JPS6016013A - 狭帯域フイルタ - Google Patents
狭帯域フイルタInfo
- Publication number
- JPS6016013A JPS6016013A JP12267483A JP12267483A JPS6016013A JP S6016013 A JPS6016013 A JP S6016013A JP 12267483 A JP12267483 A JP 12267483A JP 12267483 A JP12267483 A JP 12267483A JP S6016013 A JPS6016013 A JP S6016013A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- pass filter
- phase
- signal
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H19/00—Networks using time-varying elements, e.g. N-path filters
- H03H19/002—N-path filters
Landscapes
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔技術分野〕 ・
本発明は、Ｎパスフィルタを用いて構成される狭帯域フ
ィルタに関する。
ィルタに関する。
Ｎパスフィルタは、狭帯域な特性を容易に得ることがで
き、しかも駆動用の高速クロックの周波数さえ決まれば
、狭帯域特性の中心周波数を非常に正確に設定できると
いう特徴をもっている。この特徴ゆえにデジタル通信分
野において、受信したベースバンド信号内のパルス符号
列を識別するために必要なベースバンド信号に同期した
クロック信号を抽出する狭帯域フィルタとして用いられ
ている。
き、しかも駆動用の高速クロックの周波数さえ決まれば
、狭帯域特性の中心周波数を非常に正確に設定できると
いう特徴をもっている。この特徴ゆえにデジタル通信分
野において、受信したベースバンド信号内のパルス符号
列を識別するために必要なベースバンド信号に同期した
クロック信号を抽出する狭帯域フィルタとして用いられ
ている。
ところがＮパスフィルタを駆動する高速クロックは受信
データとは独立に受信機内で発生させているため、高速
クロックによって設定するＮパルスフィルタの中心周波
数と受信データの周波数が一致せず、一般にわずか寿が
らも、ずれている。
データとは独立に受信機内で発生させているため、高速
クロックによって設定するＮパルスフィルタの中心周波
数と受信データの周波数が一致せず、一般にわずか寿が
らも、ずれている。
このため、以下に説明するように受信したベースバンド
信号から抽出した再生用のクロックにジッタが生じるこ
とになり、従ってこのクロックを用いてベースバンド信
号内のパルス符号列を識別するとき、誤り率上昇の原因
となる。
信号から抽出した再生用のクロックにジッタが生じるこ
とになり、従ってこのクロックを用いてベースバンド信
号内のパルス符号列を識別するとき、誤り率上昇の原因
となる。
第１図は従来鷹嘔係る狭帯域フィルタを用いたクロック
再生回路の構成を示す回路図である。５は入力端子Ａか
ら受信したデータ信号の高周波雑音を除去するだめの四
−パスフィルタであり、６は全波整流回路である。７は
全波整流回路６によって整流されたデータ信号内に含ま
れるデータパルスの周波数成分と同じ周波数で形成され
た連続正弦波をつくりだすためのＮパスフィルタを用い
て構成される狭帯域フィルタであり、同一の容量値ヲ有
するコンデンサ群Ｃ０〜Ｃ１１，スイッチＩＮ’Ｓｓ〜
ｓ８． 抵抗Ｒ１，バッファアンプ３、ローパスフィル
タ４およびスイッチ群８１〜Ｓ１１を切換制御する切換
信号発生器１によって構成されている。２は切換信号発
生器１に所定の周波数のクロック信号を送るための信号
発振器である。、８はＮパスフィルタ７から出力された
所要の周波数の正弦波を矩形波に変換するだめの矩形波
形形成回路である。９は矩形波形形成回路８の出力する
タイミングパルス信号（ＲＣＬＫ）により制御され、ロ
ーパスフィルタ５から出力されたベースバンド信号から
所要のデジタル情報（ＲＤＡＴＡ）を取りだすための識
別回路である。
再生回路の構成を示す回路図である。５は入力端子Ａか
ら受信したデータ信号の高周波雑音を除去するだめの四
−パスフィルタであり、６は全波整流回路である。７は
全波整流回路６によって整流されたデータ信号内に含ま
れるデータパルスの周波数成分と同じ周波数で形成され
た連続正弦波をつくりだすためのＮパスフィルタを用い
て構成される狭帯域フィルタであり、同一の容量値ヲ有
