WO2016158958A1 - パルスレーダ装置 - Google Patents
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Definitions
- the present invention relates to a pulse radar device, and more particularly to a multi-beam pulse radar device capable of measuring the angle of an object from signals received by a plurality of receiving antennas.
- a radar device that detects a target object and obtains target information such as its position and relative speed by radiating a pulse signal as a radiated radio wave and receiving and processing a reflected wave reflected by the target object is known.
- target information such as its position and relative speed by radiating a pulse signal as a radiated radio wave and receiving and processing a reflected wave reflected by the target object.
- a pulse radar device of a monopulse system configured so as to be able to further measure the angle of the object has been conventionally known.
- a changeover switch for switching and inputting received signals from a plurality of receiving antennas is provided in the receiving circuit in order to obtain a small and inexpensive circuit configuration.
- Such a pulse radar device is mounted on a vehicle and used for safe driving support, for example.
- the phase or amplitude difference is directly obtained from each signal received by a plurality of receiving antennas, and this difference is input to a digital signal processing unit to detect the angle of the object.
- a digital signal processing unit to detect necessary information by performing processing such as beam selection and synthesis according to the detection purpose in the digital signal processing unit.
- processing such as directivity control, interference wave removal, or object tracking using a multi-beam is easily performed by digital processing. It is possible.
- a continuous wave is input from a continuous wave signal generating circuit that outputs a predetermined high frequency continuous wave (CW) signal (local signal), and this is input for a predetermined time using a high-speed RF switch.
- Means are known for modulating a continuous wave signal into a pulse signal by passing only the signal. In the pulse radar apparatus using such a pulse signal generation means, there is a problem that a continuous wave signal leaks and an unnecessary carrier leak occurs, which affects measurement of object information. .
- Patent Document 1 a technique disclosed in Patent Document 1 is known as a conventional technique for reducing the influence of continuous wave signal due to carrier leakage.
- a first local signal and a second local signal having a phase opposite to that of the first local signal are modulated and synthesized, thereby generating a pulse signal and generating the first local signal and the second local signal.
- the respective leak components of the local signals are arranged so as to cancel each other.
- the present invention has been made in view of the above problems, and can reduce the influence of a carrier leak of a local signal on a received signal by a simple circuit configuration and signal processing, and enables highly accurate angle measurement by a multi-beam method.
- An object of the present invention is to provide a pulse radar device that performs the above-described operation.
- a first aspect of the pulse radar apparatus of the present invention is a multi-beam type pulse radar apparatus that detects the angle of an object based on reception signals received by two or more reception antennas.
- a continuous wave generation circuit that outputs a continuous wave of a predetermined high frequency; a transmission circuit that inputs the continuous wave from the continuous wave generation circuit and modulates the pulse signal; and the pulse signal output from the transmission circuit
- a transmission antenna that radiates the signal to the space, two or more reception amplifiers that respectively amplify the reception signals received by the two or more reception antennas, and a reception signal amplified by the two or more reception amplifiers.
- a signal changeover switch for selecting and outputting one, and the received signal is input from the signal changeover switch to the baseband signal by the continuous wave input from the continuous wave generation circuit
- An unconverted mixer, and a frequency analyzer that inputs a baseband signal output from the mixer and detects at least an angle of the object, and the continuous wave leaks and is received by the receiving antenna
- a high-pass filter that reduces fluctuations in the DC level of the received signal caused by a leak component is further provided between the mixer and the frequency analyzer.
- Another aspect of the pulse radar device according to the present invention is characterized in that a cutoff frequency fcut of the high-pass filter is higher than a frequency at which the two or more receiving antennas are switched.
- the pulse repetition period in which the pulse signal is radiated from the transmitting antenna is PRP, and detection is performed up to a maximum detection distance in which the object can be detected in the pulse repetition period PRP.
- Tmeas is the measurement period in which the measurement is performed
- Twait is the period outside the measurement period after the end of the measurement period Tmeas in the pulse repetition period PRP
- Tsw is the signal switching period in which signal switching by the signal switch is performed The switching of the signal selector switch is performed during the Twait period outside the measurement period, and the following relationship is established.
- Another aspect of the pulse radar apparatus of the present invention further includes a distributor that distributes the reception signal output from the signal changeover switch into two, and the mixer includes the two reception signals distributed by the distributor. Is input to the baseband signal of I component and Q component, and the high-pass filter is arranged between the signal changeover switch and the distributor.
- the high-pass filter includes a capacitor.
- a pulse radar device capable of highly accurate angle measurement by a multi-beam method by reducing the influence on a received signal due to carrier leak of a local signal by a simple circuit configuration and signal processing. it can.
- FIG. 3 is a spectrum diagram of a complete square pulse. It is a spectrum figure when a local signal is modulated with a perfect square pulse. It is a time waveform diagram which shows an example of a received signal when the fluctuation
- a pulse radar device according to a preferred embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
- Each component having the same function is denoted by the same reference numeral for simplification of illustration and description.
- FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a pulse radar device 100 according to the present embodiment.
- the pulse radar apparatus 100 includes a local signal generator (continuous wave generation circuit) 111 that outputs a high-frequency local signal that is a continuous wave.
- a transmission circuit 112 and a transmission antenna 113 are provided on the transmission side.
- the reception circuit 120 includes four reception amplifiers 122a, 122b, 122c, and 122d for amplifying the reception signals received by the four reception antennas 121a, 121b, 121c, and 121d, and a signal for switching selection of the reception signals.
- the IQ mixer 125 that outputs the baseband signal of the I component and the Q component by down-conversion with the frequency analyzer, and the frequency analysis that detects the object information by digital processing by inputting the baseband signal of the I component and the Q component from the IQ mixer 125 Instrument 126.
- the received signal may be input from the signal changeover switch to the mixer and downconverted to a baseband signal using a continuous wave input from the continuous wave generation circuit.
- the IQ mixer 125 includes a first mixer 125a, a second mixer 125b, and a phase shifter 125c.
