JP2011114622A - フィルタ自動調整回路及び方法並びに無線通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】調整機能を有する複数のフィルタにおいて、高い調整精度を有し、かつ低消費電流化が容易なフィルタのバラツキ調整を可能にする。
【解決手段】位相差検出器１０４により、複数のモードの切り替えを有する基準フィルタ１０３における前後の位相差をカウンタ１０５にてカウントし、基準フィルタ１０３のバラツキを検出する。その際、主フィルタ１０９を調整する時には基準フィルタ１０３を第１のモードに設定し、主フィルタ１１１を調整する時には基準フィルタ１０３を第２のモードに設定することで、複数の主フィルタ１０９，１１１に対して、より精度の高いフィルタ調整を行う。検出結果から得られる主フィルタ１０９の調整結果はレジスタ１０８に、主フィルタ１１１の調整結果はレジスタ１１０に保持し、調整後はフィルタ調整に関する部材をすべて動作停止し、低消費電力化を図る。
【選択図】図１

Description

本発明は、調整機能を有するフィルタの特性周波数調整を目標周波数に調整するためのフィルタ自動調整回路及び方法、並びにフィルタ自動調整回路を備えた携帯電話機システムなどの無線通信装置に関する。

最近の無線通信装置（例えば、携帯電話機など）においては、低消費電力や小型化に力が注がれていて、多くの無線部品についても集積化される傾向にある。フィルタについても同様の傾向にあり、内蔵化されることが多い。一般に集積回路の製造過程におけるばらつきは、抵抗で±１０数パーセント、容量で±１０数パーセントであり、抵抗と容量によって構成されるフィルタの特性周波数は、±２０パーセント以上のばらつきを生じる。このばらつきを補正することが、フィルタの内蔵化において重要な課題となっている。なお、特性周波数とは、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）については中心周波数ｆ０を、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）とローパスフィルタ（ＬＰＦ）については遮断周波数（−３ｄＢポイントにおける周波数）を意味する。

フィルタを内蔵する携帯電話機において、フィルタの消費電力が大きければ、１回の電池充電で可能な携帯電話機の通話時間が短くなる。長い通話時間を確保するために電池を大きくすると、携帯電話機の小型化が実現しない。そういう状況下では、できるだけ低消費電力のフィルタが必要である。

従来例１（例えば、特許文献１を参照。）として、基準フィルタの入力信号と基準フィルタの出力信号の位相を比較し、その位相比較結果を主フィルタにフィードバックさせることにより、主フィルタを調整するというフィルタ自動調整方法がある。

図１０は従来例１に係るフィルタ自動調整回路の構成を示すブロック図である。図１０において、フィルタ自動調整回路は、基準信号発生器１と、基準フィルタ２と、位相差検出器３と、制御電圧発生器４と、主フィルタ５とを備えて構成される。基準信号発生器１からは、基準フィルタ２のばらつきがないときの特性周波数を有する信号が出力される。基準フィルタ２の出力信号と、基準フィルタ２の入力信号は、位相比較器３に入力される。位相比較器３の出力信号は、位相差からフィルタの調整を行う制御電圧発生器４に入力され、制御電圧発生器４からの出力信号を受け、主フィルタ５の特性周波数が調整される。

基準フィルタ２と主フィルタ５は同様の構成であることが多く、制御電圧発生器４で出力される制御電圧に応じて、基準フィルタ２と主フィルタ５は特性周波数を変更できるように構成されている。位相差検出器３の出力信号を用い、基準フィルタ２の特性周波数を調整するように、制御電圧発生器４から制御電圧を出力すれば、主フィルタ５の特性周波数も調整される。また、通常の動作時において、このフィルタ調整に関する図１０における各回路１〜４は常時動作しており、例えば電源変動などの理由で、基準フィルタ２及び主フィルタ５の特性周波数がずれた場合でも、すぐに主フィルタ５の特性周波数が調整されるように構成されている。

従来例２（例えば、特許文献２を参照。）として、基準フィルタの入力信号と基準フィルタの出力信号の位相を比較し、その比較結果をデジタル処理し、内部ラッチに格納することにより、通常動作時はフィルタ調整に関するブロックへの電力供給用の電源をオフする方法がある。以下、従来例２のフィルタ自動調整回路について図１１〜図１４を参照して説明する。

図１１は従来例２に係るフィルタ自動調整回路の構成を示すブロック図である。図１１において、フィルタ自動調整回路は、基準信号発生器１１と、分周器１２と、基準フィルタ１３と、位相差検出器１４と、コンパレータ１５と、カウンタ１６と、デコーダ１７と、レジスタ１８と、主フィルタ１９とを備えて構成される。ここで、主フィルタ１９は、複数の入力抵抗２１（１）〜２１（ｎ）と、複数の入力抵抗２２（１）〜２２（ｎ）と、スイッチ２７，２８と、帰還キャパシタ２３と、入力キャパシタ２４と、オペアンプ２５とを備えて構成される。

図１１において、基準信号発生器１１から出力された基準信号が分周器１２にて分周される。この分周において、基準信号発生器１１からの基準信号は、基準フィルタ１３のばらつきがないときの特性周波数である周波数に変換される。分周器１２の出力信号は、基準フィルタ１３に入力され、基準フィルタ１３の入力信号と出力信号が位相差検出器１４に入力される。位相差検出器１４の出力信号はコンパレータ１５によって方形波に変換される。カウンタ１６にコンパレータ１５の出力信号と基準信号１１が入力され、カウンタ１６は入力される信号をカウントする。

図１２は図１１の基準フィルタ１３の一例を示す回路図である。図１２において、基準フィルタ１３は、入力抵抗３１，３２と、帰還キャパシタ３３と、入力キャパシタ３４と、オペアンプ３５とを備えて構成される。

図１３は図１１のフィルタ自動調整回路のフィルタ調整動作を説明するためのタイミングチャートであり、図１４は図１１のフィルタ自動調整回路のフィルタ調整動作における基準フィルタ１３のＣＲ積のばらつきとカウント数の関係を示すテーブルである。すなわち、図１３はカウント時の動作の状態を示している。図１３において、キャパシタの容量値と抵抗値との積（以下、ＣＲ積という。）のばらつきがないとき（ＣＲ積が±０％のとき）のコンパレータ２５の出力信号のあるハイレベル（以下、Ｈレベルという。）区間を基準周波数でカウントすると、カウント数は８となる。一方、ＣＲ積のばらつきがあるとき（ＣＲ積が−２６％のとき）には、コンパレータ１５からの出力信号のＨレベル区間を基準周波数でカウントすると、カウント数は１０となる。

