CN110708084B - 一种基于包络检测的发端的iq校正电路及方法 - Google Patents

一种基于包络检测的发端的iq校正电路及方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于包络检测的发端的IQ校正电路及方法，包括：接收信号生成模块进行接收信号的延时对齐与估计，发端IQ估算模块检测包络模块中的1f和2f位置的幅度值并存储幅度值；发端IQ估算模块进行第一次粗估算需要限定较大的矫正范围，扫描所述矫正范围内的参数信息得到粗估算结果；发端IQ估算模块进行第二次细估算需要限定较小的矫正范围，扫描所述矫正范围内的参数信息得到细估算结果；预矫正模块接收所述粗估算结果和细估算结果相加的参数结果，结束矫正过程。本发明可大大节省硬件资源，并且通过接收侧延时对齐和搜索处理，可以搜索检测到IQ不平衡的最佳值，并且通过第一粗估算和第一次细估算相结合，提升算法抗噪声能力以及鲁棒性。

Description

一种基于包络检测的发端的IQ校正电路及方法
技术领域
本发明涉及射频接收机领域，尤其涉及一种基于包络检测的发端的IQ校正电路及方法。
背景技术
目前，常用的射频接收机结构主要有超外差接收机与零中频接收机。作为最传统的接收机架构，超外差接收机结构是目前最成熟的接收机结构，经过精心设计后可获得极佳的性能。但是，由于本身硬件电路过于复杂，且需要性能较好的片外带通滤波器，造成其具有器件成本偏高、体积与功耗偏大、集成度偏低等缺点，严重制约了它的进一步发展与应用。作为一种新型的接收机架构，与超外差接收机相比，零中频接收机电路结构简单、易于集成、成本与功耗较低，更加适用于消费类电子产品及多模通信平台，近年来获得了极为广泛的关注与研究。
但是，零中频架构接收机也存在一些固有缺陷，如本振泄露和干扰泄露导致的直流偏置，IQ两路模拟器件(LPF、混频器)及电路特性不一致导致的IQ不平衡问题，这些都会影响到接收机的性能。其中，发端IQ不平衡会导致接收信号出现镜像干扰信号，造成接收机动态范围的降低，甚至会影响到基带信号的解调，且与直流偏置相比，IQ不平衡问题更加难以解决。
目前，解决IQ通路不平衡问题的主要途径有优化电路设计与数字域补偿校准。优化电路设计的方法主要提高器件如正交混频器等的一致性，该方法以提高电路成本为代价，并且无法完全消除IQ不平衡；数字域补偿校准的方法不需要额外的硬件电路，只在基带利用数字信号处理算法对信号进行补偿，因而获得了更为广泛的研究与应用。
某些校正技术是在发送端和接收端形成内部环路，这种方案需要将接收端的IQ不平衡以及直流估计和校正之后，再进行发送端的直流和不平衡的参数的估计与校正。该方案的缺点在于接收端的IQ不平衡以及直流估计误差会影响发送端的直流和不平衡参数的估计。
另外一种校正技术是在发送端混频器后做包络检波，对包络进行模数转换器采样降频后再进行IQ不平衡参数估计。该方案需要另外的模数转换器和数字降频处理，会增加资源和功耗以及成本。
发明内容
本发明的目的在于，针对上述问题，提出一种基于包络检测的发端的IQ校正电路及方法，本发明可大大节省硬件资源，并且通过接收侧延时对齐和搜索处理，可以搜索检测到IQ不平衡的最佳值，并且通过第一次估算和第一次细估算相结合，提升算法抗噪声能力以及鲁棒性。
一种基于包络检测的发端的IQ校正方法，包括：
接收信号生成模块进行接收信号的延时对齐与估计，发端IQ估算模块检测包络模块中的1f和2f位置的幅度值并存储幅度值；
发端IQ估算模块进行第一次粗估算需要限定较大的矫正范围，扫描所述矫正范围内的参数信息得到粗估算结果；