するコンデンサ群Ｃ０〜Ｃ１１，スイッチＩＮ’Ｓｓ〜
ｓ８． 抵抗Ｒ１，バッファアンプ３、ローパスフィル
タ４およびスイッチ群８１〜Ｓ１１を切換制御する切換
信号発生器１によって構成されている。２は切換信号発
生器１に所定の周波数のクロック信号を送るための信号
発振器である。、８はＮパスフィルタ７から出力された
所要の周波数の正弦波を矩形波に変換するだめの矩形波
形形成回路である。９は矩形波形形成回路８の出力する
タイミングパルス信号（ＲＣＬＫ）により制御され、ロ
ーパスフィルタ５から出力されたベースバンド信号から
所要のデジタル情報（ＲＤＡＴＡ）を取りだすための識
別回路である。
次に従来例に係るＮパスフィルタを用いて構成される狭
帯域フィルタの動作を説明する。クロック信号発振器２
の発振周波数はＮパスフィルタの中心周波数の８倍のク
ロック信号を出力しており、Ｎパスフィルタの中心周波
数はデータパルスの周波数成分と同じ周波数に合わせて
いる。切換信号発生器１はクロック信号発振器２のクロ
ックにより作動し、これによりスイッチ群Ｓ、〜Ｓ８は
次々に’ ＯＮ ＋するが、複数のスイッチが同時に’
ＯＮ’状態になることはなく、またスイッチの切換えは
瞬時に行われる。入力データ信号は入力端子Ｂおよび抵
抗Ｒ１を通じて入力した後、コンデンサ０１〜Ｃ８に次
々に切換わり充放電される。′同時にコンデンサＣ，−
，，Ｃ，に充電された電圧がバッファアンプ３を通じて
読出され、ローパスフィルタ４で高調波を除去された稜
、出力される。
帯域フィルタの動作を説明する。クロック信号発振器２
の発振周波数はＮパスフィルタの中心周波数の８倍のク
ロック信号を出力しており、Ｎパスフィルタの中心周波
数はデータパルスの周波数成分と同じ周波数に合わせて
いる。切換信号発生器１はクロック信号発振器２のクロ
ックにより作動し、これによりスイッチ群Ｓ、〜Ｓ８は
次々に’ ＯＮ ＋するが、複数のスイッチが同時に’
ＯＮ’状態になることはなく、またスイッチの切換えは
瞬時に行われる。入力データ信号は入力端子Ｂおよび抵
抗Ｒ１を通じて入力した後、コンデンサ０１〜Ｃ８に次
々に切換わり充放電される。′同時にコンデンサＣ，−
，，Ｃ，に充電された電圧がバッファアンプ３を通じて
読出され、ローパスフィルタ４で高調波を除去された稜
、出力される。
入力データ信号内に含まれるデータパルスの周波数成分
とＮパスフィルタの中心周波数が完全に止した状態で現
われる。ところが、中心周波数がわずかにずれていると
（Δｆとする）、ずれた大きさに応じて最大、第２図（
ｂｌで示すような波形が表われ、位相面は周期的（周期
＝１／△ｆ）に第２図（ａ）から（ｂ）へ、（ｂ）から
（ａｌへと変動する。このためローパスフィルタ４の出
力りには第２図（Ｃ）示すようなジッタが生じ、矩形波
形形成回路８の出力するタイミングパルス信号（ＲＣＬ
Ｋ）にもジッタが生じる。１従って、この再生用のクロ
ック（ＲＣＬＫ）を用いて識別回路９を制御したとき、
所要のデジタル情報（ＲＤＡ、ＴＡ）が得られず、誤シ
率が上昇する原因となる。たとえ、クロック信号発信器
２５− に水晶発振器を用いたとしても、水晶の固有振動数にバ
ラツキがあるため、煩雑な精密な調整作業が必要である
し、調整したとしても周囲温度等により固有振動数が変
化し、ジッタを防止することができ喰い。
とＮパスフィルタの中心周波数が完全に止した状態で現
われる。ところが、中心周波数がわずかにずれていると
（Δｆとする）、ずれた大きさに応じて最大、第２図（
ｂｌで示すような波形が表われ、位相面は周期的（周期
＝１／△ｆ）に第２図（ａ）から（ｂ）へ、（ｂ）から
（ａｌへと変動する。このためローパスフィルタ４の出
力りには第２図（Ｃ）示すようなジッタが生じ、矩形波
形形成回路８の出力するタイミングパルス信号（ＲＣＬ
Ｋ）にもジッタが生じる。１従って、この再生用のクロ
ック（ＲＣＬＫ）を用いて識別回路９を制御したとき、
所要のデジタル情報（ＲＤＡ、ＴＡ）が得られず、誤シ
率が上昇する原因となる。たとえ、クロック信号発信器
２５− に水晶発振器を用いたとしても、水晶の固有振動数にバ
ラツキがあるため、煩雑な精密な調整作業が必要である
し、調整したとしても周囲温度等により固有振動数が変
化し、ジッタを防止することができ喰い。
本発明は上記の点に鑑み提案されたものであり、再生用
のクロックのジッタの除去を可能とする狭帯域フィルタ
の提供を目的とする。
のクロックのジッタの除去を可能とする狭帯域フィルタ
の提供を目的とする。
本発明はＮパスフィルタ駆動用の切換信号発生器と、Ｎ
パルスフィルタを構成するコンデンサのうち任意に選択
された２つのコンデンサに充電された電圧を比較するコ
ンパレータと、コンパレータの出力を積分するローパス
フィルタト、ローパスフィルタの出力電圧に応じて制御