図１４に示すように、コンパレータ１５からの出力信号のある区間をカウントすることにより、ＣＲ積のばらつきが分かる。カウント結果はデコーダ１７に入力され、デコード値（デコード結果）はレジスタ１８に入力される。レジスタ１８からの出力信号２６（１）〜２６（ｎ）は主フィルタ１９に入力され、当該出力信号２６（１）〜２６（ｎ）に基づいてスイッチ２７，２８を選択的に切り替えることにより、抵抗２１（１）〜（ｎ）のうちの１つ及び抵抗２２（１）〜（ｎ）のうちの１つが選択される。これらの抵抗２１（１）〜（ｎ）及び２２（１）〜（ｎ）の各抵抗値は、図１４に示す抵抗上の補正値に基づいて設計されており、見かけ上の抵抗ばらつきを抑えることができる。

また、従来例２のフィルタ自動調整方法では、調整結果はレジスタ１８に格納されるため、一度調整すれば、フィルタの自動調整に関する各回路１２〜１７への電源をオフすることができ、低消費電力の面で大きな優位性を有している。

特開２００２−７６８４２号公報。 特開２００４−１７２９１１号公報。

しかしながら、前記のような従来例１に係るフィルタ自動調整方法では、常時フィルタ自動調整回路をオンしておき、フィードバックループをかけているため、電源変動や温度変動によっても、主フィルタの特性周波数がずれにくいという長所はあるものの、本来の無線通信に不要である図１０に示す基準フィルタ２、位相差比較器３、制御電圧発生器４の消費電力が無駄に使われているため、消費電力が比較的大きいという問題点があった。

また、従来例２に係るフィルタ自動調整方法では、調整した結果を図１１に示すレジスタ１８に格納するため、一度調整を行えば、フィルタ調整に必要な各回路１２〜１７への電源供給をオフにして、低消費電力化を図れるという点で、従来例１の調整よりも優れている。

しかしながら、調整したい主フィルタが複数あり、それぞれのフィルタで要求仕様に合わせて、容量はＭＯＳ容量（Metal-Oxide-Semiconductor Capacitor）とＭＯＭ容量（Metal-Oxide-Metal Capacitor）、抵抗はポリシリコン抵抗（以下、ＰＳ抵抗という。）と拡散抵抗というように、複数種類の素子を使い分けている場合、製造工程で生じるばらつきがそれぞれ異なるため、主フィルタで使っているＣＲ積の組み合わせと同じ数の基準フィルタが必要となり、面積増大の原因となる。

また、容量や抵抗は同じ種類のものを使用していても、異なるカットオフ周波数の複数の主フィルタを使う場合、形状の異なる容量や抵抗を使うことが多い。抵抗や容量の形状が大きく変わる場合、一律にＣＲ積のばらつき補正をすると調整誤差の原因となる。

図１５は図１１のフィルタ自動調整回路の課題を説明するためのＰＳ抵抗の簡単な概略縦断面図である。図１５において、主フィルタの抵抗値は、別の素子が接続される配線５１と、ＰＳ部５２と、それらを接続するコンタクト部５３とから決定され、当該抵抗値はこれら各素子の抵抗値の合計となる。別の素子がＰＳ部５２の近くにあると仮定して、配線５１の抵抗値は無視できる値とする。主フィルタの抵抗値を小さくするためには、図１５（ａ）のように、ＰＳ部５２本体を短くして抵抗値を小さくすることができ、当該抵抗値のうち、コンタクト部５３の割合は大きくなる。一方、主フィルタの抵抗値を大きくするためには、図１５（ｂ）のように、ＰＳ部５２本体を長くして抵抗値を大きくするため、抵抗値のうち、コンタクト部５３の割合は小さくなる。

図１６は図１１のフィルタ自動調整回路の課題を説明するための異なる形状のＰＳ抵抗の製造工程ばらつき例を示すテーブルである。ここで、主フィルタの抵抗値が大きく異なる２つのＰＳ抵抗Ｒ１，Ｒ２において、ＰＳ部５２とコンタクト部５３が製造工程でばらついた場合の試算を、図１６を用いて説明する。ＰＳ抵抗Ｒ１は１００Ω、ＰＳ抵抗Ｒ２は１０００Ωである。これらの内訳では、ＰＳ抵抗Ｒ１は、ＰＳ部５２の８０Ωと、コンタクト部５３の２０Ωとから構成され、ＰＳ抵抗Ｒ２は、ＰＳ部５２の９８０Ωと、コンタクト部５３の２０Ωとから構成される。仮に製造工程のばらつきで、ＰＳ部５２が＋１０％、コンタクト部５３が−１０％ばらついたとすると、図１６に示すように、ＰＳ抵抗Ｒ１は１０６Ω、ＰＳ抵抗Ｒ２は１０９６Ωとなり、ＰＳ抵抗Ｒ１が設計値の＋６.０％であるのに対して、ＰＳ抵抗Ｒ２は設計値の＋９.６％となる。

図１７は図１１のフィルタ自動調整回路の課題を説明するための異なる形状のＰＳ抵抗を用いた場合の調整誤差の例を示すテーブルである。これらのＰＳ抵抗Ｒ１，Ｒ２を使って、従来例２に係るフィルタ調整を行った場合の試算を、図１７を用いて説明する。

主フィルタＦ１を調整するため、基準フィルタは主フィルタＦ１と同様のＰＳ抵抗(図１６のＰＳ抵抗Ｒ１)を用い、主フィルタＦ２は別のＰＳ抵抗(図１６のＰＳ抵抗Ｒ２)を用いた。上述の場合と同様に、製造工程でＰＳ抵抗５２がばらついたとする。問題を簡易化するために、容量ばらつきはないものとして考えると、基準フィルタのＣＲ積のばらつきは＋６.０％となるので、理想的な補正係数は０.９４３４となる。この補正係数で主フィルタを調整すると、主フィルタＦ１のＣＲ積のばらつきは±０％に調整されるが、主フィルタＦ２の場合は、ＣＲ積のばらつきが＋３.４％に調整されてしまい、調整誤差が生じる。調整誤差を生じさせないようにするために、主フィルタＦ１と主フィルタＦ２で同じ形状の抵抗をベースとして、複数の抵抗を直列や並列に接続して使うという方法がある。この方法を使えば調整誤差は生じないが、やはり面積増大の原因となる。

本発明の目的は前記従来の問題点を解決し、基準フィルタからの出力信号に基づいて特性周波数の調整機能を有するフィルタにおいて、従来技術に比較して高い調整精度を持ちかつ容易に低消費電流化を実現したばらつき補正を可能にし、このばらつき補正によりフィルタ調整誤差を確実に抑えることができるフィルタ自動調整回路及び方法並びに無線通信装置を提供することにある。