发端IQ估算模块进行第二次细估算需要限定较小的矫正范围，扫描所述矫正范围内的参数信息得到细估算结果；
预矫正模块接收所述粗估算结果和细估算结果相加的参数结果，结束矫正过程；
所述发端IQ估算模块配置计算得到参数信息，其中，参数信息包括I路直流偏移值、Q路直流偏移值、IQ增益不平衡值和IQ相位不平衡值，
进一步地，所述接收信号生成模块进行接收信号的延时对齐与估计之前，包括：
预矫正模块中配置I路直流分量的I_DC，补偿Q路直流分量的Q_DC，补偿IQ路增益不平衡分量的gain，补偿IQ路相位不平衡分量的phase；所述预矫正模块中配置的四种参数作用于测试信号,用于发端IQ估算模块配置得到参数信息。
进一步地，所述发端IQ估算模块配置计算得到参数信息的方法包括如下步骤：
S1:假定发送信号s(t)＝I(t)+1j*Q(t)，已知发端IQ不平衡和DC不为零，造成的误差表达式如下：
Figure BDA0002234290910000021
其中δI、δQ分别为I和Q路的直流偏移值，g、
Figure BDA0002234290910000022
为IQ不平衡的增益不平衡值和相位不平衡，wLO为本振频点；
S2：当测试信号混频并通过低通滤波器后，其表示如下：
Figure BDA0002234290910000023
其中，其中δI、δQ分别为I和Q路的直流偏移值，g、
Figure BDA0002234290910000024
为IQ不平衡的增益不平衡值和相位不平衡；
由上面公式可以看到，如果I(t)＝cos(2*pi*f*t),Q(t)＝0，则预补偿模块中遍历dc_I值，然后在1f位置处找到RX的最小值即为估计的I路直流偏移值dc_est_I；如果I(t)＝0,Q(t)＝sin(2*pi*f*t)，则在预补偿模块中预补偿模块中配置dc_est_I，并且遍历dc_Q值，1f位置处找到RX的最小值即为估计的Q路直流偏移值dc_est_Q；如果I(t)＝cos(2*pi*f*t),Q(t)＝sin(2*pi*f*t)，则在预补偿模块中配置dc_est_I和dc_est_Q，并且遍历gain值，2f位置处找到RX的最小值，即为估计的IQ增益不平衡值g_est；如果I(t)＝cos(2*pi*f*t),Q(t)＝sin(2*pi*f*t)，则在预补偿模块中配置dc_est_I、dc_est_Q以及g_est，并且遍历phase值，2f位置处可以找到RX的最小值，即为估计的IQ相位不平衡值。
进一步地，所述第一粗估算包括如下步骤：
限定较大的矫正范围，进行I路直流偏移值粗估计、Q路直流偏移值偏粗估计、IQ增益不平衡值粗估计和IQ相位不平衡值粗估计，并将粗估算结的参数信息果送入预矫正模块。
进一步地，所述第一次细估算包括如下步骤：
限定较小的矫正范围，进行I路直流偏移值细估计、Q路直流偏移值偏细估计、IQ增益不平衡值细估计和IQ相位不平衡值细估计，并将粗估算的参数信息和细估算的参数信息相加送到预矫正模块。
一种基于包络检测的发端的IQ校正电路，包括：
发端IQ预矫正电路：包括信号生成器、流程控制器和发端IQ不匹配预补偿模，发端IQ矫正电路中的信号生成器生成测试信号；
发射电路：接收信号生成器中生成的测试信号，依次通过发射电路中数字域的FIR滤波器、半带滤波器和数模转换器将数字信号转换成模拟信号，发送给发射电路模拟域中的低通滤波器和混频器；
包络检测单元：包括包络检波器，接收发射电路传递来的信号，形成包络信号；
接收电路：接收包络检测单元的信号，依次通过低通滤波器、模数转换器、半带滤波器和FIR滤波器；
发端IQ估算电路：检测包络模块中的1f和2f位置的幅度值并存储幅度值，进行第一次粗估算和第二次细估算。
