JP2002076842A - フィルタ装置、フィルタ制御方法、及び受信装置 - Google Patents
フィルタ装置、フィルタ制御方法、及び受信装置Info
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
- H03H11/12—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback
- H03H11/1291—Current or voltage controlled filters
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 電源電圧の変動や、プロセス上や温度特性上
のバラツキにかかわらず、その特性を一定とすることが
できるフィルタ装置及びフィルタ制御方法、及びこのよ
うなフィルタ装置を用いた受信装置を提供する。 【解決手段】主ローパスフィルタ１１と同様の特性の従
属ローパスフィルタ２１を設ける。信号発生回路２２か
ら従属ローパスフィルタ２１にカットオフ周波数に相当
する周波数の信号を与え、位相差検出回路２３で位相シ
フト量を検出する。誤差検出回路２４で、カットオフ周
波数の信号が供給されたときに従属ローパスフィルタ２
１で生じる位相シフト量に相当する値と、位相特性上、
カットオフ周波数のときに従属ローパスフィルタ２１で
生じるべき位相シフト量に相当する基準値とを比較す
る。この比較出力を制御信号として、従属ローパスフィ
ルタ２１及び主ローパスフィルタ１１を、所望のカット
オフ周波数となるように制御する。
のバラツキにかかわらず、その特性を一定とすることが
できるフィルタ装置及びフィルタ制御方法、及びこのよ
うなフィルタ装置を用いた受信装置を提供する。 【解決手段】主ローパスフィルタ１１と同様の特性の従
属ローパスフィルタ２１を設ける。信号発生回路２２か
ら従属ローパスフィルタ２１にカットオフ周波数に相当
する周波数の信号を与え、位相差検出回路２３で位相シ
フト量を検出する。誤差検出回路２４で、カットオフ周
波数の信号が供給されたときに従属ローパスフィルタ２
１で生じる位相シフト量に相当する値と、位相特性上、
カットオフ周波数のときに従属ローパスフィルタ２１で
生じるべき位相シフト量に相当する基準値とを比較す
る。この比較出力を制御信号として、従属ローパスフィ
ルタ２１及び主ローパスフィルタ１１を、所望のカット
オフ周波数となるように制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、例えば、携帯電
話端末の受信回路に用いて好適な受信装置、及びこのよ
うなダイレクトコンバージョン方式の受信装置のローパ
スフィルタとして用いて好適なフィルタ装置及びフィル
タ制御方法に関する。
話端末の受信回路に用いて好適な受信装置、及びこのよ
うなダイレクトコンバージョン方式の受信装置のローパ
スフィルタとして用いて好適なフィルタ装置及びフィル
タ制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】携帯電話のような無線通信機器の受信回
路は、従来、受信した高周波（ＲＦ）信号を中間周波
（ＩＦ）信号にダウンコンバートとした後に、ベースバ
ンド信号を復調するようなスーパーヘテロダイン方式の
構成をとるのが一般的とされている。図１０は、このよ
うなスーパヘテロダイン方式の受信回路の一例を示すも
のである。
路は、従来、受信した高周波（ＲＦ）信号を中間周波
（ＩＦ）信号にダウンコンバートとした後に、ベースバ
ンド信号を復調するようなスーパーヘテロダイン方式の
構成をとるのが一般的とされている。図１０は、このよ
うなスーパヘテロダイン方式の受信回路の一例を示すも
のである。
【０００３】図１０において、アンテナ１０１で受信し
たＲＦ信号は、ＬＮＡ（Low NoiseAmplifier ）１０２
で増幅された後、乗算器１０４に供給される。乗算器１
０４には、ＰＬＬ（Phase Locked Loop ）シンセサイザ
１０３から、局部発振信号が供給される。乗算器１０４
で、ＲＦ信号と、ＰＬＬシンセサイザ１０２からの局部
発振信号とが乗算され、受信ＲＦ信号がＩＦ信号にダウ
ンコンバートされる。
たＲＦ信号は、ＬＮＡ（Low NoiseAmplifier ）１０２
で増幅された後、乗算器１０４に供給される。乗算器１
０４には、ＰＬＬ（Phase Locked Loop ）シンセサイザ
１０３から、局部発振信号が供給される。乗算器１０４
で、ＲＦ信号と、ＰＬＬシンセサイザ１０２からの局部
発振信号とが乗算され、受信ＲＦ信号がＩＦ信号にダウ
ンコンバートされる。
【０００４】乗算器１０４の出力がバンドパスフィルタ
１０５に供給される。バンドパスフィルタ１０５として
は、例えば、ＳＡＷ（Surface Acoustic Wave ）フィル
タが用いられる。バンドパスフィクタ１０５の出力が乗
算器１０７Ａ及び１０７Ｂに供給される。
１０５に供給される。バンドパスフィルタ１０５として
は、例えば、ＳＡＷ（Surface Acoustic Wave ）フィル
タが用いられる。バンドパスフィクタ１０５の出力が乗
算器１０７Ａ及び１０７Ｂに供給される。
【０００５】乗算器１０７Ａには、局部発振器１０８の
出力が供給される。乗算器１０７Ｂには、発振器１０８
の出力が移送器１０９を介して９０度位相シフトされて
供給される。
出力が供給される。乗算器１０７Ｂには、発振器１０８
の出力が移送器１０９を介して９０度位相シフトされて
供給される。
【０００６】乗算器１０７Ａで、ＩＦ信号と局部発振器
１０８の出力とが乗算される。乗算器１０７Ｂで、ＩＦ
信号と、移送器１０９により９０度シフトされた発振器
１０８の出力とが乗算される。乗算器１０７Ａにより、
Ｉ信号が復調される。乗算器１０７ＢによりＱ信号が復
調される。乗算器１０７Ａ及び１０７Ｂの出力は、直交
復調回路に供給される。
１０８の出力とが乗算される。乗算器１０７Ｂで、ＩＦ
信号と、移送器１０９により９０度シフトされた発振器
１０８の出力とが乗算される。乗算器１０７Ａにより、
Ｉ信号が復調される。乗算器１０７ＢによりＱ信号が復
調される。乗算器１０７Ａ及び１０７Ｂの出力は、直交
復調回路に供給される。
【０００７】このように、従来、無線通信機器の受信回
路は、受信したＲＦ信号をＩＦ信号にダウンコンバート
した後に、ベースバンド信号を復調するスーパーヘテロ
ダイン方式が用いられている。
路は、受信したＲＦ信号をＩＦ信号にダウンコンバート
した後に、ベースバンド信号を復調するスーパーヘテロ
ダイン方式が用いられている。
【０００８】ところが、スーパーヘテロダイン方式で
は、ＲＦ信号をＩＦ信号にダウンコンバートする際に、
イメージ周波数が発生するため、ＩＦ回路にバンドパス
フィルタを設ける必要がある。このようなバンドパスフ
ィルタとしては、ＳＡＷフィルタが用いられる。このた
め、集積回路化が困難であり、小型化の障害となる。
は、ＲＦ信号をＩＦ信号にダウンコンバートする際に、
イメージ周波数が発生するため、ＩＦ回路にバンドパス
フィルタを設ける必要がある。このようなバンドパスフ
ィルタとしては、ＳＡＷフィルタが用いられる。このた
め、集積回路化が困難であり、小型化の障害となる。
【０００９】そこで、このような携帯無線機の受信回路
として、ダイレクトコンバージョン方式を用いて回路規
模を縮小することが考えられている。ダイレクトコンバ
ージョン方式では、イメージ周波数を発生させないた
め、イメージ周波数除去用のバンドパスフィルタを省略
することが可能である。
として、ダイレクトコンバージョン方式を用いて回路規
模を縮小することが考えられている。ダイレクトコンバ
ージョン方式では、イメージ周波数を発生させないた
め、イメージ周波数除去用のバンドパスフィルタを省略
することが可能である。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】ダイレクトコンバージ
ョン方式を採用した場合には、乗算器によりＩ信号及び
Ｑ信号を直交復調した後に、ローパスフィルタが挿入さ
れる。このローパスフィルタとしては、ベースバンド信
号が直接復調されるため、扱う周波数が低くなり、ＳＡ
Ｗフィルタの採用は困難である。
ョン方式を採用した場合には、乗算器によりＩ信号及び
Ｑ信号を直交復調した後に、ローパスフィルタが挿入さ
れる。このローパスフィルタとしては、ベースバンド信
号が直接復調されるため、扱う周波数が低くなり、ＳＡ
Ｗフィルタの採用は困難である。
【００１１】このため、このようなローパスフィルタと
しては、半導体素子と、抵抗、キャパシタで構成される
アクティブフィルタを用いるのが一般的である。
しては、半導体素子と、抵抗、キャパシタで構成される
アクティブフィルタを用いるのが一般的である。
【００１２】しかしながら、アクティブフィルタでは、