本発明に係るフィルタ自動調整回路は、特性周波数が調整可能な主フィルタに対して、基準信号の周波数を目標周波数として前記特性周波数を調整するフィルタ自動調整回路において、
選択的に切り替え可能な複数のモードを有し、入力される基準信号をフィルタリングして出力する基準フィルタと、
前記基準フィルタの入力信号と前記基準フィルタの出力信号との位相差を検出し、前記基準フィルタによる位相差に対応したデューティ比を有する信号を出力する位相差検出器と、
前記位相差検出器の出力信号と基準信号を入力信号として、前記基準フィルタによる位相差に対応したデューティ比をカウントして当該デューティ比を示す信号を出力するカウンタと、
前記カウンタの出力信号から、前記基準フィルタに基づいた主フィルタに対するバラツキ補正のための制御信号をデコードするデコーダと、
前記デコーダから出力された制御信号を保持して出力する複数のレジスタと、
前記複数のレジスタから出力された各制御信号に応じてそれぞれ、特性周波数を選択するようにフィルタリング信号処理を行う複数の主フィルタと、を備えたことを特徴とする。

前記フィルタ自動調整回路において、前記主フィルタ及び基準フィルタは、オペアンプを用いたアクティブフィルタであることを特徴とする。

また、前記フィルタ自動調整回路において、前記基準フィルタは、特性周波数の信号が与えられたときに生じるべき位相差が９０度又は９０度であることを特徴とする。

さらに、前記フィルタ自動調整回路において、前記基準フィルタは、ＭＯＳ容量とＭＯＭ容量を選択的に切り替えて、もしくはＭＯＳ容量とＭＩＭ容量を選択的に切り替えて、モードの切り替えを行うことを特徴とする。

またさらに、前記フィルタ自動調整回路において、前記基準フィルタは、ＰＳ抵抗と拡散抵抗を選択的に切り替えて、モードの切り替えを行うことを特徴とする。

また、前記フィルタ自動調整回路において、前記基準フィルタは、同じ種類で形状が異なる複数の素子を選択的に切り替えて、モードの切り替えを行うことを特徴とする。

さらに、前記フィルタ自動調整回路において、前記基準フィルタは、特性周波数を切り替えられることを特徴とする。

またさらに、前記フィルタ自動調整回路において、前記基準位相差検出器は、ＡＮＤ回路であることを特徴とする。

また、前記フィルタ自動調整回路は、前記カウンタの出力信号と、前記デコーダの出力信号と、前記レジスタの出力信号のうちのいずれかに基づいて、複数のファイルタ調整結果に対して、結果が選択条件に合わない場合に、再調整を行うか、エラー表示の出力信号を行うか、以前の結果を用いる命令を出す判定手段をさらに備えたことを特徴とする。

さらに、前記フィルタ自動調整回路において、前記基準フィルタを備えずに切り替え動作を行うことにより、前記主フィルタを前記基準フィルタに代えて用いることを特徴とする。

本発明に係るフィルタ自動調整方法は、特性周波数が調整可能な主フィルタに対して、基準信号の周波数を目標周波数として前記特性周波数を調整するフィルタ自動調整方法において、
選択的に切り替え可能な複数のモードを有し、入力される基準信号をフィルタリングして出力する基準フィルタを第１のモードに設定するステップと、
前記基準フィルタに基準信号を入力するステップと、
前記第１のモードで、前記基準フィルタの入力信号と出力信号のデューティ比をカウントしてカウント数を出力するステップと、
前記第１のモードで、前記カウント数からデコードするステップと、
前記第１のモードで、デコード値をレジスタに格納するステップと、
前記基準フィルタを第２のモードに設定するステップと、
前記第２のモードで、前記基準フィルタの入力信号と出力信号のデューティ比をカウントしてカウント数を出力するステップと、
前記第２のモードで、前記カウント数からデコードするステップと、
前記第２のモードで、デコード値をレジスタに格納するステップと、を含むことを特徴とする。

前記フィルタ自動調整方法において、前記第１のモードから前記第２のモードに切り替える際に、基準フィルタに入力される基準信号の周波数を変更するステップ、をさらに含むことを特徴とする。

また、前記フィルタ自動調整方法において、前記第２のモードで、前記基準フィルタの入力信号と出力信号のデューティ比をカウントしてカウント数を出力するステップを実行した後に、前記第１のモードと第２のモードの、前記カウント数と前記デコード値と前記レジスタの出力信号とのうちのいずれかから、調整結果を判定し、調整結果が選択条件に合わない場合に、再調整を行うか、エラー表示の出力信号を行うか、以前の結果を用いるステップ、をさらに含むことを特徴とする。

さらに、前記フィルタ自動調整方法において、前記カウント数と前記デコード値と前記レジスタの出力信号のうちのいずれかを、無線通信装置の製造工程にて不揮発性メモリに書き込むことをさらに含むことを特徴とする。

本発明に係る無線通信装置は、アンテナから入力された信号を、フィルタ自動調整回路によってフィルタ調整された主フィルタによってフィルタリングし、目標周波数と異なる周波数の妨害波を除去し、妨害波を除去された信号は、主フィルタからベースバンド信号処理部に入力され、ベースバンド信号処理部にて音声やデータに変換される無線通信装置であって、前記無線通信装置は、前記フィルタ自動調整回路を備えたことを特徴とする。

前記無線通信装置において、前記無線通信装置は携帯電話機システムであることを特徴とする。

従って、本発明によれば、複数の主フィルタに対して、基準フィルタのばらつきを検出する際に、調整したい主フィルタに合わせて抵抗や容量を切り替えることをできる基準フィルタを持つことで、複数の主フィルタの特性周波数を精度良く調整することができ、調整結果は、調整するフィルタの制御信号としてレジスタに保持することにより、このフィルタのばらつき補正後は、フィルタ調整に関する部材のすべての動作を停止させることができる。そのため、基準フィルタからの出力信号に基づいて特性周波数の調整機能を有するフィルタに対して、高い調整精度を持ちかつ容易に低消費電流化を実現したばらつき補正を可能にし、このばらつき補正によりフィルタ調整誤差を確実に抑えることができる。

また、主フィルタ及び基準フィルタは、オペアンプを用いたアクティブフィルタであることにより、オペアンプを用いたアクティブフィルタは、ほとんど抵抗と容量のみで特性周波数が決まるため、電源変動や温度変動に強く、一度だけ調整した結果を保持する本発明には大変都合がよい。

さらに、基準フィルタは、特性周波数の信号が与えられたときに生じるべき位相差が９０度又は９０度になる。これにより、基準フィルタの位相差が９０度又は９０度になる場合、位相差検出器にＡＮＤ回路を用いることができ、回路規模を小さくすることができる。

またさらに、基準フィルタは、ＭＯＳ容量とＭＯＭ容量、もしくはＭＯＳ容量とＭＩＭ容量（Metal-Insulator-Metal Capacitor）を選択的に切り替えて、モードの切り替えを行う。これにより、小型化をしたい主フィルタには単位容量が大きいＭＯＳ容量、電源変動や温度変動に強くしたい主フィルタにはＭＯＭ容量やＭＩＭ容量というように使い分けることで、集積回路をより小型化することができる。