进一步地，所述流程控制器通过发端IQ不匹配预补偿模配置产生参数信息包括I路直流偏移值、Q路直流偏移值、IQ增益不平衡值和IQ相位不平衡值。
进一步地，所述发端IQ估算电路包括发端IQ不匹配系数估计单元和接收本地信号生成器，所述发端IQ不匹配系数估计单元通过和接本地信号生成器协调配合，检测包络模块中的1f和2f位置的幅度值。
本发明的有益效果：因此本方案经包络检波器后可借助于接收电路的模数转换器和滤波器，节省了硬件资源，并且通过接收侧延时对齐和搜索处理，可以搜索检测到IQ不平衡的最佳值，并且通过第一次粗估算和第一次细估算相结合，提升算法抗噪声能力以及鲁棒性。在不同增益下将发端IQ不平衡按照上述步骤搜索一遍并且存储，初始化完成后，当检测到发端mixer增益变化，就可以查表修改IQ不平衡值，增强了算法的可适应性。
附图说明
图1是发端IQ不平衡的校正方案示意图；
图2是发端IQ不平衡校正流程示意图；
图3是发端IQ两路延时对齐与估计示意图；
图4是提升IQ校准精度的流程示意图；
图5是发端IQ预补偿模块；
图6是AWGN＝50dB初始化校正前和校正后频谱图；
图7是AWGN＝30dB初始化校正前和校正后频谱图；
图8是AWGN＝30dB初始化校正前和校正后频谱图。
具体实施方式
为了对本发明的技术特征、目的和效果有更加清楚的理解，现对照附图说明本发明的具体实施方式。
本实施例中，如图1所示，一种基于包络检测的发端的IQ校正电路，包括：
发端IQ预矫正电路：包括信号生成器、流程控制器和发端IQ不匹配预补偿模，发端IQ矫正电路中的信号生成器生成测试信号；发射电路：接收信号生成器中生成的测试信号，依次通过发射电路中数字域的FIR滤波器、半带滤波器和数模转换器将数字信号转换成模拟信号，发送给发射电路模拟域中的低通滤波器和混频器；包络检测单元：包括包络检波器，接收发射电路传递来的信号，生成1f和2f信号；接收电路：接收包络检测单元的信号，依次通过低通滤波器、模数转换器、半带滤波器和FIR滤波器；发端IQ估算电路：检测包络模块中的1f和2f位置的幅度值并存储幅度值，进行第一次粗估算和第二次细估算。
发端信号(信号生成器生成的测试信号)经过发射端数字域的FIR滤波器、半带滤波器后过数模转换器，转换成模拟信号，经过发射端模拟域的低通滤波器和混频器，然后经过包络检波器后信号借助于接收通道的模数转换器以及滤波器，信号进入发端IQ不平衡系数估计模块进行检测处理。发端预校正模块产生四种参数应用于信号(信号生成器生成的测试信号)，包括补偿I路直流分量的I_DC，补偿Q路直流分量的Q_DC，补偿IQ路增益不平衡分量的gain，补偿IQ路相位不平衡分量的phase。这四个分量作用于信号之后，经过数模转换器与混频器，输出信号进行包络检波器后过模数转换器以及滤波器进入发端IQ不平衡系数估计模块进行检测处理。发端信号(测试信号)经过一定范围内I_DC、Q_DC、gain和phase的配置，发端IQ不平衡系数估计模块主要作用是在每个发端配置值下，对接收到的包络信号进行检测，检测包络信号1f和2f位置的幅度值并且存储起来，待发端信号配置值完成后，找到所有配置值所对应得最小值，最小值所对应得发端配置值即为预校正值，用该配置值对发送信号进行预矫正，其中，包络检波器对应数学上的模型为乘法器。
如图2所示，一种基于包络检测的发端的IQ校正方法，包括：接收信号生成模块进行接收信号的延时对齐与估计，发端IQ估算模块检测包络模块中的1f和2f位置的幅度值并存储幅度值；发端IQ估算模块进行第一次粗估算需要限定较大的矫正范围，扫描所述矫正范围内的参数信息得到粗估算结果；发端IQ估算模块进行第二次细估算需要限定较小的矫正范围，扫描所述矫正范围内的参数信息得到细估算结果；预矫正模块接收所述粗估算结果和细估算结果相加的参数结果，结束矫正过程；所述发端IQ估算模块配置计算得到参数信息，其中，参数信息包括I路直流偏移值、Q路直流偏移值、IQ增益不平衡值和IQ相位不平衡值。