電源電圧の変動や、トランジスタ、抵抗、キャパシタの
プロセス上や温度特性上のバラツキにより、特性が変化
するという問題がある。特に、安定した減衰特性を実現
するためには、カットオフ特性を一定にすることが望ま
れる。
電源電圧の変動や、トランジスタ、抵抗、キャパシタの
プロセス上や温度特性上のバラツキにより、特性が変化
するという問題がある。特に、安定した減衰特性を実現
するためには、カットオフ特性を一定にすることが望ま
れる。
【００１３】したがって、この発明の目的は、電源電圧
の変動や、プロセス上や温度特性上のバラツキにかかわ
らず、その特性を一定とすることができるフィルタ装置
及びフィルタ制御方法、及びこのようなフィルタ装置を
用いた受信装置を提供することにある。
の変動や、プロセス上や温度特性上のバラツキにかかわ
らず、その特性を一定とすることができるフィルタ装置
及びフィルタ制御方法、及びこのようなフィルタ装置を
用いた受信装置を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、信号
処理を行う主フィルタと、主フィルタと同様の構成の従
属フィルタと、主フィルタ及び従属フィルタは、外部か
らの制御信号によりその特性が設定可能とされており、
主フィルタ及び従属フィルタのカットオフ周波数に相当
する周波数の信号を発生し、カットオフ周波数に相当す
る信号を従属フィルタに与える信号発生手段と、信号発
生手段から出力されるカットオフ周波数に相当する周波
数の信号の位相と、信号発生手段から従属フィルタを介
して出力されるカットオフ周波数に相当する周波数の信
号の位相との位相差を検出する位相差検出手段と、位相
特性上から従属フィルタにカットオフ周波数の信号が与
えられたときに生じるべき位相差と、位相差検出手段で
検出された従属フィルタにカットオフ周波数の信号が与
えられたときに生じる位相差との誤差を検出する誤差検
出手段とを有し、誤差検出手段の出力を制御信号として
従属フィルタの特性を制御すると共に、従属フィルタに
与えられる制御信号と同様の制御信号を主フィルタに与
えて、主フィルタの特性を制御するようにしたフィルタ
装置である。
処理を行う主フィルタと、主フィルタと同様の構成の従
属フィルタと、主フィルタ及び従属フィルタは、外部か
らの制御信号によりその特性が設定可能とされており、
主フィルタ及び従属フィルタのカットオフ周波数に相当
する周波数の信号を発生し、カットオフ周波数に相当す
る信号を従属フィルタに与える信号発生手段と、信号発
生手段から出力されるカットオフ周波数に相当する周波
数の信号の位相と、信号発生手段から従属フィルタを介
して出力されるカットオフ周波数に相当する周波数の信
号の位相との位相差を検出する位相差検出手段と、位相
特性上から従属フィルタにカットオフ周波数の信号が与
えられたときに生じるべき位相差と、位相差検出手段で
検出された従属フィルタにカットオフ周波数の信号が与
えられたときに生じる位相差との誤差を検出する誤差検
出手段とを有し、誤差検出手段の出力を制御信号として
従属フィルタの特性を制御すると共に、従属フィルタに
与えられる制御信号と同様の制御信号を主フィルタに与
えて、主フィルタの特性を制御するようにしたフィルタ
装置である。
【００１５】請求項８の発明は、信号処理を行う主フィ
ルタと、主フィルタと同様の構成の従属フィルタを用意
し、主フィルタ及び従属フィルタは、外部からの制御信
号によりその特性を設定可能としておき、従属フィルタ
に、従属フィルタののカットオフ周波数に相当する周波
数の信号を供給し、従属フィルタに従属フィルタのカッ
トオフ周波数に相当する周波数の信号を供給したときに
生じる従属フィルタの位相シフト量を検出し、従属フィ
ルタに従属フィルタのカットオフ周波数に相当する周波
数の信号を供給したときに生じる従属フィルタの位相シ
フト量と、位相特性上から従属フィルタにカットオフ周
波数の信号が与えられたときに生じるべき位相シフト量
とを比較し、従属フィルタに従属フィルタのカットオフ
周波数に相当する周波数の信号を供給したときに生じる
従属フィルタの位相シフト量と、位相特性上から従属フ
ィルタにカットオフ周波数の信号が与えられたときに生
じるべき位相シフト量が等しくなるように、従属フィル
タに制御信号を与えて従属フィルタの特性を制御すると
共に、従属フィルタに与えられる制御信号と同様の制御
信号を主フィルタに与えて、主フィルタの特性を制御す
るようにしたフィルタ制御方法である。
ルタと、主フィルタと同様の構成の従属フィルタを用意
し、主フィルタ及び従属フィルタは、外部からの制御信
号によりその特性を設定可能としておき、従属フィルタ
に、従属フィルタののカットオフ周波数に相当する周波
数の信号を供給し、従属フィルタに従属フィルタのカッ
トオフ周波数に相当する周波数の信号を供給したときに
生じる従属フィルタの位相シフト量を検出し、従属フィ
ルタに従属フィルタのカットオフ周波数に相当する周波
数の信号を供給したときに生じる従属フィルタの位相シ
フト量と、位相特性上から従属フィルタにカットオフ周
波数の信号が与えられたときに生じるべき位相シフト量
とを比較し、従属フィルタに従属フィルタのカットオフ
周波数に相当する周波数の信号を供給したときに生じる
従属フィルタの位相シフト量と、位相特性上から従属フ
ィルタにカットオフ周波数の信号が与えられたときに生
じるべき位相シフト量が等しくなるように、従属フィル
タに制御信号を与えて従属フィルタの特性を制御すると
共に、従属フィルタに与えられる制御信号と同様の制御
信号を主フィルタに与えて、主フィルタの特性を制御す
るようにしたフィルタ制御方法である。
【００１６】請求項９の発明は、受信信号と、受信信号
の周波数と等しい局部発振信号とを乗算してベースバン
ド信号を直接復調するダイレクトコンバージョン方式の
受信装置において、受信信号と、受信信号の周波数と等
しい局部発振信号との乗算出力が供給されるローパスフ
ィルタを設け、ローパスフィルタは、信号処理を行う主
フィルタと、主フィルタと同様の構成の従属フィルタ
と、主フィルタ及び従属フィルタは、外部からの制御信
号によりその特性が設定可能とされており、主フィルタ
及び従属フィルタのカットオフ周波数に相当する周波数
の信号を発生し、カットオフ周波数に相当する信号を従
属フィルタに与える信号発生手段と、信号発生手段から
出力されるカットオフ周波数に相当する周波数の信号の
位相と、信号発生手段から従属フィルタを介して出力さ
れるカットオフ周波数に相当する周波数の信号の位相と
の位相差を検出する位相差検出手段と、位相特性上から
従属フィルタにカットオフ周波数の信号が与えられたと
きに生じるべき位相差と、位相差検出手段で検出された
従属フィルタにカットオフ周波数の信号が与えられたと
きに生じる位相差との誤差を検出する誤差検出手段とを
有し、誤差検出手段の出力を制御信号として従属フィル
タの特性を制御すると共に、従属フィルタに与えられる
制御信号と同様の制御信号を主フィルタに与えて、主フ
ィルタの特性を制御するからなる受信装置である。
の周波数と等しい局部発振信号とを乗算してベースバン
ド信号を直接復調するダイレクトコンバージョン方式の
受信装置において、受信信号と、受信信号の周波数と等
しい局部発振信号との乗算出力が供給されるローパスフ
ィルタを設け、ローパスフィルタは、信号処理を行う主
フィルタと、主フィルタと同様の構成の従属フィルタ
と、主フィルタ及び従属フィルタは、外部からの制御信
号によりその特性が設定可能とされており、主フィルタ
及び従属フィルタのカットオフ周波数に相当する周波数
の信号を発生し、カットオフ周波数に相当する信号を従
属フィルタに与える信号発生手段と、信号発生手段から
出力されるカットオフ周波数に相当する周波数の信号の
位相と、信号発生手段から従属フィルタを介して出力さ
れるカットオフ周波数に相当する周波数の信号の位相と
の位相差を検出する位相差検出手段と、位相特性上から
従属フィルタにカットオフ周波数の信号が与えられたと
きに生じるべき位相差と、位相差検出手段で検出された
従属フィルタにカットオフ周波数の信号が与えられたと
きに生じる位相差との誤差を検出する誤差検出手段とを
有し、誤差検出手段の出力を制御信号として従属フィル
タの特性を制御すると共に、従属フィルタに与えられる
制御信号と同様の制御信号を主フィルタに与えて、主フ
ィルタの特性を制御するからなる受信装置である。
【００１７】カットオフ周波数のときに従属ローパスフ
ィルタで生じる位相シフト量を検出し、カットオフ周波
数のときに従属ローパスフィルタで生じる位相シフト量
の検出値と、位相特性から求められるカットオフ周波数
のときの基準値とを比較し、この比較出力により、従属
ローパスフィルタのカットオフ周波数を制御すること
で、従属ローパスフィルタのカットオフ周波数を所望の
