示す。この例示的なアルゴリズムの多くの変形が可能であることは、当業者には明らかであろう。基本的な精度は、トランシーバで利用可能な基準の精度に依存し、サブナノ秒レベルの精度／ドリフトが推奨される。

次に図２１を参照すると、プロセスはステップ２１０５から２１５０を含む。ステップ２１０５から２１２５は以下を示す。
・ステップ２１０５：ＵＷＢトランシーバーペア（ＵＷＢ＃１とＵＷＢ＃２）を同期する。
・ステップ２１１０：ＵＷＢチップ＃１は、ＵＷＢパルスバンドルで構成されるパケットを送信する。
・ステップ２１１５：ＵＷＢチップ＃１タイマー（ＴＣ１）は、最後のパルスバンドルの送信中に開始される。
・ステップ２１２０：ＵＷＢ＃２がパケットを受信し、相関器回路１９４０／ＤＬＬ回路１９９０が適切なパルスに同期する。
・ステップ２１２５：ＵＷＢ＃２は、最後のバンドル内の同期パルスが受信されるとタイマーを開始する。

その後、以下を含むステップ２１３０から２１５０が実行される。
・ステップ２１３０：ＵＷＢ＃２は、両方のトランシーバに既知の正確な時間を待機する。（注意：チップ＃２は、パケット長がわかっているため、最後のバンドルがいつ発生するかを認識する。）
・ステップ２１３５：正確な待機時間の後、チップ＃２は同じタイプのパケットをチップ＃１に送り返す。
・ステップ２１４０：ここで、チップ＃１は同じ同期プロセスを実行する。
・ステップ２１４５：チップ＃１は、パケットの最後のバンドルが到着したことを判断し、そのＴＣ１タイマーを停止して経過時間、ＴＣ１_{ＥＬＡＰＳＥ}を生成する。
・ステップ２１５０：チップ＃１は、以下の式（１）および測距距離に基づいて飛行時間（ＴＯＦ）を決定する。
ＴＣ１_{ＥＬＡＰＳＥ}＝ＴＯＦ＋既知の待機時間＋ＴＯＦ＋パケット長 （１）

任意に、チップ＃１は、相関器が適切なパルスを検出するとすぐにタイマーを停止し、ＴＯＦ計算で「パケット長」を使用する代わりに、それは「相関前のバンドル数」を使用し得る。これにより、タイミングエラーが減少し、バンドルの数がトランシーバのビットカウンターから認識される。

ステップ２１１０から２１５０を繰り返して、精度を向上させて平均化された結果を提供し得る。しかしながら、任意で、一対のトランシーバは、使用するＤＬＬタップをおおよそ知っているので、パケットの長さを短くし得る。したがって、より短いパケットは、ＵＷＢトランシーバ間のクロックのドリフトが少ないことを意味する。

Ｆ．２ 統合時間ウィンドウ距離測定（非同期ＵＷＢトランシーバーペア）

本発明の一実施形態によれば、一対のＵＷＢ回路、チップ＃１およびチップ＃２は、それぞれのチップの内部クロックに基づいて繰り返され得るＵＷＢインパルスをそれぞれ送信し得る。チップ＃１とチップ＃２の両方が、他のＵＷＢ回路の送信機からＵＷＢインパルスを受信し得る。本発明の一実施形態による方法によるＵＷＢ回路は、それぞれチップ＃１およびチップ＃２のＰＷ１およびＰＷ２として定義される積分時間ウィンドウ内で入力信号エネルギーを積分することにより、ＵＷＢインパルスの到着を認識する。これらの積分ウィンドウは各チップの内部クロックに基づいており、チップ＃１はチップ＃２とは少し異なる内部クロックを有するため、ＰＷ２はＰＷ１よりも少し長くなっている。したがって、２つのチップを同期してはならない。

