CN115833957A - 一种零中频接收机iq不平衡的校正方法 - Google Patents

一种零中频接收机iq不平衡的校正方法 Download PDF

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张圣一
田雨
叶芃
王厚军
曾浩
郭连平
李�浩
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Abstract

本发明公开了一种零中频接收机IQ不平衡的校正方法，通过在零中频接收机的连续域对输入至零中频接收机的任意带通信号进行正交解调，获取I、Q两路不平衡的基带信号，然后以I路基带信号为基准，基于逆Weaver法等数字信号处理过程获取I路基带信号的正交信号，最后用获取的正交信号替换Q路基带信号，从而完成接收机IQ不平衡的校正。

Description

一种零中频接收机IQ不平衡的校正方法
技术领域
本发明属于光通信技术领域，更为具体地讲，涉及一种零中频接收机IQ不平衡的校正方法。
背景技术
近年来，随着电子信息技术的飞速发展，测试、武器装备以及通信等领域的需求日益上升，即所涉及信号的相关指标要求如功率范围、瞬时带宽以及频率范围等逐步提高，高性能接收机系统的研发已迫在眉睫。除此之外，随着对软件无线电技术的深入研究与广泛应用，相应的射频接收机系统还需具备低成本、高集成度和低功耗的特点以满足软件无线电技术适用性广、可扩展以及可升级的特性。
目前，主流的射频接收机系统主要由超外差式和零中频式两种架构组成。超外差架构自问世以来一直作为高性能射频接收机的首选架构，在各种领域的接收机系统中得到了广泛应用。超外差架构的特点十分鲜明，即超外差式射频接收机系统的灵敏度、动态范围以及邻道选择特性远远优于其他架构，并且本振泄露和直流偏置问题对系统的影响较小。但是，超外差式接收机同样存在着致命缺陷，即结构复杂、功耗高以及集成度低等问题严重制约了超外差式架构的进一步推广与应用。随着软件无线电技术的兴起，零中频架构因其体积小、集成度高以及功耗低等特点近年来得到广泛的关注，其较为常用的系统功能框图如图1所示。相较于超外差式架构接收机，由于正交解调的固有特性，零中频架构省去了用于信道选择或镜像抑制的高性能滤波器，从而极大程度的降低了系统的体积。但是，零中频架构同样存在着一些固有的缺陷，如本振泄露和IQ不平衡。其中，IQ不平衡主要指的是由于芯片性能差异以及电路设计不合理所导致的两路信号幅相因子失衡，以至于在解调过程中引入镜像干扰，从而直接影响了接收机的性能。
针对零中频接收机的IQ不平衡问题，解决方法主要由硬件电路优化、软件算法校正以及硬件加软件联合校正三大类组成。虽然硬件电路优化在一定程度上可以提升正交通道的平衡性，但镜像干扰抑制的程度仍然受限于芯片、电路设计等的固有特性。此外，通过添加冗余的硬件电路辅助软件所进行的联合校正虽然在性能上较优，但额外的硬件电路不仅提升了系统的复杂性和成本，还增加了系统的体积，从而导致零中频接收机的应用受到了限制。
相较于上述两种方法，软件算法校正只需对采样后的基带信号在数字域上通过特定的信号处理过程进行补偿，因而得到了广泛的研究。结合相关的研究文献，从补偿策略上而言，软件算法校正主要分为盲型补偿算法和基于训练序列的数据辅助补偿算法。顾名思义，数据辅助补偿算法主要是通过构造特定的训练序列或导引序列对不平衡因子进行估计，然后通过估计结果设计补偿结构，从而实现对镜像干扰的抑制。盲型补偿算法无需预先获取信号的任何信息，而是通过构建数字自适应滤波器实现对镜像干扰的抑制。相较于数据辅助补偿算法，虽然盲补偿算法无需先验信息，但是主流的盲补偿算法即干扰消除技术、盲源分离技术以及基于信号统计特性的补偿技术都存在各自的缺陷。干扰消除技术在去除镜像干扰的同时会面临“信号泄露”问题。盲源分析技术一方面是复杂度高，另一方面是通用性差。与盲源分析技术相比，虽然基于统计特性的补偿技术的计算复杂度较低，但是由于此技术要求信号必须具备特定的统计特性，因此其应用范围严重受限。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种零中频接收机IQ不平衡的校正方法，通过对I路数字基带信号作变换以获取其正交信号，从而在极大程度上保证了零中频架构接收机的IQ平衡性，即大幅度提升了对镜像干扰的抑制能力。