周波数に制御されると共に、主ローパスフィルタのカッ
トオフ周波数を所望の周波数に制御できる。
ィルタで生じる位相シフト量を検出し、カットオフ周波
数のときに従属ローパスフィルタで生じる位相シフト量
の検出値と、位相特性から求められるカットオフ周波数
のときの基準値とを比較し、この比較出力により、従属
ローパスフィルタのカットオフ周波数を制御すること
で、従属ローパスフィルタのカットオフ周波数を所望の
周波数に制御されると共に、主ローパスフィルタのカッ
トオフ周波数を所望の周波数に制御できる。
【００１８】そして、カットオフ周波数のときに従属ロ
ーパスフィルタで生じる位相シフト量の検出値と、位相
特性から求められるカットオフ周波数のときの基準値と
の比較を乗算器で求め、この乗算器と同様な特性の乗算
器で、基準値を発生させるようにしている。これによ
り、回路上や温度特性等の誤差やバラツキがキャンセル
できる。
ーパスフィルタで生じる位相シフト量の検出値と、位相
特性から求められるカットオフ周波数のときの基準値と
の比較を乗算器で求め、この乗算器と同様な特性の乗算
器で、基準値を発生させるようにしている。これによ
り、回路上や温度特性等の誤差やバラツキがキャンセル
できる。
【００１９】
【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態につ
いて図面を参照して説明する。図１は、この発明が適用
できるシングルコンバージョン方式とされた携帯無線機
の受信回路の一例を示すものである。
いて図面を参照して説明する。図１は、この発明が適用
できるシングルコンバージョン方式とされた携帯無線機
の受信回路の一例を示すものである。
【００２０】図１において、アンテナ１からのＲＦ信号
は、ＬＮＡ２で増幅された後、乗算器３Ａ及び３Ｂに供
給される。乗算器３Ａには、ＰＬＬシンセサンザ４から
の局部発振信号が供給され、乗算器３Ｂには、ＰＬＬシ
ンセサンザ４からの局部発振信号が移送器５を介して９
０度位相シフトされて供給される。ＰＬＬシンセサンザ
４は、受信ＲＦ信号の周波数と等しい局部発振信号を出
力している。
は、ＬＮＡ２で増幅された後、乗算器３Ａ及び３Ｂに供
給される。乗算器３Ａには、ＰＬＬシンセサンザ４から
の局部発振信号が供給され、乗算器３Ｂには、ＰＬＬシ
ンセサンザ４からの局部発振信号が移送器５を介して９
０度位相シフトされて供給される。ＰＬＬシンセサンザ
４は、受信ＲＦ信号の周波数と等しい局部発振信号を出
力している。
【００２１】乗算器３Ａ及び３Ｂで、ＲＦ信号と、ＲＦ
信号と等しく互いに９０度位相の異なる局部発振信号と
が乗算される。これにより、乗算器３Ａ及び３Ｂから、
Ｉ信号とＱ信号が復調される。
信号と等しく互いに９０度位相の異なる局部発振信号と
が乗算される。これにより、乗算器３Ａ及び３Ｂから、
Ｉ信号とＱ信号が復調される。
【００２２】乗算器３Ａ及び３Ｂの出力は、ローパスフ
ィルタ６Ａ及び６Ｂを夫々介して直交復調回路７に供給
される。直交復調回路７により、乗算器３Ａ及び３Ｂか
ら出力されるＩ信号及びＱ信号から、べースバンド信号
が復調される。
ィルタ６Ａ及び６Ｂを夫々介して直交復調回路７に供給
される。直交復調回路７により、乗算器３Ａ及び３Ｂか
ら出力されるＩ信号及びＱ信号から、べースバンド信号
が復調される。
【００２３】このようなダイレクトコンバージョン方式
の受信回路では、ＩＦ回路が不要となるため、集積回路
化が容易で、回路規模の削減が図れる。この発明は、こ
のようなダイレクトコンバージョン方式の受信回路にお
けるローパスフィルタ６Ａ及び６Ｂとして用いて好適で
ある。
の受信回路では、ＩＦ回路が不要となるため、集積回路
化が容易で、回路規模の削減が図れる。この発明は、こ
のようなダイレクトコンバージョン方式の受信回路にお
けるローパスフィルタ６Ａ及び６Ｂとして用いて好適で
ある。
【００２４】図２は、この発明が適用されたフィルタ回
路の構成を示すものである。このフィルタ回路では、主
ローパスフィルタ１１と、この主ローパスフィルタ１１
と同様な構成の従属ローパスフィルタ２１が用意され
る。主ローパスフィルタ１１及び従属ローパスフィルタ
２１としては、例えば、２次のアクティブフィルタが用
いられている。この主ローパスフィルタ１１及び従属ロ
ーパスフィルタ２１は、外部からの制御信号により、そ
のカットオフ周波数が設定可能とされている。
路の構成を示すものである。このフィルタ回路では、主
ローパスフィルタ１１と、この主ローパスフィルタ１１
と同様な構成の従属ローパスフィルタ２１が用意され
る。主ローパスフィルタ１１及び従属ローパスフィルタ
２１としては、例えば、２次のアクティブフィルタが用
いられている。この主ローパスフィルタ１１及び従属ロ
ーパスフィルタ２１は、外部からの制御信号により、そ
のカットオフ周波数が設定可能とされている。
【００２５】主ローパスフィルタ１１は、実際に信号処
理を行うフィルタであり、この主ローパスフィルタ１１
には、入力端子１２から入力信号が与えられる。例え
ば、図１に示したようなダイレクトコンバージョン方式
の受信回路のローパスフィルタ６Ａ及び６Ｂとして用い
た場合には、入力端子１２に、乗算器３Ａ及び３Ｂの出
力が供給される。入力端子１２からの信号は、主ローパ
スフィルタ１１により高域成分がカットされる。主ロー
パスフィルタ１１の出力が出力端子１３から出力され
る。
理を行うフィルタであり、この主ローパスフィルタ１１
には、入力端子１２から入力信号が与えられる。例え
ば、図１に示したようなダイレクトコンバージョン方式
の受信回路のローパスフィルタ６Ａ及び６Ｂとして用い
た場合には、入力端子１２に、乗算器３Ａ及び３Ｂの出
力が供給される。入力端子１２からの信号は、主ローパ
スフィルタ１１により高域成分がカットされる。主ロー
パスフィルタ１１の出力が出力端子１３から出力され
る。
【００２６】従属ローパスフィルタ２１は、主ローパス
フィルタ１１と同様に構成され、この従属ローパスフィ
ルタ２１には、信号発生回路２２から、カットオフ周波
数に相当する周波数の信号が供給される。
フィルタ１１と同様に構成され、この従属ローパスフィ
ルタ２１には、信号発生回路２２から、カットオフ周波
数に相当する周波数の信号が供給される。
【００２７】従属ローパスフィルタ２１の出力が位相差
検出回路２３に供給される。また、位相差検出回路２３
には、信号発生回路２２の出力が供給される。位相差検
出回路２３で、信号発生回路２２の出力と、従属ローパ
スフィルタ２１を介された信号発生回路２２の出力との
位相差が検出される。
検出回路２３に供給される。また、位相差検出回路２３
には、信号発生回路２２の出力が供給される。位相差検
出回路２３で、信号発生回路２２の出力と、従属ローパ
スフィルタ２１を介された信号発生回路２２の出力との
位相差が検出される。
【００２８】位相差検出回路２３の出力が誤差検出回路
２４に供給される。誤差検出回路２４には、基準値発生
回路２５から、基準値が供給される。この基準値は、位
相特性上、従属ローパスフィルタ２１にカットオフ周波
数の信号が供給されたときに生じる位相シフト量に基づ
いた値とされている。誤差検出回路２４で、基準値に対
する、信号発生回路２２の出力と従属ローパスフィルタ
２１を介された信号発生回路２２の出力との位相差の誤
差値が得られる。
２４に供給される。誤差検出回路２４には、基準値発生
回路２５から、基準値が供給される。この基準値は、位
相特性上、従属ローパスフィルタ２１にカットオフ周波
数の信号が供給されたときに生じる位相シフト量に基づ
いた値とされている。誤差検出回路２４で、基準値に対
する、信号発生回路２２の出力と従属ローパスフィルタ
２１を介された信号発生回路２２の出力との位相差の誤
差値が得られる。
【００２９】誤差検出回路２４の出力が制御信号として
従属ローパスフィルタ２１に供給されると共に、主ロー
パスフィルタ１１に供給される。従属ローパスフィルタ
２１のカットオフ周波数は、誤差検出回路２４からの制
御信号に基づいて、制御される。また、主ローパスフィ
ルタ１１のカットオフ周波数についても、誤差検出回路
２４からの制御信号に基づいて、制御される。
従属ローパスフィルタ２１に供給されると共に、主ロー
パスフィルタ１１に供給される。従属ローパスフィルタ
２１のカットオフ周波数は、誤差検出回路２４からの制
御信号に基づいて、制御される。また、主ローパスフィ
ルタ１１のカットオフ周波数についても、誤差検出回路
２４からの制御信号に基づいて、制御される。
【００３０】このように、この発明が適用されたフィル
タ回路では、信号発生回路２２から従属ローパスフィル
タ２１にカットオフ周波数に相当する周波数の信号が与
えられ、位相差検出回路２３により、カットオフ周波数
の信号が従属ローパスフィルタ２１に与えられたときに
生じる位相シフト量が検出される。誤差検出回路２４
で、カットオフ周波数の信号が供給されたときに従属ロ