- the phase shifter 125c outputs two signals: a signal output as it is without changing the phase of the local signal input from the local signal generator 111, and a signal output after changing the phase by 90 °.
- a signal whose phase is not changed is input to the first mixer 125a, and a signal whose phase is changed by 90 ° is output to the second mixer 125b. Accordingly, an I component baseband signal is output from the first mixer 125a, and a Q component baseband signal is output from the second mixer 125b.
- the frequency analyzer 126 uses the I component and Q component of the baseband signal input from the IQ mixer 125 to detect information on the position, relative speed, and angle of the object.
- the received signal is down-converted using the IQ mixer 125, but the present invention is not limited to this.
- a mixer that outputs only a baseband signal corresponding to the I component may be used.
- the pulse radar device 100 includes two or more receiving antennas for measuring the angle of an object by a multi-beam method.
- the number of receiving antennas 121 is four (121a, 121a, 121b, 121c, 121d).
- Four reception amplifiers 122 are also provided to amplify the respective reception signals in correspondence with the four reception antennas 121a, 121b, 121c, and 121d (122a, 122b, 122c, and 122d, respectively).
- a signal changeover switch 123 for switching selection of the received signals is provided.
- the pulse radar device 100 configured as described above operates as follows in order to detect object information.
- a local signal output from the local signal generator 111 is input to the transmission circuit 112, where it is modulated into a high-frequency pulse signal.
- the transmission circuit 112 can be configured to include, for example, a high-speed RF switch, and can modulate a continuous wave local signal into a pulse signal using the high-speed RF switch.
- the pulse signal output from the transmission circuit 112 is transmitted to the transmission antenna 113, and is radiated from the transmission antenna 113 to the space as a radiated radio wave.
- the radiated radio wave is reflected by the object, and a part of the reflected wave is received by the receiving antennas 121a, 121b, 121c, and 121d.
- Received signals received by the receiving antennas 121a, 121b, 121c, and 121d are amplified by the receiving amplifiers 122a, 122b, 122c, and 122d, respectively, and transmitted to the signal selector switch 123.
- One of the four received signals transmitted to the signal selector switch 123 is selected and passes through the signal selector switch 123.
- any one of the received signals output from the signal changeover switch 123 is input to the distributor 124 and distributed to the two received signals, and input to the first mixer 125a and the second mixer 125b of the IQ mixer 125, respectively.
- the input received signals are down-converted into baseband signals, and an I component baseband signal and a Q component baseband signal are output from each of them.
- the I component and Q component of the baseband signal output from the IQ mixer 125 are input to the frequency analyzer 126.
- signals received by the four receiving antennas 121a, 121b, 121c, and 121d are sequentially selected by the signal changeover switch 123, and baseband signals of the respective I and Q components are input to the frequency analyzer 126 and subjected to the processing.
- Object information detection processing is performed.
- the frequency analyzer 126 detects the angle of the object viewed from the pulse radar device 100 in addition to the information on the position and relative speed of the object.
- the four receiving antennas 121a, 121b, 121c, and 121d are configured to measure the angle of the object by the multi-beam method, but the receiving circuit 120 is a small and inexpensive circuit.
- the signal switching switch 123 is used to sequentially switch and process the received signals received by the four receiving antennas 121a, 121b, 121c, and 121d.
- the signal changeover switch 123 it is only necessary to provide one system for the distributor 124 and the IQ mixer 125, whereby the receiving circuit 120 can be reduced in size and cost.
- the signal selector switch 123 it is preferable to sequentially switch the signal selector switch 123 to the receiving antennas 121a, 121b, 121c, and 121d each time a transmission pulse is radiated from the transmitting antenna 113.
- the time difference between received signals can be reduced.
- the switching cycle and switching order of the signal selector switch 123 are not limited to this, and may be switched each time a transmission pulse is emitted a predetermined number of times, for example.
- a continuous wave local signal is input from the local signal generator 111 and is modulated into a pulse signal using, for example, a high-speed RF switch, but leaks because the continuous wave is used.
- Carrier leak occurs, and this carrier leak is received by the receiving antennas 121a, 121b, 121c, and 121d and reaches the receiving circuit 120.
- the path until the carrier leak reaches the receiving circuit 120 is different for each receiving antenna.
- the levels of leak components included in the received signals received by the receiving antennas 121a, 121b, 121c, and 121d are different, and the direct current (DC) level of the signal after down-conversion by the IQ mixer 125 is different.
- the reception antennas 121a, 121b, 121c, and 121d are different.
- the DC level of the received signal after down-conversion is the switching frequency of the signal selector switch 123. Will fluctuate.
- FIG. 2 shows a received signal when the repetition period of the transmission pulse is 1 ⁇ s (repetition frequency 1 MHz).
- This figure schematically shows an example of a baseband received signal after being down-converted by the IQ mixer 125.
- the signal changeover switch 123 is assumed to be switched every 1 ⁇ s, which is the same as the transmission pulse repetition period.
- reference numeral 10 indicates a DC level of the received signal
- reference numeral 11 indicates a received signal obtained by receiving a reflected wave in which a transmission pulse is reflected by an object.
- the frequency analyzer 126 detects the reception signal 11 and acquires object information.
- the DC level 10 changes every time the signal selector switch 123 is switched, and is an unnecessary signal for detecting the object information.
- the DC level 10 changes in the same pattern every 4 ⁇ s of the period in which the receiving antennas 121a, 121b, 121c, and 121d are switched, and the frequency is 250 kHz. Variation in the DC level of the received signal due to such a leak component affects detection of the object information.
- a high-pass filter corresponding to the switching frequency of the signal selector switch 123 is used in order to remove the influence of the fluctuation of the DC level of the received signal due to the leak component.
- the high-pass filters 130 (130 a and 130 b) are arranged between the IQ mixer 125 and the frequency analyzer 126.
- the high pass filter 130 is disposed downstream of the IQ mixer 125 in order to process a baseband low frequency signal.