また、基準フィルタは、ＰＳ抵抗と拡散抵抗を選択的に切り替えて、モードの切り替えを行う。これにより、主フィルタの抵抗値を小さくしたい場合は、単位抵抗が小さい拡散抵抗、主フィルタの抵抗値を大きくしたい場合は、単位抵抗が大きいＰＳ抵抗というように使い分けることで、集積回路をより小型化することができる。

さらに、基準フィルタは、同じ種類で形状が異なる複数の素子を選択的に切り替えて、モードの切り替えを行う。これにより、複数の主フィルタで用いる抵抗や容量の形状を自由に選択することができ、その結果、集積回路をより小型化することができる。

またさらに、基準フィルタは、特性周波数を切り替えられる。これにより、複数の主フィルタで必要な調整精度が異なる時に、主フィルタ毎に調整精度を変えることができ、その結果、集積回路をより小型化することができる。

また、基準位相差検出器は、ＡＮＤ回路である。これにより、フィルタ自動調整回路をよりシンプルにし、また、集積回路をより小型化することができる。

さらに、カウンタ数とデコーダ値とレジスタの出力信号のうちのいずれかに基づいて、複数のファイルタ調整結果に対して、結果が選択条件に合わない場合に、再調整を行うか、エラー表示の出力信号を行うか、以前の結果を用いる命令を出す判定部を備えることにより、フィルタ自動調整回路の調整結果の信頼性を上げることができる。

またさらに、前記基準フィルタを備えずに切り替え動作を行うことにより、前記主フィルタを前記基準フィルタに代えて用いる。これにより、基準フィルタを備えないことによる小型化のメリットと、基準フィルタと主フィルタの相対誤差を無くすというメリットがある。

また、カウント数とデコード値とレジスタの出力信号のうちのいずれかを、無線通信装置の製造工程にて不揮発性メモリに書き込む。これにより、無線通信装置の電源をオフして、再度電源をオンした場合でも、フィルタ調整を再び行う必要が無いため、無線通信装置を低消費電力化できる。

さらに、前記フィルタ自動調整回路を備えた無線通信装置によれば、低消費電力化、小型化が特に必要な携帯電話機システムにおいて、高い調整精度を持ちかつ容易に低消費電流化を実現したばらつき補正を可能にし、このばらつき補正によりフィルタ調整誤差を確実に抑えることができる

本発明の実施の形態１に係るフィルタ自動調整回路の構成を示すブロック図である。 図１のフィルタ自動調整回路のフィルタ調整動作における各ブロックの出力信号の概略波形図である。 図１のフィルタ自動調整回路のフィルタ調整動作における各ブロックの出力信号の概略波形図である。 図１の基準フィルタ１０３の詳細構成を示す回路図である。 図１のフィルタ自動調整回路によって実行されるフィルタ調整処理を示すフローチャートである。 図１のフィルタ自動調整回路における基準フィルタ１０３のＣＲ積のばらつきとカウント数の関係を示すテーブルである。 本発明の実施の形態２に係るフィルタ自動調整回路の構成を示すブロック図である。 図７のフィルタ自動調整回路によって実行されるフィルタ調整処理を示すフローチャートである。 本発明の実施の形態３に係る携帯電話機システムの構成例を示すブロック図である。 従来例１に係るフィルタ自動調整回路の構成を示すブロック図である。 従来例２に係るフィルタ自動調整回路の構成を示すブロック図である。 図１１の基準フィルタ１３の一例を示す回路図である。 図１１のフィルタ自動調整回路のフィルタ調整動作を説明するためのタイミングチャートである。 図１１のフィルタ自動調整回路のフィルタ調整動作における基準フィルタ１３のＣＲ積のばらつきとカウント数の関係を示すテーブルである。 図１１のフィルタ自動調整回路の課題を説明するためのＰＳ抵抗の簡単な概略縦断面図である。 図１１のフィルタ自動調整回路の課題を説明するための異なる形状のＰＳ抵抗の製造工程ばらつき例を示すテーブルである。 図１１のフィルタ自動調整回路の課題を説明するための異なる形状のＰＳ抵抗を用いた場合の調整誤差の例を示すテーブルである。

以下、本発明に係る実施の形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施の形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。

（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１に係るフィルタ自動調整回路の構成を示すブロック図である。図１において、本実施の形態に係るフィルタ自動調整回路は、基準信号発生器１０１と、分周器１０２と、位相差検出器１０４と、カウンタ１０５と、デコーダ１０６と、レジスタ１０８，１１０と、主フィルタ１０９，１１０とを備えて構成される。また、主フィルタ１０９は、例えばアクティブフィルタであって、入力抵抗１１２，１１３と、オペアンプ１１４と、切り替えスイッチ１１５（１）〜１１５（ｎ）と、帰還容量であるＭＯＳ容量１１６（１）〜１１６（ｎ）と、切り替えスイッチ１１７（１）〜１１７（ｎ）と、入力容量であるＭＯＳ容量１１８（１）〜１１８（ｎ）とを備えて構成される。さらに、主フィルタ１１１は、例えばアクティブフィルタであって、入力抵抗１１２，１１３と、オペアンプ１１４と、切り替えスイッチ１１９（１）〜１１９（ｎ）と、帰還容量であるＭＯＭ容量１２０（１）〜１２０（ｎ）と、切り替えスイッチ１２１（１）〜１２１（ｎ）と、入力容量であるＭＯＭ容量１２２（１）〜１２２（ｎ）とを備えて構成される。

図１の基準フィルタ１０３は、実際に信号をフィルタ処理するためのものでなく、本フィルタ自動調整回路を集積化した半導体集積回路の素子定数のばらつきを検知するためのものであり、ここでいうばらつきとは、主に半導体集積回路製造時における抵抗のばらつきとキャパシタのばらつきを指す。

図１の基準フィルタ１０３は、図４に示すような例えばアクティブフィルタにてなるＬＰＦであり、図４において、基準フィルタ１０３は、入力抵抗１４１，１４２と、オペアンプ１４３と、切り替えスイッチ１４４と、ＭＯＳ容量１４５と、ＭＯＭ容量１４６と、切り替えスイッチ１４７と、ＭＯＳ容量１４８と、ＭＯＭ容量１４９とを備えて構成される。ここで、基準フィルタ１０３に、基準フィルタ１０３の特性周波数を有する基準信号を入力すると、入力波形と出力波形の位相差は９０°になるように設計されていて、前記のような抵抗のばらつきとキャパシタのばらつきがある場合は、位相差が９０°と違う値をとるようになっている。ここで、切り替えスイッチ１４４、１４７により切り替えることにより、ＭＯＳ容量１４５，１４８を用いるモードと、ＭＯＭ容量１４６，１４９を用いるモードとを選択的に切り換えて設定できる。なお、ＭＯＭ容量１４６，１４９に代えて、ＭＩＭ（Metal-Insulator-Metal）容量であってもよい。