ーパスフィルタ２１で生じる位相シフト量に相当する値
と、位相特性上、カットオフ周波数のときに従属ローパ
スフィルタ２１で生じるべき位相シフト量に相当する基
準値とが比較される。そして、この比較出力が制御信号
として従属ローパスフィルタ２１に与えられ、これによ
り、従属ローパスフィルタ２１のカットオフ周波数が制
御される。
タ回路では、信号発生回路２２から従属ローパスフィル
タ２１にカットオフ周波数に相当する周波数の信号が与
えられ、位相差検出回路２３により、カットオフ周波数
の信号が従属ローパスフィルタ２１に与えられたときに
生じる位相シフト量が検出される。誤差検出回路２４
で、カットオフ周波数の信号が供給されたときに従属ロ
ーパスフィルタ２１で生じる位相シフト量に相当する値
と、位相特性上、カットオフ周波数のときに従属ローパ
スフィルタ２１で生じるべき位相シフト量に相当する基
準値とが比較される。そして、この比較出力が制御信号
として従属ローパスフィルタ２１に与えられ、これによ
り、従属ローパスフィルタ２１のカットオフ周波数が制
御される。
【００３１】このようなループにより、従属ローパスフ
ィルタ２１の位相シフト量が、カットオフ周波数のとき
にフィルタの位相特性で決まる所望の位相シフト量とな
るように制御される。これにより、従属ローパスフィル
タ２１のカットオフ周波数が所望の周波数となるように
制御される。主ローパスフィルタ１１と従属ローパスフ
ィルタ２１とは同様に構成され、主ローパスフィルタ１
１に同様の制御信号が与えられるので、主ローパスフィ
ルタ１１についても、所望のカットオフ周波数となるよ
うに制御される。
ィルタ２１の位相シフト量が、カットオフ周波数のとき
にフィルタの位相特性で決まる所望の位相シフト量とな
るように制御される。これにより、従属ローパスフィル
タ２１のカットオフ周波数が所望の周波数となるように
制御される。主ローパスフィルタ１１と従属ローパスフ
ィルタ２１とは同様に構成され、主ローパスフィルタ１
１に同様の制御信号が与えられるので、主ローパスフィ
ルタ１１についても、所望のカットオフ周波数となるよ
うに制御される。
【００３２】つまり、信号発生回路２２からは、所望の
カットオフ周波数に相当する周波数の信号が発生され、
この信号発生回路２２の出力が従属ローパスフィルタ２
１に供給される。
カットオフ周波数に相当する周波数の信号が発生され、
この信号発生回路２２の出力が従属ローパスフィルタ２
１に供給される。
【００３３】従属ローパスフィルタ２１には位相特性が
あるため、従属ローパスフィルタ２１を通過すると、入
力信号と出力信号との間に位相特性に応じた位相差が生
じる。位相差検出回路２３には、信号発生回路２２から
の信号と、従属ローパスフィルタ２１を通過することで
位相がシフトされた信号発生回路１１から信号が供給さ
れる。したがって、位相差検出回路２３により、カット
オフ周波数に相当する周波数の信号が従属ローパスフィ
ルタ２１が与えられたときの位相量に相当する検出値が
検出される。
あるため、従属ローパスフィルタ２１を通過すると、入
力信号と出力信号との間に位相特性に応じた位相差が生
じる。位相差検出回路２３には、信号発生回路２２から
の信号と、従属ローパスフィルタ２１を通過することで
位相がシフトされた信号発生回路１１から信号が供給さ
れる。したがって、位相差検出回路２３により、カット
オフ周波数に相当する周波数の信号が従属ローパスフィ
ルタ２１が与えられたときの位相量に相当する検出値が
検出される。
【００３４】このカットオフ周波数に相当する周波数の
信号が従属ローパスフィルタ２１が与えられたときの位
相シフト量に相当する検出値と、フィルタの位相特性
上、カットオフ周波数に相当する周波数の信号が従属ロ
ーパスフィルタ２１が与えられたときの位相シフト量に
相当する値とが比較され、この比較出力に基づいて、従
属ローパスフィルタ２１のカットオフ周波数が制御され
る。これにより、カットオフ周波数に相当する信号が従
属ローパスフィルタ２１に供給されたときの位相シフト
量が、フィルタの位相特性で決まるカットオフ周波数に
相当する周波数の信号が与えられたときの位相シフト量
となるように制御され、従属ローパスフィルタ２１のカ
ットオフ周波数が所望の周波数に制御され、主ローパス
フィルタ２１のカットオフ周波数が所望の周波数に制御
される。
信号が従属ローパスフィルタ２１が与えられたときの位
相シフト量に相当する検出値と、フィルタの位相特性
上、カットオフ周波数に相当する周波数の信号が従属ロ
ーパスフィルタ２１が与えられたときの位相シフト量に
相当する値とが比較され、この比較出力に基づいて、従
属ローパスフィルタ２１のカットオフ周波数が制御され
る。これにより、カットオフ周波数に相当する信号が従
属ローパスフィルタ２１に供給されたときの位相シフト
量が、フィルタの位相特性で決まるカットオフ周波数に
相当する周波数の信号が与えられたときの位相シフト量
となるように制御され、従属ローパスフィルタ２１のカ
ットオフ周波数が所望の周波数に制御され、主ローパス
フィルタ２１のカットオフ周波数が所望の周波数に制御
される。
【００３５】例えば、主ローパスフィルタ１１及び従属
ローパスフィルタ２１として、図３に示すようなアクテ
ィブフィルタを使ったとする。
ローパスフィルタ２１として、図３に示すようなアクテ
ィブフィルタを使ったとする。
【００３６】図３において、入力端子ＩＮ１と演算増幅
器ＯＰ１の反転入力端との間に、抵抗Ｒ１が接続され
る。演算増幅器ＯＰ１の非反転入力端が接地される。演
算増幅器ＯＰ１の反転入力端とその出力端との間に、抵
抗Ｒ２及びキャパシタＣ１が接続される。演算増幅器Ｏ
Ｐ１の出力端と演算増幅器ＯＰ２の反転入力端との間
に、抵抗Ｒ３が接続される。演算増幅器ＯＰ２の反転入
力端とその出力端との間に、抵抗Ｒ４及びキャパシタＣ
２が接続される。演算増幅器ＯＰ２の出力端が出力端子
ＯＵＴ１に接続されると共に、インバータＩＶ１、抵抗
Ｒ５を介して、演算増幅器ＯＰ１の反転入力端に接続さ
れる。
器ＯＰ１の反転入力端との間に、抵抗Ｒ１が接続され
る。演算増幅器ＯＰ１の非反転入力端が接地される。演
算増幅器ＯＰ１の反転入力端とその出力端との間に、抵
抗Ｒ２及びキャパシタＣ１が接続される。演算増幅器Ｏ
Ｐ１の出力端と演算増幅器ＯＰ２の反転入力端との間
に、抵抗Ｒ３が接続される。演算増幅器ＯＰ２の反転入
力端とその出力端との間に、抵抗Ｒ４及びキャパシタＣ
２が接続される。演算増幅器ＯＰ２の出力端が出力端子
ＯＵＴ１に接続されると共に、インバータＩＶ１、抵抗
Ｒ５を介して、演算増幅器ＯＰ１の反転入力端に接続さ
れる。
【００３７】図３に示す構成により、２次のアクティブ
ローパスフィルタが実現できる。このアクティブローパ
スフィルタのカットオフ周波数は、抵抗Ｒ１〜Ｒ５の値
により決まる。抵抗Ｒ１〜Ｒ５の値は、外部からの制御
電圧により可変される。
ローパスフィルタが実現できる。このアクティブローパ
スフィルタのカットオフ周波数は、抵抗Ｒ１〜Ｒ５の値
により決まる。抵抗Ｒ１〜Ｒ５の値は、外部からの制御
電圧により可変される。
【００３８】図４は、このような２次のアクティブロー
パスフィルタの特性を示すものである。図４Ａはその振
幅特性を示し、図４Ｂは位相特性を示す。図４Ａに示す
ように、この２次のアクティブローパスフィルタでは、
周波数ωc がカットオフ周波数となり、周波数ωc より
低い周波数が通過帯域となり、周波数ωc より高い周波
数が遮断帯域となる。そして、図４Ｂに示すように、２
次のアクティブローパスフィルタの場合には、カットオ
フ周波数ωc より低い周波数では位相が０度となり、カ
ットオフ周波数ωc で９０度の遅れとなり、カットオフ
周波数ωc より高い周波数では１８０度の位相遅れとな
る。
パスフィルタの特性を示すものである。図４Ａはその振
幅特性を示し、図４Ｂは位相特性を示す。図４Ａに示す
ように、この２次のアクティブローパスフィルタでは、
周波数ωc がカットオフ周波数となり、周波数ωc より
低い周波数が通過帯域となり、周波数ωc より高い周波
数が遮断帯域となる。そして、図４Ｂに示すように、２
次のアクティブローパスフィルタの場合には、カットオ
フ周波数ωc より低い周波数では位相が０度となり、カ
ットオフ周波数ωc で９０度の遅れとなり、カットオフ
周波数ωc より高い周波数では１８０度の位相遅れとな
る。
【００３９】図３に示したような２次のアクティブロー
パスフィルタを、図２に示す主ローパスフィルタ１１及
び従属ローパスフィルタ２１として用いた場合には、図
４Ｂに示すように、カットオフ周波数で位相が−９０度
となる。このように、位相差が９０度又は−９０度の場
合には、位相差検出回路２３として、乗算器を用いるこ
とができる。
パスフィルタを、図２に示す主ローパスフィルタ１１及
び従属ローパスフィルタ２１として用いた場合には、図