図２２を参照すると、図２３にタイミング図が示されている距離測定の積分時間ウィンドウ法の例示的なプロセスフローが示されている。

このアルゴリズムは、次のステップ２２１０から２２８０で構成される。
・ステップ２２１０：チップ＃１はＵＷＢインパルスを送信する（図２３の第１タイミング２３００Ａは、このインパルスエネルギー対時間を示す）。
・ステップ２２２０：（２つのチップ間の距離に比例する）時間、ΔＴの後、インパルスはチップ＃２に到達します（図２３の第２タイミング２３００Ｂ）。
・ステップ２２３０：このインパルスを検出するために、Ｃｈｉｐ＃２は積分時間ウィンドウ内で入力信号のエネルギーを積分する（図２３の第３タイミング２３００Ｃ）。
・ステップ２２４０：積分時間ウィンドウ内のエネルギーがしきい値より大きい場合、インパルスがチップ＃２に到着し、次の積分ウィンドウの開始時に、チップ＃２がエコー信号をチップ＃１に送り返すと想定される（図２３の第４タイミング２３００Ｄ）。
・ステップ２２５０：時間ΔＴが経つと、このエコーインパルスがチップ＃１に到達する（図２３の第５タイミング２３００Ｅ）。
・ステップ２２６０：チップ＃１は、独自の積分ウィンドウ内で入力信号のエネルギーを統合する（第６タイミング２３００Ｆ）。
・ステップ２２７０：この統合されたエネルギーは、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）に渡され、チップ＃１と結合されてΔＴが推定される。
・ステップ２２８０：ステップ２２１０から２２７０は何度も繰り返されてもよく、推定されたΔＴはその不確実性を減らすために平均化される。

Ｆ２．１デジタル信号処理による飛行時間：

多くの測距アルゴリズム内で、送信信号と受信エコーの時間差（ΔＴ）を使用して、信号の飛行時間（ＴＯＦ）を測定する。この飛行時間は、送信機とエコー発生器の間の距離に比例する。ただし、以下に示す提案アルゴリズム内では、時間差は直接測定されず、デジタル信号処理アルゴリズムを介して導出される。このアルゴリズムは、図２３の第６グラフ２３００Ｆに示すように、エコー信号が受信されると、そのエネルギーが２つの連続する積分時間ウィンドウに分配されるという事実を利用する。エコー信号の正確な到着時間は、これら２つのタイムスロットのそれぞれに統合されるエネルギーの割合を処理することで推定され得、これは、それぞれＥ１およびＥ２と呼ばれる。例えば、エネルギーが等しい場合、つまりＥ１＝Ｅ２の場合、これは信号が最初のタイムスロットのちょうど中央に到着したことを意味する。線形近似を使用すると、推定到着時間が式（２）で与えられることが示され、式中、ＰＷ１はタイムスロットの幅である。

したがって、時間差ΔＴＯＡは正確に測定され、この時間はΔＴに関連する必要がある。図２３に示すように、この時間差ΔＴＯＡは２つのタイムスロットで構成され、送信信号とエコー信号の間の時間（ΔＴ１２）と、チップ＃２のエコー信号とチップ＃１での受信信号（ΔＴ）である。

ΔＴ１２の計算：チップ＃２の受信信号（図２３の第３グラフ２３００Ｃ）が積分時間ウィンドウの開始点に正確に到達した場合、ΔＴ１２はΔＴ＋ＰＷ２と等しくなり、それ以外の場合は、それは、チップ＃１とチップ＃２の同期がとれていないため、ΔＴ＋０．５ＰＷ２とΔＴ＋１．５ＰＷ２の間で均一な分布を有するランダム変数である。したがって、ΔＴＯＡは２×ΔＴ＋ＰＷ２の平均値を有する。したがって、アルゴリズムを繰り返し、多くのサンプルのΔＴＯＡを測定し、平均化することにより、ΔＴが推定され得る。

実施形態の完全な理解を提供するために、上記の説明において特定の詳細が与えられている。しかし、これらの特定の詳細なしで実施形態を実施できることが理解される。例えば、不必要な詳細で実施形態を不明瞭にしないために、回路がブロック図で示され得る。他の例では、実施形態を曖昧にすることを回避するために、不必要な詳細なしに、周知の回路、プロセス、アルゴリズム、構造、および技術が示され得る。