- FIG. 3 shows the time waveform of a complete square pulse 20 with the horizontal axis representing time and the vertical axis representing amplitude.
- the pulse width of a complete square pulse is 2L.
- the spectrum of a complete square pulse is as shown in FIG. In FIG. 4, the horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents amplitude.
- the spectrum shown in the figure is an envelope of spectrum lines for each sampling period T.
- the spectrum of a complete square pulse is formed by adding up to infinite high-frequency components.
- the amplitude of a DC component having a frequency of 0 is the largest in a complete square pulse.
- the amplitude of the spectral line decreases as the frequency increases while vibrating.
- FIG. 5 shows a spectrum when a local signal which is a carrier wave is modulated by the complete square pulse shown in FIGS.
- the center frequency fc corresponds to the frequency of the local signal.
- the spectral line of the spectrum appears for each PRF. That is, the radiation period of the pulse signal is the sampling period T.
- a local signal modulated by a perfect square pulse has a spectrum spread centering on the center frequency fc. Further, since the pulse width of the pulse signal is sufficiently shorter than the pulse repetition period (1 / PRF), a large number of spectral lines can be obtained in a frequency width corresponding to the reciprocal of the pulse width.
- the pulse radar apparatus 100 can acquire object information by processing the spectral lines that appear at each pulse repetition frequency PRF.
- the signal component of the received signal that has received the reflected wave has a frequency in the range of several tens to several hundreds of MHz from the center frequency fc corresponding to the spectral line shown in FIG.
- the fluctuation of the DC level of the received signal due to the leak component of the local signal causes a spectrum to appear at a frequency position corresponding to the switching frequency of the signal selector switch 123.
- the spectrum that appears due to the fluctuation of the DC level is formed at a position of a frequency of 250 kHz when the repetition period of the transmission pulse is 1 ⁇ s (repetition frequency 1 MHz). Therefore, the cut-off frequency of the high-pass filter 130 may be set so as to remove the influence of such DC level fluctuation.
- the high-pass filter 130 for example, AC coupling using a capacitor can be used.
- the influence of the relaxation vibration can be avoided by sampling at a timing when the relaxation vibration is suppressed.
- the relative velocity V of the object is at most about 84 [m / s] (about 300 [km / h].
- the frequency is 15 kHz or less when a carrier wave in the 24 GHz band is used, and is 45 kHz or less when a carrier wave in the 79 GHz band is used.
- Equation (1) requires that the high-pass filter 130 not remove frequency components of N ⁇ PRF + fd or higher (pass the high-pass filter 130). That is, it indicates that a frequency component of N ⁇ PRF + fd or more in the received signal is used for detection of the object information.
- the signal component of the received signal that has received the reflected wave is several tens to several hundreds of MHz, and even if the above Doppler frequency is taken into consideration, this is also several tens to several hundreds of MHz.
- the fundamental frequency of the DC level fluctuation due to the leak component is 250 kHz or less, it is easy to set the cutoff frequency of the high-pass filter 130 so as to remove only the DC level fluctuation.
- N is set to 2 or more in the range lower than the frequency of the signal component receiving the reflected wave, and the cutoff frequency is set. It can set suitably.
- An example of the time waveform of the received signal when the fluctuation of the DC level is removed using the high-pass filter 130 is shown in FIG.
- the time waveform when the high-pass filter 130 shown in the figure is used is shown to have a substantially constant DC level as compared to the time waveform when the high-pass filter 130 shown in FIG. 2 is not used.
- N is in a trade-off relationship with the relaxation time of the differential waveform by the signal changeover switch described later, and it is necessary to adjust the optimum value.
- the high-pass filter 130 is a differentiation circuit
- the reception signal is switched by the signal changeover switch 123
- a differential waveform is superimposed on the reception signal.
- the time waveform shown in FIG. 6 is an example when the differential waveform is superimposed on the received signal.
- the signal selector switch 123 is switched, a differential waveform as indicated by reference numeral 12 is superimposed on the received signal. Since such a differential waveform is an unnecessary signal that affects the detection of the object information, it is preferable to adjust the timing of signal switching by the signal selector switch 123 in order to avoid this.
- An example in which the signal switching timing by the signal switch 123 is adjusted to be outside the measurement period in which the target is not detected will be described below with reference to FIGS.
- the maximum detection distance of the pulse radar device 100 When the maximum detection distance of the pulse radar device 100 is set to 75 m, for example, it takes about 500 ns until a pulse signal is radiated from the transmission antenna 113 and the reflected waves are received by the reception antennas 121a, 121b, 121c, and 121d. Therefore, when the pulse repetition period is 1 ⁇ s, the object is detected in the first 500 ns of the pulse repetition period 1 ⁇ s, and the second 500 ns is outside the measurement period.
- FIG. 6 shows an example in which the signal selector switch 123 is switched during the latter 500 ns period.
- the received signal of the reflected wave necessary for detecting the object information appears within the measurement period, while the unnecessary differential waveform accompanying the switching of the signal selector switch 123 appears outside the measurement period.
- the frequency analyzer 126 processes only the received signal within the measurement period, there is no possibility that an unnecessary differential waveform will affect the detection of the object information.
- PRP 1 / PRF
- Tmeas a measurement period
- Twait a period outside the measurement period
- Tsw a signal switching period
- Tsw Tmeas + Twait.
- the signal switching timing by the signal switching switch 123 is indicated by ⁇ in the figure, and it is indicated that this signal switching timing is in the period of Twait outside the measurement period. It is shown that the receiving antenna is sequentially switched from 121a ⁇ 121b ⁇ 121c ⁇ 121d at each signal switching timing, and then returns to 121a again. Note that the switching order of the receiving antennas is not limited to the above, and can be arbitrarily set.
- the signals from the receiving antennas 121a, 121b, 121c, and 121d are switched for each measurement in which the transmission signal is radiated, but the present invention is not limited to this.