基準信号発生器１０１から出力された基準信号はカウンタ１０５に入力されるとともに、分周器１０２を介して基準フィルタ１０３及び位相差検出器１０４に入力される。次いで、分周器１０２は、入力される基準信号を分周することにより、信号波形のデューティ比が５０％で、基準フィルタ１０３の特性周波数を有する信号を生成して基準フィルタ１０３及び位相差検出器１０４に出力する。すなわち、基準フィルタ１０３の出力信号と入力信号が位相差検出器１０４に入力され、位相差検出器１０４は入力される２つの信号の位相差を検出して、その検出結果を示す信号をカウンタ１０５に出力する。本実施の形態では、位相差検出器１０４はＡＮＤ回路で構成されている。カウンタ１０５は、基準信号に基づいて、位相差検出器１０４の出力信号のパルスをカウントすることによりデューティ比をカウントしてそれを示す信号を出力する。

本実施の形態では、基準信号発生器１０１から出力された基準信号を分周器１０２により分周することにより、信号波形のデューティ比が５０％で、基準フィルタ１０３の特性周波数を有する信号を生成したが、本発明はこれに限らず、基準フィルタ１０３の特性周波数と、基準信号発生器１０１から出力された信号の周波数が同じの場合は、分周器１０２を特に設ける必要はなく、基準信号発生器１０１から出力された基準信号を、直接に基準フィルタ１０３に入力してもよい。

図２は図１のフィルタ自動調整回路のフィルタ調整動作における各ブロックの出力信号の概略波形図である。前記動作の一例について図２を参照して説明すると、分周器１０２の出力信号は、デューティ比が５０％の方形波となっていて、基準フィルタ１０３の出力信号は、分周器１０２の出力信号と比較して、位相が９０°遅れている。この分周器１０２の出力信号と基準フィルタ１０３の出力信号を位相差検出器１０４に入力したときの出力信号が、位相差検出器１０４の出力信号（ＡＮＤ）の波形である。

図１３は図１１のフィルタ自動調整回路のフィルタ調整動作を説明するためのタイミングチャートであり、図１４は図１１のフィルタ自動調整回路のフィルタ調整動作における基準フィルタ１３のＣＲ積のばらつきとカウント数の関係を示すテーブルである。位相差検出器１０４の出力信号から、ＣＲ積のばらつきを判断する方法を図１３及び図１４を参照して以下説明する。

図１３は位相差検出器１０４の出力信号をカウンタ１０５でカウントしている状態を示しており、位相差検出器１０４の出力信号のＨレベル区間を基準信号の立ち上がりでカウントしたとき、ＣＲ積のばらつきなし（ＣＲ積＝±０％）のときはカウント数が８となり、またＣＲ積のばらつきあり（ＣＲ積＝−２６％）のときはカウント数は１０となっている。

図１４には、図１３で位相差検出器１０４の出力信号をカウントしたときの、ＣＲ積のばらつきとカウント数の関係の一例を示しており、キャパシタと抵抗のＣＲ積がばらつくと、基準フィルタ１０３の出力信号の位相が、基準フィルタ１０３の入力の波形と比較して位相差９０°からずれ、その結果、位相差検出器１０４の出力信号のデューティ比が図１３に示すように変化する。図１４に基づいて、カウント数に応じたＭＯＳ容量１１６（１）〜１１６（ｎ）及び１１８（１）〜１１８（ｎ）、もしくは、ＭＯＭ容量１２０（１）〜１２０（ｎ）と１２２（１）〜１２２（ｎ）を、それらの接続を切り替えスイッチ１１５（１）〜１１５（ｎ）及び１１７（１）〜１１７（ｎ）もしくは切り替えスイッチ１１９（１）〜１１９（ｎ）及び１２１（１）〜１２１（ｎ）により選択的に切り替えて選択することにより、主フィルタ１０９，１１１における見かけ上のキャパシタと抵抗のＣＲ積ばらつきを小さくすることができる。

例えば、カウント数が９であったとき、図１４からＣＲ積のばらつきは−１３．１％から−２５％までだと分かるため、その場合は、容量値を通常設計の１．２３５倍したものを選択することにより、補正による見かけ上のＣＲ積のばらつきを７．４％から−７．４％にすることができる。このようにして、主フィルタ１０９，１１１に対してそのＣＲ積のばらつき（特性ばらつきの原因となる）を抑える方向に調整することができる。図１における主フィルタ１０９，１１１はオペアンプを用いたアクティブフィルタである。この形式の場合、フィルタの周波数特性は、ぼぼ、抵抗と容量のみで決まるため、一度調整すると電源電圧変動や温度変動に強いという特徴がある。

なお、本実施の形態では、基準フィルタ１０３は、ＣＲ積のばらつきがないときに位相が９０°ずれると説明したが、９０°以外でも、ＣＲ積のばらつきと位相差に一定の関係（例えば−９０゜）があればよい。

また、位相差検出器１０４はＡＮＤ回路を用いたが、本発明はこれに限らず、図３に示すＥＸＯＲ回路のように、基準フィルタ１０３の出力信号と入力信号の位相差を判定できる回路であれば、他の回路でもよい。

次に、複数の主フィルタ１０９，１１１を調整する方法について説明する。本構成では、主フィルタは１０９と１１１の２つがあり、主フィルタ１０９の特性周波数は、ＰＳ抵抗とＭＯＳ容量のＣＲ積で求められ、主フィルタ１１１の特性周波数は、ＰＳ抵抗とＭＯＭ容量のＣＲ積で求められる。２つの主フィルタは、要求性能（例えば、電源電圧変動特性と面積など）が異なるため、異なる容量を用いて設計している。

まず、主フィルタ１０９を調整するにあたり、基準フィルタ１０３のスイッチ１４４を選択的に切り替えてＭＯＳ容量１４５に接続する。同様に、基準フィルタのスイッチ１４７を選択的に切り替えてＭＯＳ容量１４８に接続する。この状態で基準フィルタ１０３に、信号波形のデューティ比５０％で、基準フィルタ１０３の特性周波数を有する信号を入力し、基準フィルタ１０３の入力信号と出力信号を位相差検出器１０４に入力する。位相差検出器１０４の出力信号をカウンタ１０５でカウントする。このとき、基準フィルタ１０３が安定して動作するように、アイドル動作を行い、位相差検出器１０４からの出力信号のＨレベルとローレベルベル（以下、Ｌレベルという。）の繰り返しを数回カウントし、想定している回数のカウントが完了したら、次に、位相差検出器１０４がＨレベルとなった区間をカウンタ１０５にてカウントする。デコーダ１０６は、カウント数に応じて、ＰＳ抵抗とＭＯＳ容量のＣＲばらつきを補正するための容量切り替え信号１０７（１）〜１０７（ｎ）を出力し、その信号をレジスタ１０８に格納する。レジスタ１０８に格納した結果により、主フィルタ１０９の容量切り替えスイッチ１１５（１）〜１１５（ｎ）と１１７（１）〜１１７（ｎ）を切り替え、調整結果に応じたＭＯＳ容量１１６（１）〜１１６（ｎ）と１１８（１）〜１１８（ｎ）を選択して設定する。すなわち、デコーダ１０６は、基準フィルタ１０３に基づいた主フィルタ１０９，１１１に対するバラツキ補正のための制御信号をデコードして容量切り替え信号を出力する。