上記の技術、ブロック、ステップ、および手段の実装は、さまざまな方法で実行され得る。例えば、これらの技術、ブロック、ステップ、および手段は、ハードウェア、ソフトウェア、またはそれらの組み合わせで実装され得る。ハードウェア実装の場合、処理ユニットは、１つまたは複数の特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、デジタル信号処理デバイス（ＤＳＰＤ）、プログラマブルロジックデバイス（ＰＬＤ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラー、マイクロプロセッサー、上記の機能を実行するように設計された他の電子ユニット、および／またはその組み合わせ内に実装され得る。

また、実施形態は、フローチャート、フロー図、データフロー図、構造図、またはブロック図として示されるプロセスとして説明され得ることに留意されたい。フローチャートでは、操作を順次プロセスとして説明し得るが、操作の多くは並行して、または同時に実行され得る。さらに、操作の順序を並べ替え得る。プロセスは、その操作が完了すると終了するが、図に含まれていない追加のステップがあり得る。

本発明の例示的な実施形態の前述の開示は、例示および説明の目的で提示されている。網羅的であること、または開示された正確な形態に本発明を限定することは意図されていない。本明細書に記載の実施形態の多くの変形および修正は、上記の開示に照らして当業者には明らかであろう。本発明の範囲は、本明細書に添付される請求項およびそれらの均等物によってのみ定義されるものである。

さらに、本発明の代表的な実施形態を説明する際に、本明細書は、本発明の方法および／またはプロセスを特定の一連のステップとして提示し得る。しかし、方法またはプロセスが本明細書に記載の特定の順序のステップに依存しない限り、方法またはプロセスは、説明された特定のステップの順序に限定されるべきではない。当業者が理解するように、ステップの他の順序が可能であり得る。したがって、本明細書に記載されたステップの特定の順序は、請求項の制限として解釈されるべきではない。加えて、本発明の方法および／またはプロセスに関する請求項は、記載された順序でのそれらのステップの実行に限定されるべきではなく、当業者は、順序が変更されてもなお本発明の精神および範囲内にあることを容易に理解し得る。

Claims (8)