４Ｂに示すように、カットオフ周波数で位相が−９０度
となる。このように、位相差が９０度又は−９０度の場
合には、位相差検出回路２３として、乗算器を用いるこ
とができる。
【００４０】つまり、図２において、信号発生回路２２
からの信号をＡcos(θ) とすると、従属ローパスフィル
タ２１を介されて９０度の遅れが生じたとすると、従属
ローパスフィルタ２１を介された信号発生回路２２の出
力は−Ｂsin(θ) となる。したがって、位相差検出回路
２３として乗算器を用いた場合、従属ローパスフィルタ
２１による９０度の遅れが生じているなら、乗算器の構
成とされた位相差検出回路２３の出力は、
からの信号をＡcos(θ) とすると、従属ローパスフィル
タ２１を介されて９０度の遅れが生じたとすると、従属
ローパスフィルタ２１を介された信号発生回路２２の出
力は−Ｂsin(θ) となる。したがって、位相差検出回路
２３として乗算器を用いた場合、従属ローパスフィルタ
２１による９０度の遅れが生じているなら、乗算器の構
成とされた位相差検出回路２３の出力は、
【数１】 となる。
【００４１】また、従属ローパスフィルタ２１のカット
オフ周波数が所望のカットオフ周波数より高い周波数に
ずれている場合には、従属ローパスフィルタ２１の入力
信号と出力信号との位相差は（９０−φ）となり、従属
ローパスフィルタ２１のカットオフ周波数が所望のカッ
トオフ周波数より低い周波数にずれている場合には、従
属ローパスフィルタ２１の入力信号と出力信号との位相
差は（９０＋φ）となる。したがって、位相差検出回路
２３として乗算器を用いた場合、従属ローパスフィルタ
２１のカットオフ周波数が所望のカットオフ周波数より
高い周波数又は低い周波数にずれていると、乗算器の構
成とされた位相差検出回路２３の出力は、
オフ周波数が所望のカットオフ周波数より高い周波数に
ずれている場合には、従属ローパスフィルタ２１の入力
信号と出力信号との位相差は（９０−φ）となり、従属
ローパスフィルタ２１のカットオフ周波数が所望のカッ
トオフ周波数より低い周波数にずれている場合には、従
属ローパスフィルタ２１の入力信号と出力信号との位相
差は（９０＋φ）となる。したがって、位相差検出回路
２３として乗算器を用いた場合、従属ローパスフィルタ
２１のカットオフ周波数が所望のカットオフ周波数より
高い周波数又は低い周波数にずれていると、乗算器の構
成とされた位相差検出回路２３の出力は、
【数２】 となる。
【００４２】（２）式より、
【数３】 という２倍の周波数成分を持った信号と、
【数４】 という直流成分の信号が出力される。よって、この直流
成分が「０」になるように従属ローパスフィルタ２１を
制御すると、従属ローパスフィルタ２１の位相特性が−
９０度となり、従属ローパスフィルタ２１のカットオフ
周波数を所望の周波数にロックしておくことができる。
成分が「０」になるように従属ローパスフィルタ２１を
制御すると、従属ローパスフィルタ２１の位相特性が−
９０度となり、従属ローパスフィルタ２１のカットオフ
周波数を所望の周波数にロックしておくことができる。
【００４３】したがって、従属ローパスフィルタ２１と
し２次のアクティブフィルタを用い、位相差検出回路２
３として乗算器を使った場合には、基準値発生回路２５
からの基準値は「０」ということになる。
し２次のアクティブフィルタを用い、位相差検出回路２
３として乗算器を使った場合には、基準値発生回路２５
からの基準値は「０」ということになる。
【００４４】誤差検出回路２４は、位相差検出回路２３
の出力と基準値発生回路２５の出力とを比較し、この比
較出力に基づいて、制御信号を発生するものである。こ
の誤差検出回路２４としては、差動アンプを用いること
ができる。
の出力と基準値発生回路２５の出力とを比較し、この比
較出力に基づいて、制御信号を発生するものである。こ
の誤差検出回路２４としては、差動アンプを用いること
ができる。
【００４５】従属ローパスフィルタ２１の入力信号と出
力信号との位相差を−９０度にするための抵抗値の制御
電圧をＶCtr とし、この抵抗値の制御電圧の変化に対す
る入力信号と出力信号との位相差−９０度からの差の変
化をΔφ、乗算器に入力される２信号の位相差−９０度
からの差の変化分をΔφに対する直流成分の変化分ΔＶ
φとし（Δφ−ＤＣ＿ｒｅｆ）、差動増幅回路の利得を
Ｇとすると、従属ローパスフィルタ２１内の抵抗値を制
御する電圧の収束電圧は、以下のように制御される。
力信号との位相差を−９０度にするための抵抗値の制御
電圧をＶCtr とし、この抵抗値の制御電圧の変化に対す
る入力信号と出力信号との位相差−９０度からの差の変
化をΔφ、乗算器に入力される２信号の位相差−９０度
からの差の変化分をΔφに対する直流成分の変化分ΔＶ
φとし（Δφ−ＤＣ＿ｒｅｆ）、差動増幅回路の利得を
Ｇとすると、従属ローパスフィルタ２１内の抵抗値を制
御する電圧の収束電圧は、以下のように制御される。
【数５】 ここで、ｎを限りなく無限大にすることで、
【数６】 がＶCtr に収束する条件は、
【数７】 つまり、
【数８】 になる。この（５）式を満足するように、信号の振幅、
利得を設定することで、所望の制御電圧に制御可能とな
る。
利得を設定することで、所望の制御電圧に制御可能とな
る。
【００４６】このように、位相差検出回路２３で、カッ
トオフ周波数のときに従属ローパスフィルタ２１で生じ
る位相シフト量を検出し、誤差検出回路２４で、カット
オフ周波数のときに従属ローパスフィルタ２１で生じる
位相シフト量の検出値と、位相特性から求められるカッ
トオフ周波数のときの基準値とを比較し、この比較出力
により、従属ローパスフィルタ２１のカットオフ周波数
を制御することで、従属ローパスフィルタ２１のカット
オフ周波数が所望の周波数に制御されると共に、主ロー
パスフィルタ１１のカットオフ周波数が所望の周波数に
制御される。
トオフ周波数のときに従属ローパスフィルタ２１で生じ
る位相シフト量を検出し、誤差検出回路２４で、カット
オフ周波数のときに従属ローパスフィルタ２１で生じる
位相シフト量の検出値と、位相特性から求められるカッ
トオフ周波数のときの基準値とを比較し、この比較出力
により、従属ローパスフィルタ２１のカットオフ周波数
を制御することで、従属ローパスフィルタ２１のカット
オフ周波数が所望の周波数に制御されると共に、主ロー
パスフィルタ１１のカットオフ周波数が所望の周波数に
制御される。
【００４７】図５は、カットオフ周波数の制御を行って
いないときのフィルタの特性のシミュレーションを示し
ている。図５において、横軸が周波数、縦軸がゲインを
示している。なお、ここでは、フィルタとして７次のア
クティブローパスフィルタが用いられている。
いないときのフィルタの特性のシミュレーションを示し
ている。図５において、横軸が周波数、縦軸がゲインを
示している。なお、ここでは、フィルタとして７次のア
クティブローパスフィルタが用いられている。
【００４８】ローパスフィルタに求められる条件は、通
過帯域が平坦であること、減衰帯域が安定した現数特性
を実現することである。温度の変化に対する３ＭＨｚに
おける減衰量を確認してみると、図５から分かるよう
に、理想状態である２５度では３０ｄＢの減衰特性が得
られるが、−３０度では２０ｄＢとなるり、約１０ｄＢ
の減衰特性の変化が確認できる。なお、図５において、
温度は（ｔｅｍｐ＝）として示されている。このよう
に、温度環境の変化等により、減衰特性が劣化してい
る。温度環境により特性の劣化は、ダイレクトコンバー
ジョン方式の無線機器では、受信感度の低下、選択度の
低下、スプリアス特性のバラツキを引き起こす。
過帯域が平坦であること、減衰帯域が安定した現数特性
を実現することである。温度の変化に対する３ＭＨｚに
おける減衰量を確認してみると、図５から分かるよう
に、理想状態である２５度では３０ｄＢの減衰特性が得
られるが、−３０度では２０ｄＢとなるり、約１０ｄＢ
の減衰特性の変化が確認できる。なお、図５において、
温度は（ｔｅｍｐ＝）として示されている。このよう
に、温度環境の変化等により、減衰特性が劣化してい
る。温度環境により特性の劣化は、ダイレクトコンバー
ジョン方式の無線機器では、受信感度の低下、選択度の
低下、スプリアス特性のバラツキを引き起こす。
【００４９】これに対して、図６は、基準値発生回路２
５の基準値を一定として、図２に示した制御ループによ
り、カットオフ周波数が一定となるように制御した場合
のフィルタの周波数特性を示している。
５の基準値を一定として、図２に示した制御ループによ
り、カットオフ周波数が一定となるように制御した場合
のフィルタの周波数特性を示している。
【００５０】このようなカットオフ周波数の制御ループ
を設けることで、理論上は、温度特性にかかわらず、所
望の周波数特性となるように制御できるはずである。と