- the selector switch 123 when integrating the signals from each antenna in order to improve the sensitivity of the received signal, as shown in FIG. 8, until the measurement data from the number of transmission signals necessary for the integration process is obtained, It is possible not to perform signal switching by the selector switch 123. In this case, the next pulse repetition period PRP after the integration processing of the signal from each antenna is outside the measurement period, the signal is switched by the signal selector switch 123 during the period outside the measurement period, and the next pulse Integration processing for the antenna signal after switching is started from the repetition cycle.
- the pulse repetition period PRP can be shortened, and the relative calculation calculated by FFT is performed. It becomes possible to expand the dynamic range of speed.
- the influence of the local signal carrier leak on the received signal is reduced by a simple circuit configuration and signal processing, and highly accurate angle measurement is performed by the multi-beam method. Is possible.
- the description in the present embodiment shows an example of the pulse radar device according to the present invention, and the present invention is not limited to this.
- the detailed configuration and detailed operation of the pulse radar device according to the present embodiment can be changed as appropriate without departing from the spirit of the present invention.
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Abstract
簡易な回路構成と信号処理によりローカル信号のキャリアリークによる受信信号への影響を低減してマルチビーム方式で高精度な角度測定を可能とするパルスレーダ装置を提供する。対象物の角度測定を行うために、パルスレーダ装置(100)は2以上の受信アンテナ(121a~121d)を備えており、受信アンテナ(121a~121d)で受信された受信信号の選択を切り替えるために、受信回路(120)に信号切替スイッチ(123)を備えている。受信信号にはローカル信号のリーク成分が含まれており、信号切替スイッチ(123)の切り替えに伴って受信信号のDCレベルが変動する。このようなDCレベルの変動の影響を除去するために、ミキサ(125)と周波数分析器(126)との間にハイパスフィルタ(130a、130b)を配置している。
Description
本発明は、パルスレーダ装置に関し、特に複数の受信アンテナで受信した信号から対象物の角度を測定することが可能なマルチビーム方式のパルスレーダ装置に関するものである。
パルス信号を放射電波として放射し、対象物で反射された反射波を受信して処理することで、対象物を検知してその位置や相対速度等の対象物情報を取得するレーダ装置が知られている。対象物情報として、さらに対象物の角度も測定できるように構成されたモノパルス方式のパルスレーダ装置も従来より知られている。対象物の角度測定が可能なパルスレーダ装置では、小型で安価な回路構成とするために、複数の受信アンテナからの受信信号を切り替えて入力するための切替スイッチが受信回路に設けられている。このようなパルスレーダ装置は、例えば車両に搭載されて安全走行支援等に用いられている。
モノパルス方式のパルスレーダ装置では、複数の受信アンテナで受信したそれぞれの信号からその位相、もしくは振幅差を直接求め、この差分をデジタル信号処理部に入力して対象物の角度を検知している。マルチビーム方式では、検知目的に応じたビーム選択や合成等の処理をデジタル信号処理部で行うことで、必要とする情報を検知することが可能となっており、マルチビーム方式のパルスレーダ装置では、対象物の位置情報や角度の検知が可能となるだけでなく、マルチビームを用いて例えば指向性の制御や干渉波の除去あるいは対象物の追尾、などといった処理も、デジタル処理によって容易に行うことが可能となっている。
放射電波のパルス信号を生成する手段として、所定の高周波の連続波(CW)信号(ローカル信号)を出力する連続波信号発生回路から連続波を入力し、これを高速RFスイッチを用いて所定時間だけ通過させることで、連続波信号をパルス信号に変調する手段が知られている。このようなパルス信号生成手段を用いたパルスレーダ装置では、連続波信号が漏洩(リーク)して不要なキャリアリークが発生し、これが対象物情報の測定に影響を及ぼすといった課題が知られている。
連続波信号のキャリアリークによる影響を低減するための従来の技術として、例えば特許文献1に開示された技術が知られている。特許文献1では、第1のローカル信号と、これと逆相の関係にある第2のローカル信号とをそれぞれ変調して合成することで、パルス信号を生成するとともに第1のローカル信号及び第2のローカル信号のそれぞれのリーク成分がお互いに打ち消し合うように構成されている。