次に、主フィルタ１１１を調整するにあたり、基準フィルタのスイッチ１４４を切り替え、ＭＯＭ容量１４６に接続する。同様に、基準フィルタのスイッチ１４７を切り替え、ＭＯＭ容量１４９に接続する。そして、主フィルタ１０９の調整と同様に、アイドル動作を行い、その後、位相差検出器１０４の出力信号のＨレベル区間をカウンタ１０５でカウントする。デコーダ１０６は、カウント数に応じて、ＰＳ抵抗とＭＯＭ容量のＣＲばらつきを補正するための容量切り替え信号１０７（１）〜１０７（ｎ）を出力し、その信号をレジスタ１１０に格納する。レジスタ１１０に格納した結果により、主フィルタ１１１の容量切り替えスイッチ１１９（１）〜１１９（ｎ）と１２１（１）〜１２１（ｎ）を切り替え、調整結果に応じたＭＯＭ容量１２０（１）〜１２０（ｎ）と１２２（１）〜１２２（ｎ）を選択する。

なお、本実施の形態では、主フィルタ１０９と主フィルタ１１１は、それぞれＰＳ抵抗とＭＯＳ容量、ＰＳ抵抗とＭＯＭ容量で構成されていると説明したが、本発明はこれに限らず、この組み合わせに限る必要は無く、容量と抵抗の種類や形状が異なる複数の主フィルタにおいて、主フィルタで用いられる種類や形状の、容量と抵抗の組み合わせを基準フィルタで切り替えることで、複数の主フィルタの特性周波数を精度良く調整することが可能である。加えて、主フィルタは、容量と抵抗で作られる場合に限らず、インダクタを含む構成である場合でも、基準フィルタで切り替えられるようにすれば、調整可能である。また、精度の良いカウントをするために、複数回のカウントを行って平均や最頻値をとる方法や、位相の異なる複数の基準信号でカウントし、平均や最頻値を取る方法を採用してもよい。

図５は図１のフィルタ自動調整回路によって実行されるフィルタ調整処理を示すフローチャートである。当該フィルタ調整処理について図５のフローチャートを用いて以下説明する。なお、位相差検出アイドル回数をＭとし、カウント結果を１又は２の値を取りうるＮとする。

図５において、フィルタ調整開始の命令を受け、基準フィルタ１０３をＭＯＳ容量１４５に設定し、フィルタ調整に必要な回路１０１〜１０６の電源をオンさせて、アイドル動作を行う（ステップＳ５１）。次に、基準フィルタ１０３の出力信号が安定するまで待つ（ステップＳ５２）。ここでは、位相差検出器１０４の出力信号がＬレベルからＨレベルとなる回数をカウントし、カウント数がＭになれば次のステップに進むようにしているが、タイマー回路を持つなど、別の方法でも良い。次に、位相差検出器１０４の出力信号がＨレベル期間を基準信号でカウントする（ステップＳ５３）。そして、位相差検出器１０４の出力信号がＨレベルからＬレベルになったところでカウントを終了し、カウント結果に応じてデコーダよりＭＯＳ容量切り替え信号を出力し、レジスタ１０８に格納する（ステップＳ５４）。レジスタ１０８からの出力信号は、フィルタ調整が終了した後も結果を保持し、主フィルタ１０９のＭＯＳ容量（１１６（１）〜１１６（ｎ）の１つ；１１８（１）〜１１８（ｎ）の１つ）を選択する。次に、基準フィルタ１０３をＭＯＭ容量１４６に設定し、アイドル動作を行う（ステップＳ５５）。さらに、ステップＳ５２〜ステップＳ５４と同様に、位相差検出器の出力信号がＨレベル期間を基準信号でカウントして、デコード結果をレジスタ１１０に格納し（ステップＳ５６〜ステップＳ５８）、主フィルタ１１１のＭＯＭ容量（１２０（１）〜１２０（ｎ）のうちの１つ；１２２（１）〜１２２（ｎ）のうち１つ）を選択して、フィルタ調整処理を終了する。その際、フィルタ調整のみに使用する回路１０１〜１０６への電源をオフし、低消費電力化を図る。

本実施の形態では、フィルタ調整結果をレジスタ１０８，１１０に入力しているが、無線通信装置の製造工程でフィルタ調整を行い、調整結果を不揮発性メモリに書き込むこともできる。こうすることで、無線通信装置の電源がオフされた場合でも、フィルタの再調整をしなくてもよい。また、基準フィルタ１０３のモードを変化するときに、特性周波数を変化させてもよい。なお、本実施の形態では、主フィルタ１０９、１１１の容量を１つ選択しているが、容量の数を少なくして小型化する為に複数の容量を選択しても良い。

図６は図１のフィルタ自動調整回路における基準フィルタ１０３のＣＲ積のばらつきとカウント数の関係を示すテーブルである。すなわち、図６に、基準フィルタ１０３の特性周波数を半分にしたときの、ＣＲ積のばらつきとカウント数の関係の一例を示す。基準フィルタ１０３の特性周波数が半分であるので、分周器１０２は前述した状態よりも、余計に２分周する。図１４での補正後のＣＲ積ばらつきが、ワーストで±７.４％であるのに対して、図５に示す補正後のＣＲ積ばらつきは、ワーストで±３．８％であり、調整誤差が約半分となる。このように、基準フィルタ１０３の特性周波数を半分に分周する、あるいは、カウントする基準クロック１０１を２倍にすることにより、ＣＲ積ばらつきの補正誤差を小さくすることができる。その半面、調整結果に応じて切り替える容量や抵抗の数が多くなり、面積増加に繋がるため、必要な調整精度に応じて、基準フィルタ１０３の特性周波数や基準信号１０１の周波数を決めればよい。

本実施の形態では、主フィルタ１０９と主フィルタ１１１を調整する際に、基準信号源１０１、分周器１０２、図１４に示すようなデコーダ１０６をそのまま使用したが、調整したい複数の主フィルタのＣＲ積のばらつき範囲や、求められる調整精度に応じて変更することも可能である。即ち、調整精度が必要な主フィルタの場合は、基準フィルタ１０３の特性周波数を落とす、あるいは、基準信号の周波数を上げればよく、調整精度があまり必要でない主フィルタの場合はその逆にすれば良い。調整する主フィルタによって調整精度を変える場合は、基準信号源１０１、分周器１０２、デコーダ１０６を、調整する主フィルタに応じ、切り替えられるようにすればよい。