为避免接收端通道对发射端校正的影响，发射端加载频率为f的单音和正弦信号，该信号通过发射通道后自混频，然后在接收端不经过下变频，直接进入接收通道的I路或者Q路。接收包络信号再经过滤波，随后通过检测包络信号1f和2f处的幅度和相位估计出发射端的IQ不平衡和直流偏移量。
所述发端IQ估算模块配置计算得到参数信息的方法包括如下步骤：
S1:假定发送信号s(t)＝I(t)+1j*Q(t)，已知发端IQ不平衡和DC不为零，造成的误差表达式如下：
Figure BDA0002234290910000051
其中δI、δQ分别为I和Q路的直流偏移值，g、
Figure BDA0002234290910000052
为IQ不平衡的增益不平衡值和相位不平衡，wLO为本振频点；
S2：当测试信号混频并通过低通滤波器后，其表示如下：
Figure BDA0002234290910000053
其中，其中δI、δQ分别为I和Q路的直流偏移值，g、
Figure BDA0002234290910000061
为IQ不平衡的增益不平衡值和相位不平衡；
由上面公式可以看到，如果I(t)＝cos(2*pi*f*t),Q(t)＝0，则预补偿模块中遍历dc_I值，然后在1f位置处找到RX的最小值即为估计的I路直流偏移值dc_est_I；如果I(t)＝0,Q(t)＝sin(2*pi*f*t)，则在预补偿模块中预补偿模块中配置dc_est_I，并且遍历dc_Q值，1f位置处找到RX的最小值即为估计的Q路直流偏移值dc_est_Q；如果I(t)＝cos(2*pi*f*t),Q(t)＝sin(2*pi*f*t)，则在预补偿模块中配置dc_est_I和dc_est_Q，并且遍历gain值，2f位置处找到RX的最小值，即为估计的IQ增益不平衡值g_est；如果I(t)＝cos(2*pi*f*t),Q(t)＝sin(2*pi*f*t)，则在预补偿模块中配置dc_est_I、dc_est_Q以及g_est，并且遍历phase值，2f位置处可以找到RX的最小值，即为估计的IQ相位不平衡值。
如图3所示，发端IQ两路延时对齐与估计示意图，通过接收本地信号生成器1f和2f信号得到I路和Q路的延时值，I路延时估计时发端发送测试信号为I(t)＝cos(2*pi*f*t),Q(t)＝0时，对应图3左侧流程，Q路延时估计时发端发送测试信号为I(t)＝0,Q(t)＝sin(2*pi*f*t)，对应图3右侧流程。
如图4所示，进行第一次粗估算，首先限定大的矫正范围I_DC_threth1、Q_DC_threth1、gain_threth1和phase_threth1,在该范围内进行I路直流偏移量、Q路直流偏移量、IQ增益不平衡和相位不平衡进行扫描，计算后寻找IQ镜像和DC最小时，对应的直流量和IQ不平衡量，I_DC1、Q_DC1、gain1和phase1四个参数。将这一套数值传送给预矫正模块，进行第二次细估算。此时，预矫正中已经存在I_DC1、Q_DC1、gain1和phase1数值，同时限定小的矫正范围I_DC_threth2、Q_DC_threth2、gain_threth2和phase_threth2，再次再小范围进行进行I路直流、Q路直流、IQ增益不平衡和相位不平衡进行扫描，得到最小值IQ镜像和DC，对应的I_DC2、Q_DC2、gain2和phase2四个参数。将粗估结果与细估结果进行相加，即：I_DC1+I_DC2，Q_DC1+Q_DC2，gain1+gain2，phase1+phase2，可得到总体校正结果，将其反馈给预校正模块，结束整个校正过程。