された発振周波数の信号を切換信号発生器に出力する電
圧制御発振器とによって構成されている。
パルスフィルタを構成するコンデンサのうち任意に選択
された２つのコンデンサに充電された電圧を比較するコ
ンパレータと、コンパレータの出力を積分するローパス
フィルタト、ローパスフィルタの出力電圧に応じて制御
された発振周波数の信号を切換信号発生器に出力する電
圧制御発振器とによって構成されている。
本発明に係る実施例の構成を図面を参照しなか−八 −
ら説明する。第３図は本発明の実施例に係るＮパスフィ
ルタを用いて（・Ｈ１成される狭帯域フィルタの回路図
であり、１０は電圧制御発振器（以下■ＣＯという）、
１１はローパスフィルタである。、１２はコンパレータ
であり、その入力端子の一方はコンデンサＣ４に、他方
はコンデンサＣ３に接続されている。
ルタを用いて（・Ｈ１成される狭帯域フィルタの回路図
であり、１０は電圧制御発振器（以下■ＣＯという）、
１１はローパスフィルタである。、１２はコンパレータ
であり、その入力端子の一方はコンデンサＣ４に、他方
はコンデンサＣ３に接続されている。
次に本発明に係る実施例の動作について説明する。ＶＣ
ＯＩＯの自走周波数は、抵抗ＩＬ１を通じて入力するデ
ータ信号内に含１れるデータパルスの周波数成分の周波
数の８倍に設定されている。いま、データ信号の信号波
の位相とＶＣＯｌＯの出力する信号の位相がすれている
結果、コンデンサＣ４の充電電圧■４とコンデンサＣ８
の充電電圧■８はＶａ ＞ Ｖａの関係にあるとする。
ＯＩＯの自走周波数は、抵抗ＩＬ１を通じて入力するデ
ータ信号内に含１れるデータパルスの周波数成分の周波
数の８倍に設定されている。いま、データ信号の信号波
の位相とＶＣＯｌＯの出力する信号の位相がすれている
結果、コンデンサＣ４の充電電圧■４とコンデンサＣ８
の充電電圧■８はＶａ ＞ Ｖａの関係にあるとする。
コンパレータ１２はこの電圧を比較し、グランドレベル
の電圧を出力する。
の電圧を出力する。
これにより、ｖＣＯｌｏがその発振周波数を下げる方向
に制御され、切換信号発生器１の出力信号の位相も変わ
り、従って、スイッチＳ４．Ｓ８のスイッチングのタイ
ミングも変わる。逆に、’ Ｖａ ＞Ｖ４Ｏ関係に６る
と、コンパレータ１２は電源レベルの電圧を出力する。
に制御され、切換信号発生器１の出力信号の位相も変わ
り、従って、スイッチＳ４．Ｓ８のスイッチングのタイ
ミングも変わる。逆に、’ Ｖａ ＞Ｖ４Ｏ関係に６る
と、コンパレータ１２は電源レベルの電圧を出力する。
これにより、ＶＣＯＩＯの発振周波数は上がるのでスイ
ッチＳ、、８８のスイッチングのタイミングも変わる。
ッチＳ、、８８のスイッチングのタイミングも変わる。
このようにして、ＶＣＯｌＯの発振周波数はｖ４＝■８
が成り立つように、すなわちデータ信号の位相と一致す
る点で固定化される。
が成り立つように、すなわちデータ信号の位相と一致す
る点で固定化される。
以上説明したように本発明に係る狭帯域フィルタによれ
ば、入力データ信号内に含まれるデータパルスの周波数
成分の周波数とＮパスフィルタの中心周波数とを一致さ
せることが可能であるから、ジッタのないデータパルス
の周波数成分の周波数と同じ位相を有する信号を得るこ
とができる。ま
ば、入力データ信号内に含まれるデータパルスの周波数
成分の周波数とＮパスフィルタの中心周波数とを一致さ
せることが可能であるから、ジッタのないデータパルス
の周波数成分の周波数と同じ位相を有する信号を得るこ
とができる。ま
第１図は従来例に係る狭帯域フィルタを用いたクロック
再生回路の構成を示す回路図、第２図（ａ）（ｂ）は第
１図のバッファアンプ３の出力信号波形、第２図（Ｃ１
は第２図（ａｌおよび（ｂ）の出力信号波形の位相差に
よるジッタ現象を示すローパスフィルタ４を通過した稜
の信号波形、第３図は本発明に係る狭帯域フィルタの回
路図である。 図において、１・・・・・・切換信号発生器、２・・・
・・・信号発振器、３・・団・バッファアンプ、４，５
．１１ ・・・・・・ローパスフィルタ、６・・・・・
・全波整流器、７・・団・狭帯域フィルタ、８・・・・
・・矩形波形形成回路、９・・・・・・識別回路、１０
・・・・・・電圧制御発振器（ＶＣＯ）、１２・・・・
・・コンパレータでアル。 ９−
再生回路の構成を示す回路図、第２図（ａ）（ｂ）は第
１図のバッファアンプ３の出力信号波形、第２図（Ｃ１
は第２図（ａｌおよび（ｂ）の出力信号波形の位相差に
よるジッタ現象を示すローパスフィルタ４を通過した稜
の信号波形、第３図は本発明に係る狭帯域フィルタの回
路図である。 図において、１・・・・・・切換信号発生器、２・・・
・・・信号発振器、３・・団・バッファアンプ、４，５