为实现上述发明目的，本发明一种零中频接收机IQ不平衡的校正方法，其特征在于，包括以下步骤：
(1)、获取零中频接收机正交解调后的基带信号I(t)；
(1.1)、设置零中频接收机的频率范围为[fRF,fRF+IBW]，fRF为零中频接收机本振信号的频率值，IBW为零中频接收机的瞬时带宽；
输入满足频率范围要求的任意带通信号r(t)至零中频接收机；
Figure BDA0003954541750000031
其中Re{·}代表取复数的实部，zI(t)和zQ(t)分别代表r(t)所携带的理想基带信号的实部和虚部，t表示时间；
(1.2)、在零中频接收机中，r(t)经过混频器分别与两路本振信号相混频后产生两路模拟基带信号；其中，两路本振信号分别表示为：
xLO1(t)＝cos(2πfRFt)
Figure BDA0003954541750000032
其中，g和
Figure BDA0003954541750000033
分别代表正交解调过程中本振链路引入的幅度不平衡因子和相位不平衡因子；
(1.3)、混频产生的两路基带信号分别通过截止频率为IBW的低通滤波器后，输出I、Q两路基带信号I(t)、Q(t)；
I(t)＝zI(t)
Figure BDA0003954541750000034
其中，h(t)代表Q路相较于I路额外引入的频响特性因子，
Figure BDA0003954541750000035
代表卷积运算；
(2)、基于逆Weaver法和希尔伯特变换获取I(t)的正交信号；
(2.1)、利用采样率为fs模数转换器对基带信号I(t)进行采样，使其转换为数字基带信号I[n]；
(2.2)、数字基带信号I[n]通过乘法器分别与两路数字本振信号进行数字下变频处理，生成数字信号u1[n]和u2[n]，其中两路数字本振信号分别表示为：
Figure BDA0003954541750000036
Figure BDA0003954541750000037
其中，n＝1,2,3,…；
(2.3)、数字信号u1[n]通过乘法器与数字本振信号进行变频后产生数字信号u3[n]，其中数字本振信号表示为：
Figure BDA0003954541750000038
(2.4)、数字信号u2[n]通过乘法器与数字本振信号进行变频后产生数字信号u4[n]，其中数字本振信号表示为：
Figure BDA0003954541750000041
(2.5)、数字信号u3[n]与数字信号u4[n]利用加法器相加后得到数字信号u[n]；
(2.6)、信号u[n]先经过截止频率为IBW的低通滤波器滤波，再利用乘法器进行2倍放大后生成信号f[n]；
(2.7)、利用直接数字频率合成技术生成数字余弦信号
Figure BDA0003954541750000042
和数字正弦信号
Figure BDA0003954541750000043
(2.8)、利用减法器和乘法器对f[n]、I[n]以及数字余弦信号
Figure BDA0003954541750000044
和数字正弦信号
Figure BDA0003954541750000045
进行变换后，再经过截止频率为IBW的低通滤波器滤波后产生信号I[n]的正交信号
Figure BDA0003954541750000046
变换过程可表示为：
Figure BDA0003954541750000047
其中，LPF{·}代表着低通滤波，
Figure BDA0003954541750000048
代表希尔伯特变换；
(2.9)、利用信号
Figure BDA0003954541750000049
对Q路中的基带信号进行替换，以完成接收机IQ不平衡的校正。
本发明的发明目的是这样实现的：
本发明一种零中频接收机IQ不平衡的校正方法，通过在零中频接收机的连续域对输入至零中频接收机的任意带通信号进行正交解调，获取I、Q两路不平衡的基带信号，然后以I路基带信号为基准，基于逆Weaver法等数字信号处理过程获取I路基带信号的正交信号，最后用获取的正交信号替换Q路基带信号，从而完成接收机IQ不平衡的校正。