如图5所示，图中src_gain用来控制信号生成器生成的测试信号的幅度，对应图一中的信号生成器，支持软件配置，调整该值让测试信号通过数模转换器、低通滤波器、混频器等模拟模块工作在最佳态。gain、phi、dc_I和dc_Q对应需要配置的四个参数，在校正过程中，四个参数来自于流程控制器控制输出。
如图6、图7和图8所示，测试单音：exp(1j*2*pi*f*t)，信道频率为10MHz，采样率为61.44MHz，白噪声噪声为50dB，IQ不平衡校正前和校正后如图6示，校正前IRR为20dB，校正后IRR为67dB。
在白噪声为30dB，并且加入相噪影响，校正前和校正后如图7示，校正后IRR之后只有47dB，为此采用流程框图4的流程进行IQ校正后如图8示，校正后IRR为59dB。
以上显示和描述了本发明的基本原理和主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。

Claims (2)

1.一种基于包络检测的发端的IQ校正方法，其特征在于，包括：
预补偿模块中配置I路直流分量的I_DC，补偿Q路直流分量的Q_DC，补偿IQ路增益不平衡分量的gain，补偿IQ路相位不平衡分量的phase；所述预补偿模块中配置的四种参数作用于测试信号，用于发端IQ估算模块配置得到参数信息；
所述发端IQ估算模块配置计算得到参数信息的方法包括如下步骤：
S1：假定发送信号s(t)＝I(t)+1j*Q(t)，已知发端IQ不平衡和DC不为零，造成的误差表达式如下：
Figure FDA0003550202420000011
其中，δI、δQ分别为I和Q路的直流偏移值，g、
Figure FDA0003550202420000012
为IQ不平衡的增益不平衡值和相位不平衡，ωLO为本振频点；
S2：当测试信号混频并通过低通滤波器后，其表示如下：
Figure FDA0003550202420000013
其中，δI、δQ分别为I和Q路的直流偏移值，g、
Figure FDA0003550202420000014
为IQ不平衡的增益不平衡值和相位不平衡；
由上面公式可以看到，如果I(t)＝cos(2*pi*f*t)，Q(t)＝0，则预补偿模块中遍历I_DC值，然后在1f位置处找到RX的最小值即为估计的I路直流偏移值dc_est_I；如果I(t)＝0，Q(t)＝sin(2*pi*f*t)，则在预补偿模块中配置dc_est_I，并且遍历Q_DC值，1f位置处找到RX的最小值即为估计的Q路直流偏移值dc_est_Q；如果I(t)＝cos(2*pi*f*t)，Q(t)＝sin(2*pi*f*t)，则在预补偿模块中配置dc_est_I和dc_est_Q，并且遍历gain值，2f位置处找到RX的最小值，即为估计的IQ增益不平衡值g_est；如果I(t)＝cos(2*pi*f*t)，Q(t)＝sin(2*pi*f*t)，则在预补偿模块中配置dc_est_I、dc_est_Q以及g_est，并且遍历phase值，2f位置处可以找到RX的最小值，即为估计的IQ相位不平衡值；接收信号生成模块进行接收信号的延时对齐与估计，发端IQ估算模块检测包络模块中的1f和2f位置的幅度值并存储幅度值；
发端IQ估算模块进行第一次粗估算需要限定较大的矫正范围，扫描所述矫正范围内的参数信息得到粗估算结果，包括进行I路直流偏移值粗估计、Q路直流偏移值偏粗估计、IQ增益不平衡值粗估计和IQ相位不平衡值粗估计，并将粗估算的参数信息结果送入预矫正模块；