しかしながら、特許文献1に開示された従来の技術では、第1のローカル信号と第2のローカル信号のそれぞれを変調させて合成するために、送信部にローカル信号発振器とミキサをそれぞれ2つずつ設け、さらに合成器を設ける必要がある。そのため、送信部の回路が大型化しコストも高くなるといった問題がある。
また、切替スイッチで複数の受信アンテナからの受信信号を切り替えて処理すると、不要な連続波信号のリーク成分が受信アンテナの切替周波数で変動するといった問題が生じる。
本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、簡易な回路構成と信号処理によりローカル信号のキャリアリークによる受信信号への影響を低減してマルチビーム方式で高精度な角度測定を可能とするパルスレーダ装置を提供することを目的とする。
上記課題を解決するため、本発明のパルスレーダ装置の第1の態様は、2以上の受信アンテナで受信された受信信号をもとに対象物の角度を検知するマルチビーム方式のパルスレーダ装置であって、所定の高周波の連続波を出力する連続波発生回路と、前記連続波発生回路から前記連続波を入力してパルス信号に変調する送信回路と、前記送信回路から出力される前記パルス信号を空間に放射する送信アンテナと、前記2以上の受信アンテナで受信された前記受信信号をそれぞれ増幅する2以上の受信増幅器と、前記2以上の受信増幅器で増幅された受信信号を入力して順次1つを選択して出力する信号切替スイッチと、前記信号切替スイッチから前記受信信号を入力して前記連続波発生回路から入力した前記連続波でベースバンド信号にダウンコンバートするミキサと、前記ミキサから出力されるベースバンド信号を入力して前記対象物の少なくとも角度を検知する周波数分析器と、を備え、前記連続波が漏洩して前記受信アンテナに受信されたリーク成分により生じる前記受信信号のDCレベルの変動を低減させるハイパスフィルタを前記ミキサと前記周波数分析器との間にさらに備えることを特徴とする。
本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、前記ハイパスフィルタのカットオフ周波数fcutが、前記2以上の受信アンテナが切り替えられる周波数より高いことを特徴とする。
本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、前記パルス信号が前記送信アンテナから放射されるパルス繰り返し周期をPRP、前記パルス繰り返し周期PRPのうち前記対象物の検知が可能な最大検知距離までの検知が行われる測定期間をTmeas、前記パルス繰り返し周期PRPのうち前記測定期間Tmeasが終了した後の測定期間外をTwait、及び前記信号切替スイッチによる信号切替が行われる信号切替周期をTsw、とするとき、前記信号切替スイッチの切り替えは前記測定期間外Twaitの期間中に行われ、以下の関係が成立することを特徴とする。
Tsw=PRP=Tmeas+Twait
Tsw=PRP=Tmeas+Twait
本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、前記信号切替スイッチから出力される受信信号を2つに分配する分配器をさらに備え、前記ミキサは、前記分配器で分配された2つの前記受信信号を入力してI成分とQ成分の前記ベースバンド信号にダウンコンバートするIQミキサであり、前記ハイパスフィルタは、前記信号切替スイッチと前記分配器との間に配置されていることを特徴とする。
本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、前記ハイパスフィルタは、コンデンサを有していることを特徴とする。
本発明によれば、簡易な回路構成と信号処理によりローカル信号のキャリアリークによる受信信号への影響を低減してマルチビーム方式で高精度な角度測定を可能とするパルスレーダ装置を提供することができる。
本発明の好ましい実施の形態におけるパルスレーダ装置について、図面を参照して詳細に説明する。同一機能を有する各構成部については、図示及び説明簡略化のため、同一符号を付して示す。
(第1実施形態)
本発明の第1の実施の形態に係るパルスレーダ装置を、図1を用いて以下に説明する。
図1は、本実施形態のパルスレーダ装置100の構成を示すブロック図である。パルスレーダ装置100は、連続波である高周波のローカル信号を出力するローカル信号発生器(連続波発生回路)111を備えている。また、送信側に送信回路112と送信アンテナ113が設けられている。
本発明の第1の実施の形態に係るパルスレーダ装置を、図1を用いて以下に説明する。
図1は、本実施形態のパルスレーダ装置100の構成を示すブロック図である。パルスレーダ装置100は、連続波である高周波のローカル信号を出力するローカル信号発生器(連続波発生回路)111を備えている。また、送信側に送信回路112と送信アンテナ113が設けられている。
一方受信側には、対象物で反射された反射波を受信するための受信アンテナが121a、121b、121c、121dの4つ設けられており、それぞれで受信された受信信号が受信回路120に入力される。受信回路120は、4つの受信アンテナ121a、121b、121c、121dで受信された受信信号をそれぞれ増幅するための4つの受信増幅器122a、122b、122c、122dと、受信信号の選択を切り替えるための信号切替スイッチ123と、信号切替スイッチ123で選択された受信信号を2つに分配するための分配器124と、分配器124から出力される2つの受信信号をローカル信号発生器111から入力したローカル信号でダウンコンバートしてI成分とQ成分のベースバンド信号を出力するIQミキサ125と、IQミキサ125からI成分とQ成分のベースバンド信号を入力してデジタル処理により対象物情報を検知する周波数分析器126と、を備えている。
なお、分配器124を設けずに、信号切替スイッチから受信信号をミキサに入力して、連続波発生回路から入力した連続波でベースバンド信号にダウンコンバートしても良い。
なお、分配器124を設けずに、信号切替スイッチから受信信号をミキサに入力して、連続波発生回路から入力した連続波でベースバンド信号にダウンコンバートしても良い。
IQミキサ125は、第1ミキサ125a、第2ミキサ125b及び移相器125cを有している。移相器125cは、ローカル信号発生器111から入力したローカル信号の位相を変更せずにそのまま出力する信号と、位相を90°だけ変更して出力する信号の2つの信号を出力する。位相を変更しない信号は第1ミキサ125aに入力され、位相を90°変更した信号は第2ミキサ125bに出力される。これにより、第1ミキサ125aからはI成分のベースバンド信号が出力され、第2ミキサ125bからはQ成分のベースバンド信号が出力される。