ころが、図６に示すように、理想状態である２５度のと
きと−３０度のときとのバラツキは小さくなるが、温度
が８０度のときには、図２に示した制御ループによりカ
ットオフ周波数が一定となるように制御すると、かえっ
て特性が悪化している。これは、温度特性の影響を受け
て、制御ループの条件が満たされなくなり、制御不能に
なったものと考えられる。特に、温度変化の影響を受け
ているのは、位相差検出回路２３として用いられている
乗算器であると考えられる。したがって、このような温
度特性の影響を除去することが望まれる。
を設けることで、理論上は、温度特性にかかわらず、所
望の周波数特性となるように制御できるはずである。と
ころが、図６に示すように、理想状態である２５度のと
きと−３０度のときとのバラツキは小さくなるが、温度
が８０度のときには、図２に示した制御ループによりカ
ットオフ周波数が一定となるように制御すると、かえっ
て特性が悪化している。これは、温度特性の影響を受け
て、制御ループの条件が満たされなくなり、制御不能に
なったものと考えられる。特に、温度変化の影響を受け
ているのは、位相差検出回路２３として用いられている
乗算器であると考えられる。したがって、このような温
度特性の影響を除去することが望まれる。
【００５１】図７は、この発明の他の実施の形態を示す
ものである。この実施の形態では、位相差検出回路２３
として乗算器２３Ａを用いている。
ものである。この実施の形態では、位相差検出回路２３
として乗算器２３Ａを用いている。
【００５２】図２に示した実施形態と、図７に示す実施
形態との相違点は、基準値を発生する基準値発生回路２
５として、この例では、乗算器２５Ａを用いている。他
の構成については、前述の実施の形態と同様である。
形態との相違点は、基準値を発生する基準値発生回路２
５として、この例では、乗算器２５Ａを用いている。他
の構成については、前述の実施の形態と同様である。
【００５３】すなわち、位相差検出回路２３として乗算
器２３Ａを用いたとすると、乗算器の温度特性の影響を
受けて、位相差検出回路２３の出力が変化する。そこ
で、基準値発生回路２５として、位相差検出回路２３に
使っている乗算器２３Ａと同様の乗算器２５Ａが用意さ
れる。
器２３Ａを用いたとすると、乗算器の温度特性の影響を
受けて、位相差検出回路２３の出力が変化する。そこ
で、基準値発生回路２５として、位相差検出回路２３に
使っている乗算器２３Ａと同様の乗算器２５Ａが用意さ
れる。
【００５４】乗算器としては、例えば、図８に示すよう
な、二重平衡回路が用いられる。図８において、トラン
ジスタＱ１１及びＱ１２のエミッタが共通接続され、こ
の接続点が電流源Ｉ１１を介して接地される。トランジ
スタＱ１５及びＱ１６のエミッタが共通接続され、この
接続点がトランジスタＱ１１のコレクタに接続される。
トランジスタＱ１７及びＱ１８のエミッタが共通接続さ
れ、この接続点がトランジスタＱ１２のコレクタに接続
される。トランジスタＱ１５のコレクタとトランジスタ
Ｑ１７のコレクタとが接続され、この接続点が抵抗Ｒ１
１を介して電源端子に接続される。トランジスタＱ１６
のコレクタとトランジスタＱ１８のコレクタとが接続さ
れ、この接続点が抵抗Ｒ１２を介して電源端子に接続さ
れる。
な、二重平衡回路が用いられる。図８において、トラン
ジスタＱ１１及びＱ１２のエミッタが共通接続され、こ
の接続点が電流源Ｉ１１を介して接地される。トランジ
スタＱ１５及びＱ１６のエミッタが共通接続され、この
接続点がトランジスタＱ１１のコレクタに接続される。
トランジスタＱ１７及びＱ１８のエミッタが共通接続さ
れ、この接続点がトランジスタＱ１２のコレクタに接続
される。トランジスタＱ１５のコレクタとトランジスタ
Ｑ１７のコレクタとが接続され、この接続点が抵抗Ｒ１
１を介して電源端子に接続される。トランジスタＱ１６
のコレクタとトランジスタＱ１８のコレクタとが接続さ
れ、この接続点が抵抗Ｒ１２を介して電源端子に接続さ
れる。
【００５５】トランジスタＱ１５のベースとトランジス
タＱ１８のベースとが共通接続され、この接続点が入力
端子ＩＮ１１に接続される。トランジスタＱ１６のベー
スとトランジスタＱ１７のベースとが共通接続され、こ
の接続点が入力端子ＩＮ１２に接続される。
タＱ１８のベースとが共通接続され、この接続点が入力
端子ＩＮ１１に接続される。トランジスタＱ１６のベー
スとトランジスタＱ１７のベースとが共通接続され、こ
の接続点が入力端子ＩＮ１２に接続される。
【００５６】トランジスタＱ１１のベースに入力端子Ｉ
Ｎ１３が接続される。トランジスタＱ１２のベースに入
力端子ＩＮ１４が接続される。
Ｎ１３が接続される。トランジスタＱ１２のベースに入
力端子ＩＮ１４が接続される。
【００５７】トランジスタＱ１５のコレクタとトランジ
スタＱ１７のコレクタとの接続点に、出力端子ＯＵＴ１
１が接続される。トランジスタＱ１６のコレクタとトラ
ンジスタＱ１８のコレクタとの接続点に、出力端子ＯＵ
Ｔ１２が接続される。
スタＱ１７のコレクタとの接続点に、出力端子ＯＵＴ１
１が接続される。トランジスタＱ１６のコレクタとトラ
ンジスタＱ１８のコレクタとの接続点に、出力端子ＯＵ
Ｔ１２が接続される。
【００５８】このような構成では、入力端子ＩＮ１１及
びＩＮ１２に入力信号が差動で供給され、入力端子ＩＮ
１３及びＩＮ１４に他方の入力信号が差動で供給される
と、出力端子ＯＵＴ１及びＯＵＴ２から、その２つの信
号の乗算出力が得られる。
びＩＮ１２に入力信号が差動で供給され、入力端子ＩＮ
１３及びＩＮ１４に他方の入力信号が差動で供給される
と、出力端子ＯＵＴ１及びＯＵＴ２から、その２つの信
号の乗算出力が得られる。
【００５９】基準値発生回路２５として用いられる乗算
器２５Ａでは、図８における出力端子ＯＵＴ１１及びＯ
ＵＴ１２から、出力が生じないようにしておく。例え
ば、入力端子ＩＮ１１及びＩＮ１２、入力端子ＩＮ１３
及びＩＮ１４を、無入力としておく。そして、位相差検
出回路２３として用いられる乗算器２３Ａと、基準値発
生回路２５として用いられる乗算器２５Ａとを、レイア
ウト上、温度の変化やプロセス上、マッチングのとれる
位置に配置しておく。
器２５Ａでは、図８における出力端子ＯＵＴ１１及びＯ
ＵＴ１２から、出力が生じないようにしておく。例え
ば、入力端子ＩＮ１１及びＩＮ１２、入力端子ＩＮ１３
及びＩＮ１４を、無入力としておく。そして、位相差検
出回路２３として用いられる乗算器２３Ａと、基準値発
生回路２５として用いられる乗算器２５Ａとを、レイア
ウト上、温度の変化やプロセス上、マッチングのとれる
位置に配置しておく。
【００６０】このように、位相差検出回路２３と、基準
値発生回路２５とを同様な乗算器２３Ａ及び２５Ａで構
成すると、プロセス上のバラツキや、温度特性の影響が
キャンセルされ、精度の向上が図れる。
値発生回路２５とを同様な乗算器２３Ａ及び２５Ａで構
成すると、プロセス上のバラツキや、温度特性の影響が
キャンセルされ、精度の向上が図れる。
【００６１】図９は、図７に示したように、基準値発生
回路２５として乗算器を用いて場合のフィルタの特性を
示すものである。図９に示す特性から明らかなように、
基準値発生回路２５として乗算器２５Ａを用いて温度特
性による影響をキャンセルすることで、周波数特性を常
に一定とすることができる。
回路２５として乗算器を用いて場合のフィルタの特性を
示すものである。図９に示す特性から明らかなように、
基準値発生回路２５として乗算器２５Ａを用いて温度特
性による影響をキャンセルすることで、周波数特性を常
に一定とすることができる。
【００６２】以上説明したように、この発明の実施の形
態では、位相差検出回路２３で、カットオフ周波数のと
きに従属ローパスフィルタ２１で生じる位相量を検出
し、誤差検出回路２４で、カットオフ周波数のときに従
属ローパスフィルタ２１で生じる位相量と、位相特性か
ら求められるカットオフ周波数のときの基準値とを比較
し、この比較出力により、従属ローパスフィルタ２１の
カットオフ周波数を制御することで、従属ローパスフィ
ルタ２１のカットオフ周波数を所望の周波数に制御する
と共に、主ローパスフィルタ１１のカットオフ周波数を
所望の周波数に制御することができる。更に、位相差検
出回路２３と、基準値発生回路２５とを同様な乗算器２
３Ａ及び２５Ａで構成すると、プロセス上のバラツキ
や、温度特性の影響がキャンセルされ、精度の向上が図
れる。
態では、位相差検出回路２３で、カットオフ周波数のと
きに従属ローパスフィルタ２１で生じる位相量を検出
し、誤差検出回路２４で、カットオフ周波数のときに従
属ローパスフィルタ２１で生じる位相量と、位相特性か
ら求められるカットオフ周波数のときの基準値とを比較
し、この比較出力により、従属ローパスフィルタ２１の
カットオフ周波数を制御することで、従属ローパスフィ
ルタ２１のカットオフ周波数を所望の周波数に制御する