发端IQ估算模块进行第二次细估算需要限定较小的矫正范围，扫描所述矫正范围内的参数信息得到细估算结果，包括进行I路直流偏移值细估计、Q路直流偏移值偏细估计、IQ增益不平衡值细估计和IQ相位不平衡值细估计，并将粗估算的参数信息和细估算的参数信息相加送到预矫正模块；
预矫正模块接收所述粗估算结果和细估算结果相加的参数结果，结束矫正过程；
所述发端IQ估算模块配置计算得到参数信息，其中，参数信息包括I路直流偏移值、Q路直流偏移值、IQ增益不平衡值和IQ相位不平衡值。
2.一种基于包络检测的发端的IQ校正电路，其特征在于，包括：
发端IQ预矫正电路：包括信号生成器、流程控制器和发端IQ不匹配预补偿模块，发端IQ预矫正电路中的信号生成器生成测试信号；所述流程控制器通过发端IQ不匹配预补偿模块配置产生参数信息包括I路直流偏移值I_DC 、Q路直流偏移值Q_DC 、IQ增益不平衡值gain和IQ相位不平衡值phase ；
发射电路：接收信号生成器中生成的测试信号，依次通过发射电路中数字域的FIR滤波器、半带滤波器和数模转换器将数字信号转换成模拟信号，发送给发射电路模拟域中的低通滤波器和混频器；
包络检测单元：包括包络检波器，接收发射电路传递来的信号，生成1f和2f信号；
接收电路：接收包络检测单元的信号，依次通过低通滤波器、模数转换器、半带滤波器和FIR滤波器；
发瑞IQ估算电路：包括发端IQ不匹配系数估计单元和接收本地信号生成器，所述发端IQ不匹配系数估计单元通过和接收本地信号生成器协调配合，检测包络模块中的1f和2f位置的幅度值并存储幅度值，进行第一次粗估算和第二次细估算；
所述发端IQ估算电路配置计算得到参数信息的方法包括如下步骤：
S1：假定发送信号s(t)＝I(t)+1j*Q(t)，已知发端IQ不平衡和DC不为零，造成的误差表达式如下：
Figure FDA0003550202420000021
其中，δI、δQ分别为I和Q路的直流偏移值，g、
Figure FDA0003550202420000022
为IQ不平衡的增益不平衡值和相位不平衡，ωLO为本振频点；
S2：当测试信号混频并通过低通滤波器后，其表示如下：
Figure FDA0003550202420000023
其中，δI、δQ分别为I和Q路的直流偏移值，g、
Figure FDA0003550202420000024
为IQ不平衡的增益不平衡值和相位不平衡；
由上面公式可以看到，如果I(t)＝cos(2*pi*f*t)，Q(t)＝0，则预补偿模块中遍历I_DC值，然后在1f位置处找到RX的最小值即为估计的I路直流偏移值dc_est_I；如果I(t)＝0，Q(t)＝sin(2*pi*f*t)，则在预补偿模块中预补偿模块中配置dc_est_I，并且遍历Q_DC值，1f位置处找到RX的最小值即为估计的Q路直流偏移值dc_est_Q；如果I(t)＝cos(2*pi*f*t)，Q(t)＝sin(2*pi*f*t)，则在预补偿模块中配置dc_est_I和dc_est_Q，并且遍历gain值，2f位置处找到RX的最小值，即为估计的IQ增益不平衡值g_est；如果I(t)＝cos(2*pi*f*t)，Q(t)＝sin(2*pi*f*t)，则在预补偿模块中配置dc_est_I、dc_est_Q以及g_est，并且遍历phase值，2f位置处可以找到RX的最小值，即为估计的IQ相位不平衡值。
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