同时，本发明一种零中频接收机IQ不平衡的校正方法还具有以下有益效果：
(1)、本发明通过对I路数字基带信号作变换以获取其正交信号，从而在极大程度上保证了零中频架构接收机的IQ平衡性，即大幅度提升了对镜像干扰的抑制能力；
(2)、本发明无需任何先验信息进行辅助的条件下，实现对IQ不平衡引入的镜像干扰的高抑制度，相较于已有的盲校准补偿算法，由于该算法无需通过多次迭代进行自适应补偿，其计算复杂度大大降低；
(3)、本发明无需改变硬件电路或通过添加冗余的硬件电路辅助软件所进行的联合校正，从而不会增加了系统的体积，且不会提升系统的复杂性和成本，使零中频接收机的应用更加宽泛。
附图说明
图1是零中频式接收机原理图；
图2是本发明一种零中频接收机IQ不平衡的校正原理图；
图3是基于逆Weaver法的变换原理图；
图4是单音信号激励且
Figure BDA0003954541750000051
下校准前后基带复信号频谱图；
图5是单音信号激励且
Figure BDA0003954541750000052
下校准前后基带复信号频谱图；
图6是双音信号激励且
Figure BDA0003954541750000053
下校准前后基带复信号频谱图；
图7是双音信号激励且
Figure BDA0003954541750000054
下校准前后基带复信号频谱图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本发明。需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述也许会淡化本发明的主要内容时，这些描述在这里将被忽略。
实施例
图2是本发明一种零中频接收机IQ不平衡的校正原理图。
在本实施例中，如图2所示，本发明一种零中频接收机IQ不平衡的校正方法，包括以下步骤：
S1、获取零中频接收机正交解调后的基带信号I(t)；
S1.1、设置零中频接收机的频率范围为[fRF,fRF+IBW]，fRF为零中频接收机本振信号的频率值，IBW为零中频接收机的瞬时带宽；
输入满足频率范围要求的任意带通信号r(t)至零中频接收机；
Figure BDA0003954541750000061
其中Re{·}代表取复数的实部，zI(t)和zQ(t)分别代表r(t)所携带的理想基带信号的实部和虚部，t表示时间；
S1.2、在零中频接收机中，r(t)经过混频器分别与两路本振信号相混频后产生两路模拟基带信号；其中，两路本振信号分别表示为：
xLO1(t)＝cos(2πfRFt)
Figure BDA0003954541750000062
其中，g和
Figure BDA0003954541750000063
分别代表正交解调过程中本振链路引入的幅度不平衡因子和相位不平衡因子；
S1.3、混频产生的两路基带信号分别通过截止频率为IBW的低通滤波器后，输出I、Q两路基带信号I(t)、Q(t)；
I(t)＝zI(t)
Figure BDA0003954541750000064
其中，h(t)代表Q路相较于I路额外引入的频响特性因子，
Figure BDA0003954541750000065
代表卷积运算；
在本实施例中，理想情况下I、Q两路基带信号为正交信号，由上式可知，Q路基带信号受幅度不平衡因子和相位不平衡因子的影响已经失真，即Q路基带信号与I路基带信号之间不存在正交关系。
针对上述问题，本发明提出的校正算法主要是基于希尔伯特变换和Weaver法调制的思想对I路信号在数字域上进行特定的处理以获得I路的正交信号，最终实现对I、Q不平衡导致的镜像干扰的抑制，下面我们结合步骤S2对具体过程进行详细分解。
S2、基于逆Weaver法和希尔伯特变换获取I(t)的正交信号；
S2.1、对于I路基带信号I(t)而言，它可以被视作下单边带信号，我们利用采样率为fs模数转换器对基带信号I(t)进行采样，使其转换为数字基带信号I[n]；
S2.2、数字基带信号I[n]通过乘法器分别与两路数字本振信号进行数字下变频处理，生成数字信号u1[n]和u2[n]，其中两路数字本振信号分别表示为：
Figure BDA0003954541750000071
Figure BDA0003954541750000072