上述した従来例１の調整方法の場合、基準フィルタが常時動作していたため、信号処理を行う主フィルタとは別に基準フィルタが必要であった。しかしながら、本実施の形態においては、基準フィルタ１０３はフィルタ調整時にしか使わないため、スイッチ切り替えをすることにより、フィルタ調整をするときには、主フィルタ１０９，１１１を使ってフィルタ調整をし、調整が終了するとスイッチを選択的に切り替えて主フィルタ１０９，１１１をそのまま信号処理に使うことができる。このように、基準フィルタ１０３を備えないことにより、更なる小型化が図れ、また基準フィルタ１０３と主フィルタ１０９，１１１の相対ばらつきがないという面でもメリットがある。

（実施の形態２）
図７は本発明の実施の形態２に係るフィルタ自動調整回路の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態２に係るフィルタ自動調整回路は、実施の形態１に比較して更に調整の信頼度を上げる方法を用いたことを特徴としており、図１のブロック図と比較して、判定部１７１を追加したことを特徴としている。判定部１７１にはレジスタ１０８，１１０からの出力信号であるスイッチ切り替え信号が入力され、判定部１７１は、主フィルタ１０９の調整結果と、主フィルタ１１１の調整結果とを比較し、以下の詳述する方法を用いて調整が良好に正しく（上手く）行っていないと判断した場合、再度、フィルタ調整を行うか、エラー信号を返す。

判定部１７１の判定方法について以下説明する。仮に主フィルタ１０９はＰＳ抵抗とＭＯＳ容量で構成され、主フィルタ１１１は拡散抵抗とＭＯＭ容量で構成されているとした場合、両フィルタ１０９，１１１の抵抗と容量の製造ばらつきが、それぞれ±１０％であるとすると、両フィルタのＣＲ積のばらつきは、+２１％〜−１９％となり、主フィルタ１０９のＣＲばらつきが＋２１％で主フィルタ１１１のＣＲ積のばらつきがマイナス１９パーセントで、主フィルタ１０９と主フィルタ１１１のＣＲ積のばらつきの差は４０％となる場合がある。しかしながら、主フィルタ１０９と主フィルタ１１１で使っている抵抗が、どちらも共通のＰＳ抵抗であった場合は、主フィルタ１０９と主フィルタ１１１のＣＲ積のばらつきの差は４０％よりも小さくなる。

具体的には、両フィルタ１０９，１１１の抵抗が形状の同じＰＳ抵抗で、相対ばらつきがないと仮定すると、主フィルタ１０９のＭＯＳ容量が＋１０％（もしくは−１０％）、主フィルタ１１１のＭＯＭ容量が−１０％（もしくは＋１０％）となる時に、主フィルタ１０９と主フィルタ１１１のＣＲ積のばらつきの差は最も大きい２０％となる。図１４より、主フィルタ１０９と主フィルタ１１１のＣＲ積のばらつき差が多くても２０％の場合、主フィルタ１０９と主フィルタ１１１の調整時のカウント差は、２より小さくなる。従って、主フィルタ１０９を調整するときと主フィルタ１１１を調整するときの、それぞれのカウント数の差が３の場合、調整結果が正しくないと判断できる。このように、複数のモードを持つ主フィルタ１０９，１１１を調整する時に、判定部１７１は調整が良好に正しく（上手く）行かなかったと判断して、再度、フィルタ調整を行うか、エラー信号を返す。また、以前の結果を用いてもよい。

図８は図７のフィルタ自動調整回路によって実行されるフィルタ調整処理を示すフローチャートである。以下、判定部１７１の判定動作の例を、図８のフローチャートを用いて説明する。

図８において、まず、再調整回数Ｒ１を０にリセットする初期設定処理を実行し（ステップＳ５０）、図５のステップＳ５１〜ステップＳ５８と同様の処理を実行した後、主フィルタ１０９と主フィルタ１１１の調整結果を比較する。ここでは、２つの調整時のカウント数の差｜Ｎ１−Ｎ２｜が、想定される値Ｎ０以下であるか否かを判定し（ステップＳ８１）、以下であるときはフィルタ調整は正常に終了したものとする。逆に、２つの調整時のカウント数の差｜Ｎ１−Ｎ２｜が、想定される値Ｎ０よりも大きい場合は、再調整を行うことになるが、再調整した回数Ｒ１を覚えておき（ステップＳ８３でＲ１を１だけインクリメントする）、再調整の回数Ｒ１が想定した回数Ｒ０以下であるか否かを判定する（ステップＳ８２）。想定した回数Ｒ０よりも少ない場合は、ステップＳ５１から再度フィルタ調整を行い、想定した回数Ｒ０よりも多い場合は、エラー出力し（ステップＳ８４）、フィルタ調整を終了する。なお、この際、以前に調整した結果がある場合は、その調整結果を採用してもよい。

以上の実施の形態２では、判定部１７１はレジスタ１０８，１１０からの出力信号に基づいて判定しているが、本発明はこれに限らず、カウンタ１０５又は１０６からの出力信号に基づいて判定してもよい。

（実施の形態３）
図９は本発明の実施の形態３に係る携帯電話機システムの構成例を示すブロック図である。本実施の形態では、上述の各実施の形態に係るフィルタ自動調整回路の構成を携帯電話機システムに適用した場合の一例を示す。図９において、図１及び図７と同様のものについては同一の符号を付し、その説明を省略する。

図９において、アンテナ１９１から入力された無線信号を、ローノイズアンプ１９２で増幅し、ミキサ１９３にてダウンコンバートすることにより、ベースバンド周波数を有するベースバンド信号に変換し、そのベースバンド信号を上述したように調整された主フィルタ１０９，１１１（互いに縦続接続されている）によってフィルタリングし、目的周波数と異なる周波数の妨害波を除去する。妨害波を除去された信号は、主フィルタ１１１からベースバンド信号処理部（ＢＢ信号処理部）１９４に入力され、ベースバンド信号処理部１９４にて、音声やデータに変換される。

以上の実施の形態３においては、携帯電話機の構成について説明しているが、本発明はこれに限らず、無線通信装置に広く適用することができる。

以上詳述したように、本発明のフィルタ自動調整回路及びフィルタ自動調整方法並びに無線通信装置によれば、基準フィルタからの出力信号に基づいて特性周波数の調整機能を有するフィルタに対して、高い調整精度を持ちかつ容易に低消費電流化を実現したばらつき補正を可能にし、このばらつき補正によりフィルタ調整誤差を確実に抑えることができるもので、携帯電話機システムなどに適用され、特に精度の良いフィルタ調整と、それに伴う低消費電力化が要求されるフィルタ自動調整に実施して有効である。