と共に、主ローパスフィルタ１１のカットオフ周波数を
所望の周波数に制御することができる。更に、位相差検
出回路２３と、基準値発生回路２５とを同様な乗算器２
３Ａ及び２５Ａで構成すると、プロセス上のバラツキ
や、温度特性の影響がキャンセルされ、精度の向上が図
れる。
【００６３】なお、上述の例では、主ローパスフィルタ
１１及び従属ローパスフィルタ２１として、２次のアク
ティブローパスフィルタを用いたが、他の構成のもの、
例えば、７次のアクティブフィルタを用いるようにして
も良い。
１１及び従属ローパスフィルタ２１として、２次のアク
ティブローパスフィルタを用いたが、他の構成のもの、
例えば、７次のアクティブフィルタを用いるようにして
も良い。
【００６４】また、この発明はローパスフィルタに限ら
ず、ハイパスフィルタや他のフィルタを構成する場合に
も同様に適用することができる。勿論、フィルタの構成
が変わると、位相特性が変わるので、位相特性に応じ
て、位相差検出回路の構成や、誤差検出回路の構成を設
定する必要がある。
ず、ハイパスフィルタや他のフィルタを構成する場合に
も同様に適用することができる。勿論、フィルタの構成
が変わると、位相特性が変わるので、位相特性に応じ
て、位相差検出回路の構成や、誤差検出回路の構成を設
定する必要がある。
【００６５】
【発明の効果】この発明によれば、カットオフ周波数の
ときに従属ローパスフィルタで生じる位相シフト量を検
出し、カットオフ周波数のときに従属ローパスフィルタ
で生じる位相シフト量の検出値と、位相特性から求めら
れるカットオフ周波数のときの基準値とを比較し、この
比較出力により、従属ローパスフィルタのカットオフ周
波数を制御することで、従属ローパスフィルタのカット
オフ周波数が所望の周波数に制御されると共に、主ロー
パスフィルタのカットオフ周波数が所望の周波数に制御
できる。
ときに従属ローパスフィルタで生じる位相シフト量を検
出し、カットオフ周波数のときに従属ローパスフィルタ
で生じる位相シフト量の検出値と、位相特性から求めら
れるカットオフ周波数のときの基準値とを比較し、この
比較出力により、従属ローパスフィルタのカットオフ周
波数を制御することで、従属ローパスフィルタのカット
オフ周波数が所望の周波数に制御されると共に、主ロー
パスフィルタのカットオフ周波数が所望の周波数に制御
できる。
【００６６】そして、この発明では、カットオフ周波数
のときに従属ローパスフィルタで生じる位相シフト量の
検出値と、位相特性から求められるカットオフ周波数の
ときの基準値との比較を乗算器で求め、この乗算器と同
様な特性の乗算器で、基準値を発生させるようにしてい
る。これにより、回路上や温度特性等の誤差やバラツキ
がキャンセルできる。
のときに従属ローパスフィルタで生じる位相シフト量の
検出値と、位相特性から求められるカットオフ周波数の
ときの基準値との比較を乗算器で求め、この乗算器と同
様な特性の乗算器で、基準値を発生させるようにしてい
る。これにより、回路上や温度特性等の誤差やバラツキ
がキャンセルできる。
【図１】この発明が適用できる無線通信機器の受信回路
の一例のブロック図である。
の一例のブロック図である。
【図２】この発明の一実施の形態のブロック図である。
【図３】アクティブフィルタの一例の接続図である。
【図４】アクティブフィルタの特性の説明に用いるグラ
フである。
フである。
【図５】カットオフ周波数の制御を行わない場合のフィ
ルタ特性を示すグラフである。
ルタ特性を示すグラフである。
【図６】基準電圧を使ってカットオフ周波数の制御を行
った場合のフィルタ特性を示すグラフである。
った場合のフィルタ特性を示すグラフである。
【図７】この発明の他の実施の形態のブロック図であ
る。
る。
【図８】乗算器の構成を示す接続図である。
【図９】温度補償を行ってカットオフ周波数の制御を行
った場合のフィルタ特性を示すグラフである。
った場合のフィルタ特性を示すグラフである。
【図１０】従来の無線通信機器の受信回路の一例のブロ
ック図である。
ック図である。
１１・・・主ローパスフィルタ，２１・・・従属ローパ
スフィルタ，２２・・・信号発生回路，２３・・・位相
差検出回路，２４・・・誤差検出回路，２５・・・基準
値発生回路
スフィルタ，２２・・・信号発生回路，２３・・・位相
差検出回路，２４・・・誤差検出回路，２５・・・基準
値発生回路
Claims (9)
- 【請求項１】 信号処理を行う主フィルタと、 上記主フィルタと同様の構成の従属フィルタと、 上記主フィルタ及び上記従属フィルタは、外部からの制
御信号によりその特性が設定可能とされており、 上記主フィルタ及び上記従属フィルタのカットオフ周波
数に相当する周波数の信号を発生し、上記カットオフ周
波数に相当する信号を上記従属フィルタに与える信号発
生手段と、 上記信号発生手段から出力される上記カットオフ周波数
に相当する周波数の信号の位相と、上記信号発生手段か
ら上記従属フィルタを介して出力される上記カットオフ
周波数に相当する周波数の信号の位相との位相差を検出
する位相差検出手段と、 位相特性上から上記従属フィルタにカットオフ周波数の
信号が与えられたときに生じるべき位相差と、上記位相
差検出手段で検出された上記従属フィルタにカットオフ
周波数の信号が与えられたときに生じる位相差との誤差
を検出する誤差検出手段とを有し、 上記誤差検出手段の出力を制御信号として上記従属フィ
ルタの特性を制御すると共に、 上記従属フィルタに与えられる制御信号と同様の制御信
号を上記主フィルタに与えて、上記主フィルタの特性を
制御するようにしたフィルタ装置。 - 【請求項２】 上記主フィルタ及び上記従属フィルタ
は、位相特性上、カットオフ周波数の信号が与えられた
ときに生じるべき位相差が９０度又は−９０度になる請
求項１に記載のフィルタ装置。 - 【請求項３】 上記主フィルタ及び上記従属フィルタ
は、２次のアクティブフィルタである請求項１に記載の
フィルタ装置。 - 【請求項４】 上記主フィルタ及び上記従属フィルタ
は、７次のアクティブフィルタである請求項１に記載の
フィルタ装置。 - 【請求項５】 上記位相差検出手段は、乗算器である請
求項１に記載のフィルタ装置。 - 【請求項６】 上記位相差検出手段を構成する乗算器の
バラツキを補償する補償手段を設けるようにした請求項
５に記載のフィルタ装置。 - 【請求項７】 上記補償手段は、上記位相差検出手段を
構成する乗算器と同様の乗算器であり、 上記補償手段を構成する乗算器により所定の値を発生さ
せ、 上記位相差検出手段を構成する乗算器の出力と、上記補
償手段を構成する乗算器により出力される所定の値とを
減算し、この減算出力により上記従属フィルタを制御す
ることで、上記乗算器の構成とされた位相差検出手段の
特性のバラツキを補償するようにした請求項６に記載の
フィルタ装置。 - 【請求項８】 信号処理を行う主フィルタと、上記主フ
ィルタと同様の構成の従属フィルタを用意し、 上記主フィルタ及び上記従属フィルタは、外部からの制
御信号によりその特性を設定可能としておき、 上記従属フィルタに、上記従属フィルタののカットオフ
周波数に相当する周波数の信号を供給し、 上記従属フィルタに上記従属フィルタのカットオフ周波
数に相当する周波数の信号を供給したときに生じる上記
従属フィルタの位相シフト量を検出し、 上記従属フィルタに上記従属フィルタのカットオフ周波
数に相当する周波数の信号を供給したときに生じる上記
従属フィルタの位相シフト量と、位相特性上から上記従
属フィルタにカットオフ周波数の信号が与えられたとき
に生じるべき位相シフト量とを比較し、 上記従属フィルタに上記従属フィルタのカットオフ周波
数に相当する周波数の信号を供給したときに生じる上記
従属フィルタの位相シフト量と、位相特性上から上記従
属フィルタにカットオフ周波数の信号が与えられたとき
に生じるべき位相シフト量が等しくなるように、上記従
属フィルタに制御信号を与えて上記従属フィルタの特性
を制御すると共に、 上記従属フィルタに与えられる制御信号と同様の制御信
号を上記主フィルタに与えて、上記主フィルタの特性を
制御するようにしたフィルタ制御方法。 - 【請求項９】 受信信号と、上記受信信号の周波数と等
しい局部発振信号とを乗算してベースバンド信号を直接
復調するダイレクトコンバージョン方式の受信装置にお
いて、 上記受信信号と、上記受信信号の周波数と等しい局部発
振信号との乗算出力が供給されるローパスフィルタを設
け、 上記ローパスフィルタは、 信号処理を行う主フィルタと、 上記主フィルタと同様の構成の従属フィルタと、 上記主フィルタ及び上記従属フィルタは、外部からの制
御信号によりその特性が設定可能とされており、 上記主フィルタ及び上記従属フィルタのカットオフ周波
数に相当する周波数の信号を発生し、上記カットオフ周
波数に相当する信号を上記従属フィルタに与える信号発