．１１ ・・・・・・ローパスフィルタ、６・・・・・
・全波整流器、７・・団・狭帯域フィルタ、８・・・・
・・矩形波形形成回路、９・・・・・・識別回路、１０
・・・・・・電圧制御発振器（ＶＣＯ）、１２・・・・
・・コンパレータでアル。 ９−
Claims (1)
- Ｎパスフィルタを用いて構成された狭帯域フィルタにお
いて、前記Ｎパスフィルタ駆動用の切換信号発生器と、
前記Ｎパスフィルタを構成するコンデンサのうち任意の
選択された２つのコンデンサに充電された電圧を比較す
るコンパレータと、前記コンパレータの出力を積分する
ローパスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力電圧
に応じて制御された発振周波数の信号を前記切換信号発
生器に出力する電圧制御発振器とによって構成され、前
記２つのコンデンザ充電電圧が等しくなるように前記電
圧制御発振器の出力信号の位相が変位することにより、
前記切換信号発生器のＮパスフィルタ駆動用の出力信号
の位相が前記Ｎパスフィルタに入力する信号の位相に一
致することを可能とする狭帯域フィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12267483A JPS6016013A (ja) | 1983-07-06 | 1983-07-06 | 狭帯域フイルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12267483A JPS6016013A (ja) | 1983-07-06 | 1983-07-06 | 狭帯域フイルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6016013A true JPS6016013A (ja) | 1985-01-26 |
Family
ID=14841824
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12267483A Pending JPS6016013A (ja) | 1983-07-06 | 1983-07-06 | 狭帯域フイルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6016013A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0611561A (ja) * | 1992-01-22 | 1994-01-21 | Etr Electron Technol Rump Gmbh | 電気信号処理回路 |
| WO2010104892A3 (en) * | 2009-03-09 | 2010-11-25 | Qualcomm Incorporated | Passive switched-capacitor filters |
| GB2500057A (en) * | 2012-03-09 | 2013-09-11 | Renesas Mobile Corp | An N-path filter with variable N |
| JP2021145371A (ja) * | 2017-06-30 | 2021-09-24 | トランスファート プラスTransfert Plus | エネルギー効率の良い超広帯域インパルス無線システムおよび方法 |
-
1983
- 1983-07-06 JP JP12267483A patent/JPS6016013A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0611561A (ja) * | 1992-01-22 | 1994-01-21 | Etr Electron Technol Rump Gmbh | 電気信号処理回路 |
| WO2010104892A3 (en) * | 2009-03-09 | 2010-11-25 | Qualcomm Incorporated | Passive switched-capacitor filters |
| GB2500057A (en) * | 2012-03-09 | 2013-09-11 | Renesas Mobile Corp | An N-path filter with variable N |
| JP2021145371A (ja) * | 2017-06-30 | 2021-09-24 | トランスファート プラスTransfert Plus | エネルギー効率の良い超広帯域インパルス無線システムおよび方法 |
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