1. 第１超広帯域（ＵＷＢ）トランシーバおよび第２ＵＷＢトランシーバに対して実行されるプロセスを使用して、前記第１ＵＷＢトランシーバと前記第２ＵＷＢトランシーバとを含む一対のＵＷＢトランシーバ間の範囲を確立することを含む方法であって、
   前記プロセスは、
   第１クロックレートに依存する第１積分ウィンドウを有する前記第１クロックレートで動作する前記第１ＵＷＢトランシーバで超広帯域（ＵＷＢ）インパルスを送信することと、
   前記ＵＷＢインパルスの受信に応じて、前記第２ＵＷＢトランシーバによって生成されたエコー信号を前記第２ＵＷＢトランシーバから受信することと、
   受信されたＵＷＢ信号を前記第１積分ウィンドウ内で積分し、前記第１積分ウィンドウ内の前記受信されたエネルギーが前記エコー信号が受信された所定の閾値をいつ超えるかを決定することと、
   前記第１積分ウィンドウ内の積分エネルギーをデジタル信号処理（ＤＳＰ）回路に渡すことと、
   前記ＤＳＰ回路で経過時間の推定値を導き出すことと、を含む方法。
2. 前記エコー信号は、
   第２クロックレートに依存する確立された第２積分ウィンドウを有する前記第２クロックレートで動作している前記第２ＵＷＢトランシーバで前記ＵＷＢインパルスを受信することと、
   受信されたＵＷＢ信号を前記第２積分ウィンドウ内で積分し、第２積分ウィンドウ内の前記受信されたエネルギーが前記ＵＷＢインパルスが受信された所定の閾値をいつ超えるかを決定することと、
   前記ＵＷＢインパルスの受信の決定後、次の第２積分ウィンドウで前記エコー信号を送信することと、を含むプロセスを介して前記第２ＵＷＢトランシーバによって生成される、請求項１に記載の方法。
3. 前記プロセスを複数回繰り返して、経過時間の推定値を平均する、請求項１に記載の方法。
4. 前記ＵＷＢインパルスは、複数のＮ個のパルスを含み、前記Ｎ個のパルスの各パルスは、複数のＭ個の周波数のうちの所定の周波数であり、所定の振幅を有し、所定のパルス長を有する、請求項１に記載の方法。
5. 前記エコー信号は、複数のＮ個のパルスを含み、前記Ｎ個のパルスの各パルスは、複数のＭ個の周波数のうちの所定の周波数であり、所定の振幅を有し、所定のパルス長を有する、請求項１に記載の方法。
6. 前記ＵＷＢインパルスは、複数のＮ個のパルスを含み、前記Ｎ個のパルスの各パルスは、複数のＭ個の周波数のうちの第１の所定の周波数であり、第１の所定の振幅を有し、第１の所定のパルス長を有し、
   前記エコー信号は、複数のＲ個のパルスを含み、前記Ｒ個のパルスの各パルスは、複数のＳ個の周波数のうちの第２の所定の周波数であり、第２の所定の振幅を有し、第２の所定のパルス長を有する、請求項１に記載の方法。
7. 第１超広帯域（ＵＷＢ）トランシーバおよび第２ＵＷＢトランシーバに対して実行されるプロセスを使用して、前記第１ＵＷＢトランシーバと前記第２ＵＷＢトランシーバとを含む一対のＵＷＢトランシーバ間の範囲を確立することを含む方法であって、
   前記プロセスは、前記一対のＵＷＢトランシーバのうちの前記第２ＵＷＢトランシーバで送信されたＵＷＢパルスバンドルの処理に依存して、前記一対のＵＷＢトランシーバのうちの前記第１ＵＷＢトランシーバの一部を構成する相関器回路を使用する前記第１ＵＷＢトランシーバにタイミング基準プロセスを確立することを含み、
   前記相関器回路は、
   基準パルス列を生成するためのパルス発生器からの信号で駆動される基準パルス発生器と、
   精密な基準クロックで駆動される遅延ロックループ（ＤＬＬ）を介して駆動される前記パルス発生器と、
   互いに所定の時間オフセットで間隔をあけられた複数のタップを含む前記ＤＬＬと、
   前記第１ＵＷＢトランシーバによって受信された前記ＵＷＢパルスバンドルの一部を前記基準パルス列と相関させる相関器と、を含み、
   かつ、以下の少なくとも１つを含む、方法。
   前記複数のタップのうちの互いからの所定の時間オフセットおよび前記複数のタップ内のタップ数は、前記第１ＵＷＢトランシーバおよび前記第２ＵＷＢトランシーバの間の通信のための公称データレートおよび前記ＵＷＢパルスバンドルの持続時間のうちの少なくとも１つに依存して確立される、および
   前記タイミング基準プロセスは、前記相関器で相関ピークが確立されるまで、前記基準パルス列を生成するために前記基準パルス発生器を駆動する際に、前記ＤＬＬからの前記複数のタップのうちのどのタップが採用されるかを進める。
8. 第１超広帯域（ＵＷＢ）トランシーバおよび第２ＵＷＢトランシーバに対して実行されるプロセスを使用して、前記第１ＵＷＢトランシーバと前記第２ＵＷＢトランシーバとを含む一対のＵＷＢトランシーバ間の範囲を確立することを含む方法であって、
   前記プロセスは、前記一対のＵＷＢトランシーバのうちの前記第２ＵＷＢトランシーバで送信されたＵＷＢパルスバンドルの処理に依存して、前記一対のＵＷＢトランシーバのうちの前記第１ＵＷＢトランシーバの一部を形成する相関器回路を使用する前記第１ＵＷＢトランシーバに、タイミング基準プロセスを確立することを含み、
   前記第１ＵＷＢトランシーバは、
   前記第２ＵＷＢトランシーバにより送信された前記ＵＷＢパルスバンドルを受信するための入力ポートと、前記相関器回路に接続された第１出力ポートと、エネルギー検出器回路に接続された第２出力ポートと、
   を含むタップを含み、
   前記エネルギー検出器回路は、受信したＵＷＢパルスバンドルをデータに変換し、
   タイミング基準回路と前記エネルギー検出器回路とは同時に動作し、
   前記タイミング基準回路の出力は、前記一対の超広帯域（Ｕｌｔｒａ－Ｗｉｄｅｂａｎｄ（ＵＷＢ））トランシーバ間の範囲を確立するためのタイミング情報を確立に使用される、方法。

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