生手段と、 上記信号発生手段から出力される上記カットオフ周波数
に相当する周波数の信号の位相と、上記信号発生手段か
ら上記従属フィルタを介して出力される上記カットオフ
周波数に相当する周波数の信号の位相との位相差を検出
する位相差検出手段と、 位相特性上から上記従属フィルタにカットオフ周波数の
信号が与えられたときに生じるべき位相差と、上記位相
差検出手段で検出された上記従属フィルタにカットオフ
周波数の信号が与えられたときに生じる位相差との誤差
を検出する誤差検出手段とを有し、 上記誤差検出手段の出力を制御信号として上記従属フィ
ルタの特性を制御すると共に、 上記従属フィルタに与えられる制御信号と同様の制御信
号を上記主フィルタに与えて、上記主フィルタの特性を
制御するからなる受信装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000261394A JP2002076842A (ja) | 2000-08-30 | 2000-08-30 | フィルタ装置、フィルタ制御方法、及び受信装置 |
| EP01306869A EP1187326A2 (en) | 2000-08-30 | 2001-08-13 | Filter apparatus |
| US09/940,569 US6646497B2 (en) | 2000-08-30 | 2001-08-28 | Filter apparatus |
| KR1020010052437A KR20020018101A (ko) | 2000-08-30 | 2001-08-29 | 필터 장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000261394A JP2002076842A (ja) | 2000-08-30 | 2000-08-30 | フィルタ装置、フィルタ制御方法、及び受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002076842A true JP2002076842A (ja) | 2002-03-15 |
Family
ID=18749240
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000261394A Pending JP2002076842A (ja) | 2000-08-30 | 2000-08-30 | フィルタ装置、フィルタ制御方法、及び受信装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6646497B2 (ja) |
| EP (1) | EP1187326A2 (ja) |
| JP (1) | JP2002076842A (ja) |
| KR (1) | KR20020018101A (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP2006287329A (ja) * | 2005-03-31 | 2006-10-19 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | フィルタ自動調整装置およびフィルタ調整方法ならびに携帯電話システム |
| JP2010016591A (ja) * | 2008-07-03 | 2010-01-21 | Renesas Technology Corp | 半導体集積回路 |
| US7924068B2 (en) | 2005-11-29 | 2011-04-12 | Nec Corporation | Automatic adjustment circuit, and filter circuit |
| JP2012156935A (ja) * | 2011-01-28 | 2012-08-16 | Renesas Electronics Corp | 半導体集積回路およびその動作方法 |
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|---|---|---|---|---|
| JP2004172911A (ja) * | 2002-11-19 | 2004-06-17 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | フィルタ装置 |
| ATE415008T1 (de) | 2003-06-27 | 2008-12-15 | Tc Group As | Selbstschwingender stromkreis |
| JP2005328272A (ja) | 2004-05-13 | 2005-11-24 | Nec Electronics Corp | Ｐｌｌ回路およびそれを用いた周波数設定回路 |
| US7133291B2 (en) * | 2004-07-02 | 2006-11-07 | Seagate Technology Llc | Carrier device and method for a multiple disc array |
| KR100787172B1 (ko) * | 2006-12-01 | 2007-12-21 | (주)카이로넷 | 이진 검색 알고리즘을 이용한 필터 튜닝 시스템 및 필터튜닝 방법 |
| JP2011114622A (ja) * | 2009-11-27 | 2011-06-09 | Panasonic Corp | フィルタ自動調整回路及び方法並びに無線通信装置 |
| CN105531576A (zh) * | 2013-09-12 | 2016-04-27 | 西门子公司 | 用于监测技术上的装置、如机器或设备的方法和布置 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2973491B2 (ja) * | 1990-08-22 | 1999-11-08 | ソニー株式会社 | Ｎｔｓｃ／ｐａｌ信号判別回路およびこの判別回路を用いたアクティブフィルタ |
| JP2962800B2 (ja) * | 1990-09-29 | 1999-10-12 | 三洋電機株式会社 | 可変バンドパスフィルタの制御回路 |
-
2000
- 2000-08-30 JP JP2000261394A patent/JP2002076842A/ja active Pending
-
2001
- 2001-08-13 EP EP01306869A patent/EP1187326A2/en not_active Withdrawn
- 2001-08-28 US US09/940,569 patent/US6646497B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2001-08-29 KR KR1020010052437A patent/KR20020018101A/ko not_active Application Discontinuation
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| US7408417B2 (en) | 2005-03-31 | 2008-08-05 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Filter automatic adjustment apparatus, filter automatic adjustment method, and mobile telephone system |
| JP4660248B2 (ja) * | 2005-03-31 | 2011-03-30 | パナソニック株式会社 | フィルタ自動調整装置およびフィルタ調整方法ならびに携帯電話システム |
| US7924068B2 (en) | 2005-11-29 | 2011-04-12 | Nec Corporation | Automatic adjustment circuit, and filter circuit |
| JP2010016591A (ja) * | 2008-07-03 | 2010-01-21 | Renesas Technology Corp | 半導体集積回路 |
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20020041201A1 (en) | 2002-04-11 |
| US6646497B2 (en) | 2003-11-11 |
| EP1187326A2 (en) | 2002-03-13 |
| KR20020018101A (ko) | 2002-03-07 |
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