周波数分析器126は、IQミキサ125から入力したベースバンド信号のI成分とQ成分を用いて、対象物の位置、相対速度及び角度の情報を検知する。4つの受信アンテナで受信した信号をそれぞれダウンコンバートしたベースバンド信号のI成分とQ成分を用いることで、対象物情報を高精度に検知することが可能となっている。なお、本実施形態ではIQミキサ125を用いて受信信号をダウンコンバートしているが、これに限定されず、例えばI成分に相当するベースバンド信号のみを出力するミキサを用いてもよい。
本実施形態のパルスレーダ装置100は、マルチビーム方式で対象物の角度を測定するために2以上の受信アンテナを備えるものとするが、ここでは一例として受信アンテナ121の個数を4(それぞれ121a、121b、121c、121d)としている。4つの受信アンテナ121a、121b、121c、121dに対応させて、それぞれの受信信号を増幅するために受信増幅器122も4つ設けている(それぞれ122a、122b、122c、122d)。さらに、4つの受信アンテナ121a、121b、121c、121dで受信された受信信号を順次選択して処理するために、受信信号の選択を切り替えるための信号切替スイッチ123が設けられている。
上記のように構成されたパルスレーダ装置100は、対象物情報を検知するために以下のように動作する。まず、ローカル信号発生器111から出力されたローカル信号が送信回路112に入力され、ここで高周波のパルス信号に変調される。送信回路112は、例えば高速RFスイッチを備える構成とすることができ、高速RFスイッチを用いて連続波のローカル信号をパルス信号に変調させることができる。
送信回路112から出力されたパルス信号は送信アンテナ113に伝送され、放射電波として送信アンテナ113から空間に放射される。送信アンテナ113の放射方向に対象物があると、放射電波が対象物で反射され、反射波の一部が受信アンテナ121a、121b、121c、121dで受信される。受信アンテナ121a、121b、121c、121dで受信された受信信号は、それぞれ受信増幅器122a、122b、122c、122dで増幅されて信号切替スイッチ123に伝送される。信号切替スイッチ123に伝送された4つの受信信号は、いずれか1つが選択されて信号切替スイッチ123を通過する。
信号切替スイッチ123から出力されるいずれか1つの受信信号は、分配器124に入力されて2つの受信信号に分配され、それぞれIQミキサ125の第1ミキサ125a及び第2ミキサ125bに入力される。第1ミキサ125a及び第2ミキサ125bでは、それぞれ入力された受信信号がベースバンド信号にダウンコンバートされ、それぞれからI成分のベースバンド信号及びQ成分のベースバンド信号が出力される。
IQミキサ125から出力されたベースバンド信号のI成分及びQ成分は、周波数分析器126に入力される。このように、4つの受信アンテナ121a、121b、121c、121dで受信された信号が信号切替スイッチ123で順次選択され、それぞれのI成分及びQ成分のベースバンド信号が周波数分析器126に入力され対象物情報の検知処理が行われる。周波数分析器126では、対象物の位置や相対速度の情報に加えて、パルスレーダ装置100から見た対象物の角度が検知される。
本実施形態のパルスレーダ装置100では、マルチビーム方式で対象物の角度を測定するために、4つの受信アンテナ121a、121b、121c、121dを備える構成としているが、受信回路120を小型安価な回路構成とするために、信号切替スイッチ123を用いて4つの受信アンテナ121a、121b、121c、121dで受信した受信信号を順次切り替えて処理するようにしている。信号切替スイッチ123を用いることにより、分配器124やIQミキサ125を1系統だけ設ければよく、これにより受信回路120を小型安価な回路構成とすることができる。
一方、対象物の角度測定を高精度に行うためには、受信アンテナ間の受信時間差をできるだけ少なくする必要がある。そこで、送信アンテナ113から送信パルスが放射される毎に信号切替スイッチ123を受信アンテナ121a、121b、121c、121dに順次切り替えるのが好ましく、これにより受信アンテナ121a、121b、121c、121dでそれぞれ受信された受信信号の時間差を少なくすることができる。但し、信号切替スイッチ123の切替周期及び切替順序をこれに限定するものではなく、例えば送信パルスが所定回数放射される毎に切り替えるようにしてもよい。
また、送信回路112では、ローカル信号発生器111から連続波のローカル信号を入力し、これを例えば高速RFスイッチを用いてパルス信号に変調しているが、連続波を用いているためにリークしてキャリアリークが発生し、このキャリアリークが受信アンテナ121a、121b、121c、121dで受信されて受信回路120に到達してしまう。このキャリアリークが受信回路120に到達するまでの経路は、各受信アンテナで異なっている。その結果、受信アンテナ121a、121b、121c、121dで受信された受信信号のそれぞれに含まれるリーク成分のレベルが異なることになり、IQミキサ125でダウンコンバートした後の信号の直流(DC)レベルが、受信アンテナ121a、121b、121c、121d毎に異なる。
上記のように、受信アンテナ121a、121b、121c、121dのそれぞれで受信した受信信号に含まれるリーク成分のレベルが異なるため、ダウンコンバート後の受信信号のDCレベルが、信号切替スイッチ123の切替周波数で変動することになる。一例として、送信パルスの繰り返し周期を1μs(繰り返し周波数1MHz)としたときの受信信号を図2に示す。同図は、IQミキサ125でダウンコンバートされた後のベースバンドの受信信号の一例を模式的に示している。信号切替スイッチ123は、送信パルスの繰り返し周期と同じ1μs毎に切り替えられるものとしている。
図2において、符号10は受信信号のDCレベルを示しており、符号11は送信パルスが対象物で反射された反射波を受信して得られる受信信号を示している。周波数分析器126では、受信信号11を検知して対象物情報を取得している。これに対し、DCレベル10は、信号切替スイッチ123が切り替えられる毎に変化しており、対象物情報の検知には不要な信号である。DCレベル10は、受信アンテナ121a、121b、121c、121dが切り替えられる周期の4μs毎に同じパターンで変化しており、その周波数は250kHzとなる。このようなリーク成分による受信信号のDCレベルの変動は、対象物情報の検知に影響を与えることになる。
そこで、本実施形態のパルスレーダ装置100では、リーク成分による受信信号のDCレベルの変動の影響を除去するために、信号切替スイッチ123の切替周波数に対応したハイパスフィルタを用いている。図1に示すパルスレーダ装置100の構成において、ハイパスフィルタ130(130a、130b)はIQミキサ125と周波数分析器126との間に配置される。ハイパスフィルタ130は、ベースバンドの低周波信号を処理するために、IQミキサ125の下流側に配置する。