１０１…基準信号発生器、
１０２…分周器、
１０３…基準フィルタ、
１０４…位相差検出器、
１０５…カウンタ、
１０６…デコーダ、
１０７（１）〜（ｎ）…デコーダ出力信号、
１０８，１１０…レジスタ、
１０９，１１１…主フィルタ、
１１２，１１３…抵抗、
１１４…オペアンプ、
１１５（１）〜（ｎ）、１１７（１）〜（ｎ）…切り替えスイッチ、
１１６（１）〜（ｎ）、１１８（１）〜（ｎ）…ＭＯＳ容量、
１１９（１）〜（ｎ）、１２１（１）〜（ｎ）…切り替えスイッチ、
１２０（１）〜（ｎ）、１２２（１）〜（ｎ）…ＭＯＭ容量、
１４１、１４２…入力抵抗、
１４３…オペアンプ、
１４４、１４７…切り替えスイッチ、
１４５、１４８…ＭＯＳ容量、
１４６、１４９…ＭＯＭ容量、
１７１…判定部、
１９１…アンテナ、
１９２…ローノイズアンプ（ＬＮＡ）、
１９３…ミキサ、
１９４…ベースバンド信号処理部（ＢＢ信号処理部）。

Claims (16)

1. 特性周波数が調整可能な主フィルタに対して、基準信号の周波数を目標周波数として前記特性周波数を調整するフィルタ自動調整回路において、
   選択的に切り替え可能な複数のモードを有し、入力される基準信号をフィルタリングして出力する基準フィルタと、
   前記基準フィルタの入力信号と前記基準フィルタの出力信号との位相差を検出し、前記基準フィルタによる位相差に対応したデューティ比を有する信号を出力する位相差検出器と、
   前記位相差検出器の出力信号と基準信号を入力信号として、前記基準フィルタによる位相差に対応したデューティ比をカウントして当該デューティ比を示す信号を出力するカウンタと、
   前記カウンタの出力信号から、前記基準フィルタに基づいた主フィルタに対するバラツキ補正のための制御信号をデコードするデコーダと、
   前記デコーダから出力された制御信号を保持して出力する複数のレジスタと、
   前記複数のレジスタから出力された各制御信号に応じてそれぞれ、特性周波数を選択するようにフィルタリング信号処理を行う複数の主フィルタと、を備えたことを特徴とするフィルタ自動調整回路。
2. 前記主フィルタ及び基準フィルタは、オペアンプを用いたアクティブフィルタであることを特徴とする請求項１記載のフィルタ自動調整回路。
3. 前記基準フィルタは、特性周波数の信号が与えられたときに生じるべき位相差が９０度又は９０度であることを特徴とする請求項１記載のフィルタ自動調整回路。
4. 前記基準フィルタは、ＭＯＳ容量とＭＯＭ容量を選択的に切り替えて、もしくはＭＯＳ容量とＭＩＭ容量を選択的に切り替えて、モードの切り替えを行うことを特徴とする請求項１記載のフィルタ自動調整回路。
5. 前記基準フィルタは、ＰＳ抵抗と拡散抵抗を選択的に切り替えて、モードの切り替えを行うことを特徴とする請求項１記載のフィルタ自動調整回路。
6. 前記基準フィルタは、同じ種類で形状が異なる複数の素子を選択的に切り替えて、モードの切り替えを行うことを特徴とする請求項１記載のフィルタ自動調整回路。
7. 前記基準フィルタは、特性周波数を切り替えられることを特徴とする請求項１記載のフィルタ自動調整回路。
8. 前記基準位相差検出器は、ＡＮＤ回路であることを特徴とする請求項１記載のフィルタ自動調整回路。
9. 前記カウンタの出力信号と、前記デコーダの出力信号と、前記レジスタの出力信号のうちのいずれかに基づいて、複数のファイルタ調整結果に対して、結果が選択条件に合わない場合に、再調整を行うか、エラー表示の出力信号を行うか、以前の結果を用いる命令を出す判定手段をさらに備えたことを特徴とする請求項１記載のフィルタ自動調整回路。
10. 前記基準フィルタを備えずに切り替え動作を行うことにより、前記主フィルタを前記基準フィルタに代えて用いることを特徴とする請求項１〜９のうちのいずれか１つに記載のフィルタ自動調整回路。
11. 特性周波数が調整可能な主フィルタに対して、基準信号の周波数を目標周波数として前記特性周波数を調整するフィルタ自動調整方法において、
    選択的に切り替え可能な複数のモードを有し、入力される基準信号をフィルタリングして出力する基準フィルタを第１のモードに設定するステップと、
    前記基準フィルタに基準信号を入力するステップと、
    前記第１のモードで、前記基準フィルタの入力信号と出力信号のデューティ比をカウントしてカウント数を出力するステップと、
    前記第１のモードで、前記カウント数からデコードするステップと、
    前記第１のモードで、デコード値をレジスタに格納するステップと、
    前記基準フィルタを第２のモードに設定するステップと、
    前記第２のモードで、前記基準フィルタの入力信号と出力信号のデューティ比をカウントしてカウント数を出力するステップと、
    前記第２のモードで、前記カウント数からデコードするステップと、
    前記第２のモードで、デコード値をレジスタに格納するステップと、を含むことを特徴とするフィルタ自動調整方法。
12. 前記第１のモードから前記第２のモードに切り替える際に、基準フィルタに入力される基準信号の周波数を変更するステップ、をさらに含むことを特徴とする請求項１１に記載のフィルタ自動調整方法。
13. 前記第２のモードで、前記基準フィルタの入力信号と出力信号のデューティ比をカウントしてカウント数を出力するステップを実行した後に、前記第１のモードと第２のモードの、前記カウント数と前記デコード値と前記レジスタの出力信号とのうちのいずれかから、調整結果を判定し、調整結果が選択条件に合わない場合に、再調整を行うか、エラー表示の出力信号を行うか、以前の結果を用いるステップ、をさらに含むことを特徴とする請求項１１に記載のフィルタ自動調整方法。
14. 前記カウント数と前記デコード値と前記レジスタの出力信号のうちのいずれかを、無線通信装置の製造工程にて不揮発性メモリに書き込むことをさらに含むことを特徴とする請求項１１に記載のフィルタ自動調整方法。
15. アンテナから入力された信号を、フィルタ自動調整回路によってフィルタ調整された主フィルタによってフィルタリングし、目標周波数と異なる周波数の妨害波を除去し、妨害波を除去された信号は、主フィルタからベースバンド信号処理部に入力され、ベースバンド信号処理部にて音声やデータに変換される無線通信装置であって、
    前記無線通信装置は、請求項１記載のフィルタ自動調整回路を備えたことを特徴とする無線通信装置。
16. 前記無線通信装置は携帯電話機システムであることを特徴とする請求項１５記載の無線通信装置。

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