其中，n＝1,2,3,…；
S2.3、数字信号u1[n]通过乘法器与数字本振信号进行变频后产生数字信号u3[n]，其中数字本振信号表示为：
Figure BDA0003954541750000073
S2.4、数字信号u2[n]通过乘法器与数字本振信号进行变频后产生数字信号u4[n]，其中数字本振信号表示为：
Figure BDA0003954541750000074
S2.5、数字信号u3[n]与数字信号u4[n]利用加法器相加后得到数字信号u[n]；
S2.6、信号u[n]先经过截止频率为IBW的低通滤波器滤波，再利用乘法器进行2倍放大后生成信号f[n]；
S2.7、利用直接数字频率合成技术生成数字余弦信号
Figure BDA0003954541750000075
和数字正弦信号
Figure BDA0003954541750000076
S2.8、利用减法器和乘法器对f[n]、I[n]以及数字余弦信号
Figure BDA0003954541750000077
和数字正弦信号
Figure BDA0003954541750000078
进行变换后，再经过截止频率为IBW的低通滤波器滤波后产生信号I[n]的正交信号
Figure BDA0003954541750000079
如图3所述，变换过程可表示为：
Figure BDA00039545417500000710
其中，LPF{·}代表着低通滤波，
Figure BDA0003954541750000081
代表希尔伯特变换；
S2.9、利用信号
Figure BDA0003954541750000082
对Q路中的基带信号进行替换，以完成接收机IQ不平衡的校正。
综上可知，本发明所提出的校准算法通过对I路数字基带信号作变换以获取其正交信号，从而在极大程度上保证了零中频架构接收机的IQ平衡性，即大幅度提升了对镜像干扰的抑制能力。
下面以单音信号和多音信号为例，通过Matlab仿真软件对本文提出的方法进行论证。
仿真平台由激励源信号产生模块、零中频架构接收机模块以及所提出的校准算法模块三部分构成，其相关参数指标的设置如下：首先，设置零中架构接收机模块可接收信号的频率范围为[400MHz,450MHz]，即设置正交解调所用的本振信号频率fRF＝400MHz以及瞬时带宽指标IBW＝50MHz。然后，通过随机构造两个截止频率为50MHz但通带平坦度指标不同的数字滤波器以模拟IQ信号链路引入的不平衡因子h(t)。其次，设置不同的本振链路引入的IQ不平衡因子
Figure BDA0003954541750000083
最后，构造不同的激励信号r(t)，并在不同激励下通过对比校准前后镜像干扰的抑制度以论证所提出的校准算法的性能。
构造激励信号是频率为440MHz的余弦信号，并设置零中频架构接收机模块中本振链路引入的IQ不平衡因子
Figure BDA0003954541750000084
叠加随机噪声的激励信号经零中频架构接收机模块后生成频率为40MHz的基带复信号，其校正前后的频谱图如图4所示，其中(a)是校准前的频谱图，(b)是校准后的频谱图。在单音信号激励且
Figure BDA0003954541750000085
下，校准前后基带复信号频谱图如图5所示，其中(a)是校准前的频谱图，(b)是校准后的频谱图。通过图5与图4相比，图5是更改了本振链路引入的IQ不平衡因子配置后的信号频谱图。
当激励信号是频率为440MHz余弦信号与频率为410MHz余弦信号所叠加的双音信号时，不同
Figure BDA0003954541750000086
配置下校准前后基带复信号的频谱如图6和7所示，其中，图6是在双音信号激励且
Figure BDA0003954541750000087
下，得到校准前后基带复信号频谱图，图7在双音信号激励且
Figure BDA0003954541750000088
下，得到校准前后基带复信号频谱图，其中(a)是校准前的频谱图，(b)是校准后的频谱图。
由上述仿真结果可知，所提出的校正方法性能优异，即对镜像干扰的抑制提升了25-40dB。除此之外，该校正方法不受限于信号的瞬时带宽，即在宽带应用中该方法仍然有效。
尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。

Claims (1)

1.一种零中频接收机IQ不平衡的校正方法，其特征在于，包括以下步骤：
(1)、获取零中频接收机正交解调后的基带信号I(t)；
(1.1)、设置零中频接收机的频率范围为[fRF,fRF+IBW]，fRF为零中频接收机本振信号的频率值，IBW为零中频接收机的瞬时带宽；
输入满足频率范围要求的任意带通信号r(t)至零中频接收机；
Figure FDA0003954541740000011
其中Re{·}代表取复数的实部，zI(t)和zQ(t)分别代表r(t)所携带的理想基带信号的实部和虚部，t表示时间；
(1.2)、在零中频接收机中，r(t)经过混频器分别与两路本振信号相混频后产生两路模拟基带信号；其中，两路本振信号分别表示为：
xLO1(t)＝cos(2πfRFt)
Figure FDA0003954541740000012
其中，g和
Figure FDA0003954541740000013
分别代表正交解调过程中本振链路引入的幅度不平衡因子和相位不平衡因子；
(1.3)、混频产生的两路基带信号分别通过截止频率为IBW的低通滤波器后，输出I、Q两路基带信号I(t)、Q(t)；
I(t)＝zI(t)
Figure FDA0003954541740000014
其中，h(t)代表Q路相较于I路额外引入的频响特性因子，
Figure FDA0003954541740000015
代表卷积运算；
(2)、基于逆Weaver法和希尔伯特变换获取I(t)的正交信号；
(2.1)、利用采样率为fs模数转换器对基带信号I(t)进行采样，使其转换为数字基带信号I[n]；
(2.2)、数字基带信号I[n]通过乘法器分别与两路数字本振信号进行数字下变频处理，生成数字信号u1[n]和u2[n]，其中两路数字本振信号分别表示为：
Figure FDA0003954541740000016
Figure FDA0003954541740000017
其中，n＝1,2,3,…；
(2.3)、数字信号u1[n]通过乘法器与数字本振信号进行变频后产生数字信号u3[n]，其中数字本振信号表示为：
Figure FDA0003954541740000021
(2.4)、数字信号u2[n]通过乘法器与数字本振信号进行变频后产生数字信号u4[n]，其中数字本振信号表示为：
Figure FDA0003954541740000022
(2.5)、数字信号u3[n]与数字信号u4[n]利用加法器相加后得到数字信号u[n]；
(2.6)、信号u[n]先经过截止频率为IBW的低通滤波器滤波，再利用乘法器进行2倍放大后生成信号f[n]；
(2.7)、利用直接数字频率合成技术生成数字余弦信号
Figure FDA0003954541740000023
和数字正弦信号
Figure FDA0003954541740000024
(2.8)、利用减法器和乘法器对f[n]、I[n]以及数字余弦信号
Figure FDA0003954541740000025
和数字正弦信号
Figure FDA0003954541740000026
进行变换后，再经过截止频率为IBW的低通滤波器滤波后产生信号I[n]的正交信号
Figure FDA0003954541740000027
变换过程可表示为：
Figure FDA0003954541740000028
其中，LPF{·}代表着低通滤波，
Figure FDA0003954541740000029
代表希尔伯特变换；
(2.9)、利用信号
Figure FDA00039545417400000210
对Q路中的基带信号进行替换，以完成接收机IQ不平衡的校正。
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CN116707577A (zh) * 2023-08-03 2023-09-05 成都实时技术股份有限公司 零中频架构中软件无线电干扰抑制方法、介质及系统
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