ここで、送信回路112から出力されるパルス信号が完全な方形パルス(矩形波)であると仮定したときの放射電波のスペクトラムについて説明する。完全な方形パルスの時間波形の一例を図3に示す。図3は、横軸を時間とし縦軸を振幅としたときの完全な方形パルス20の時間波形を示している。ここで、完全な方形パルスのパルス幅を2Lとしている。このとき、完全な方形パルスのスペクトラムは、図4のようになる。図4では、横軸を周波数とし、縦軸を振幅としている。同図に示すスペクトラムは、サンプリング周期T毎のスペクトル線を包絡したものである。完全な方形パルスのスペクトラムは、無限次の高周波成分まで加算することで形成される。
図4に示すスペクトラムのスペクトル線は、サンプリング周期Tの逆数である1/Tの周波数間隔毎に出現する。同図に示すように、完全な方形パルスでは周波数が0のDC成分の振幅が最も大きくなる。以下、スペクトル線の振幅は、振動しながら高周波になるほど低減していく。
つぎに、図3、4に示した完全な方形パルスで搬送波であるローカル信号を変調したときのスペクトラムを図5に示す。ここで、中心周波数fcはローカル信号の周波数に相当する。パルス信号が送信アンテナ113から放射されるパルス繰り返し周波数をPRFとすると、スペクトラムのスペクトル線はPRF毎に出現する。すなわち、パルス信号の放射周期がサンプリング周期Tとなっている。
完全な方形パルスで変調されたローカル信号は、中心周波数fcを中心にスペクトラムの広がりが見られる。また、パルス信号のパルス幅はパルス繰り返し周期(1/PRF)に比べて十分に短いことから、パルス幅の逆数に相当する周波数幅に多数本のスペクトル線が得られる。パルスレーダ装置100は、このようなパルス繰り返し周波数PRF毎に出現するスペクトル線を処理することで、対象物情報を取得することができる。反射波を受信した受信信号の信号成分は、図5に示すスペクトル線に相当する中心周波数fcから数十~数百MHzの範囲の周波数を有している。
これに対し、ローカル信号のリーク成分による受信信号のDCレベルの変動は、信号切替スイッチ123の切替周波数に対応した周波数の位置にスペクトラムを出現させる。DCレベルの変動により出現するスペクトラムは、図2に示すように、送信パルスの繰り返し周期を1μs(繰り返し周波数1MHz)としたときには250kHzの周波数の位置に形成される。そこで、このようなDCレベルの変動の影響を除去するように、ハイパスフィルタ130のカットオフ周波数を設定すればよい。ハイパスフィルタ130として、例えばコンデンサによるAC結合を用いることができる。なお、ハイパスフィルタ130での緩和振動が激しく不要波を抑圧しきれない場合は、緩和振動が収まるタイミングでサンプリングするようにすることで、緩和振動の影響を回避することができる。
ハイパスフィルタ130のカットオフ周波数fcutは、2以上の受信アンテナが切り替えられる周波数より高いことが好ましい。さらに好ましくは、下記の条件を満たすように設定されることが望ましい。
fcut < N×PRF+fd (1)
ここで、
fd:検出される最大のドップラ周波数
PRF:パルス繰り返し周波数
N=1、2、3、・・・
を示す。
fcut < N×PRF+fd (1)
ここで、
fd:検出される最大のドップラ周波数
PRF:パルス繰り返し周波数
N=1、2、3、・・・
を示す。
また、ドップラ周波数fdは、次式で算出することができる。
fd=-2fc×V/c (2)
ここで、
fc:搬送波(ローカル信号)の周波数
V:対象物の相対速度[m/s]
c:光速[m/s]
を示す。
fd=-2fc×V/c (2)
ここで、
fc:搬送波(ローカル信号)の周波数
V:対象物の相対速度[m/s]
c:光速[m/s]
を示す。
パルスレーダ装置100が車載用レーダとして用いられる場合、対象物の相対速度Vは最大でも84[m/s](約300[km/h]程度であることから、ダウンコンバート後のリーク成分のドップラ周波数は、例えば24GHz帯の搬送波を用いたときは15kHz以下となり、79GHz帯の搬送波を用いたときは45kHz以下となる。
式(1)は、ハイパスフィルタ130でN×PRF+fd以上の周波数成分が除去されない(ハイパスフィルタ130を通過させる)ようにすることを要求している。すなわち、受信信号のうちN×PRF+fd以上の周波数成分を、対象物情報の検知に用いることを示している。反射波を受信した受信信号の信号成分は、数十~数百MHzであり、これに上記のドップラ周波数を考慮してもやはり数十~数百MHzとなる。これに対し、リーク成分によるDCレベルの変動の基本周波数は250kHz以下であることから、DCレベルの変動のみを除去するようにハイパスフィルタ130のカットオフ周波数を設定することは容易に行える。
ハイパスフィルタ130でDCレベルの変動の基本周波数である250kHz以下の信号を除去するには、カットオフ周波数を250kHz以上でかつ式(1)でN=1とした周波数より小さくすればよい。また、DCレベルの変動の基本周波数だけでなく高次の周波数の変動も除去できるようにするために、反射波を受信した信号成分の周波数より低い範囲で、Nを2以上としてカットオフ周波数を好適に設定することができる。ハイパスフィルタ130を用いてDCレベルの変動を除去したときの受信信号の時間波形の一例を図6に示す。同図に示すハイパスフィルタ130を用いたときの時間波形は、図2に示したハイパスフィルタ130を用いないときの時間波形に比べてDCレベルがほぼ一定になることが示されている。Nは、後述の信号切替スイッチによる微分波形の緩和時間とのトレードオフ関係にあり、最適値を調整する必要がある。
ところで、ハイパスフィルタ130は微分回路であることから、信号切替スイッチ123により受信信号を切り替えたとき、受信信号に微分波形が重畳されてしまう。図6に示した時間波形は、受信信号に微分波形が重畳されたときの一例である。同図には、信号切替スイッチ123の切り替え時に、符号12に示すような微分波形が受信信号に重畳されている。このような微分波形は対象物情報の検知に影響する不要な信号であることから、これを回避するために信号切替スイッチ123による信号切替のタイミングを調整するのがよい。そこで、信号切替スイッチ123による信号切替タイミングが対象物を検知しない測定期間外となるように調整した一例を、図6、7を用いて以下に説明する。
パルスレーダ装置100の最大検知距離を例えば75mとした時、パルス信号を送信アンテナ113から放射して受信アンテナ121a、121b、121c、121dで反射波を受信するまでにおよそ500nsの時間を要する。従って、パルス繰り返し周期が1μsのときは、パルス繰り返し周期1μsのうち前半の500nsの期間に対象物の検知が行われ、後半の500nsは測定期間外となる。
そこで、信号切替スイッチ123による受信信号の切り替えを、パルス繰り返し周期1μsのうち対象物の検知が行われない後半の500nsの期間に行うようにする。信号切替スイッチ123の切り替えを後半の500nsの期間に行うようにした一例を図6に示す。同図に示すように、対象物情報の検知に必要な反射波の受信信号は測定期間内に出現する一方、信号切替スイッチ123の切り替えに伴う不要な微分波形は測定期間外に出現している。周波数分析器126では測定期間内の受信信号のみを処理することから、不要な微分波形が対象物情報の検知に影響を与えるおそれはなくなる。
図6に示した測定期間及び測定期間外と信号切替スイッチ123による信号切替タイミングとの関係を、図7を用いてさらに詳細に説明する。図7において、PRP(=1/PRF)はパルス繰り返し周期、Tmeasは測定期間、Twaitは測定期間外、Tswは信号切替周期、をそれぞれ表しており、Tsw=Tmeas+Twaitとなっている。信号切替スイッチ123による信号切替タイミングは図中▼で示されており、この信号切替タイミングが測定期間外Twaitの期間中にあることが示されている。信号切替タイミング毎に受信アンテナが121a→121b→121c→121dに順次切り替えられ、その後再び121aに戻ることが示されている。なお、受信アンテナの切替順序は上記に限定されるものではなく、任意に設定できる。
図6、7に示した一例では、受信アンテナ121a、121b、121c、121dからの信号を送信信号が放射される1測定毎に切り替えるものとしているが、これに限定されるものではない。例えば、受信信号の感度向上のために各アンテナからの信号を積分処理する場合には、図8に例示するように、積分処理に必要な回数の送信信号からの測定データが得られるまで、信号切替スイッチ123による信号切替を行わないようにすることができる。この場合には、各アンテナからの信号の積分処理が終了した次のパルス繰り返し周期PRPを測定期間外とし、この測定期間外の期間中に信号切替スイッチ123による信号切替を行い、さらに次のパルス繰り返し周期から切替後のアンテナ信号に対する積分処理を開始する。これにより、信号切替スイッチ123の切替に伴う不要信号の影響を回避することができる。これに加えて、各パルス繰り返し周期PRPの期間中に測定期間Tmeasと測定期間外Twaitの両方を設けないようにすることで、パルス繰返し周期PRPを短縮することができ、FFTにより算出される相対速度のダイナミックレンジを拡大することが可能となる。
上記説明のように、本実施形態のパルスレーダ装置では、簡易な回路構成と信号処理によりローカル信号のキャリアリークによる受信信号への影響を低減してマルチビーム方式で高精度な角度測定を行うことが可能となる。
なお、本実施の形態における記述は、本発明に係るパルスレーダ装置の一例を示すものであり、これに限定されるものではない。本実施の形態におけるパルスレーダ装置の細部構成及び詳細な動作などに関しては、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。
100 パルスレーダ装置
111 ローカル信号発生器
112 送信回路
113 送信アンテナ
120 受信回路
121a、121b、121c、121d 受信アンテナ
122a、122b、122c、122d 受信増幅器
123 信号切替スイッチ
124 分配器
125 IQミキサ
125a 第1ミキサ
125b 第2ミキサ
125c 移相器
126 周波数分析器
130 ハイパスフィルタ
111 ローカル信号発生器
112 送信回路
113 送信アンテナ
120 受信回路
121a、121b、121c、121d 受信アンテナ
122a、122b、122c、122d 受信増幅器
123 信号切替スイッチ
124 分配器
125 IQミキサ
125a 第1ミキサ
125b 第2ミキサ
125c 移相器
126 周波数分析器
130 ハイパスフィルタ
Claims (5)
- 2以上の受信アンテナで受信された受信信号をもとに対象物の角度を検知するマルチビーム方式のパルスレーダ装置であって、
所定の高周波の連続波を出力する連続波発生回路と、
前記連続波発生回路から前記連続波を入力してパルス信号に変調する送信回路と、
前記送信回路から出力される前記パルス信号を空間に放射する送信アンテナと、
前記2以上の受信アンテナで受信された前記受信信号をそれぞれ増幅する2以上の受信増幅器と、
前記2以上の受信増幅器で増幅された受信信号を入力して順次1つを選択して出力する信号切替スイッチと、
前記信号切替スイッチから前記受信信号を入力して前記連続波発生回路から入力した前記連続波でベースバンド信号にダウンコンバートするミキサと、
前記ミキサから出力されるベースバンド信号を入力して前記対象物の少なくとも角度を検知する周波数分析器と、を備え、
前記連続波が漏洩して前記受信アンテナに受信されたリーク成分により生じる前記受信信号のDCレベルの変動を低減させるハイパスフィルタを前記ミキサと前記周波数分析器との間にさらに備える
ことを特徴とするパルスレーダ装置。 - 前記ハイパスフィルタのカットオフ周波数fcutは、前記2以上の受信アンテナが切り替えられる周波数より高いことを特徴とする請求項1に記載のパルスレーダ装置。
- 前記パルス信号が前記送信アンテナから放射されるパルス繰り返し周期をPRP、前記パルス繰り返し周期PRPのうち前記対象物の検知が可能な最大検知距離までの検知が行われる測定期間をTmeas、前記パルス繰り返し周期PRPのうち前記測定期間Tmeasが終了した後の測定期間外をTwait、及び前記信号切替スイッチによる信号切替が行われる信号切替周期をTsw、とするとき、
前記信号切替スイッチの切り替えは前記測定期間外Twaitの期間中に行われ、以下の関係が成立する
Tsw=PRP=Tmeas+Twait
ことを特徴とする請求項1または2に記載のパルスレーダ装置。 - 前記信号切替スイッチから出力される受信信号を2つに分配する分配器をさらに備え、
前記ミキサは、前記分配器で分配された2つの前記受信信号を入力してI成分とQ成分の前記ベースバンド信号にダウンコンバートするIQミキサであり、
前記ハイパスフィルタは、前記信号切替スイッチと前記分配器との間に配置されている
ことを特徴とする請求項1乃至3のいずれか1項に記載のパルスレーダ装置。 - 前記ハイパスフィルタは、コンデンサを有している
ことを特徴とする請求項1乃至4のいずれか1項に記載のパルスレーダ装置。
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