CN111211797B - 接收机补偿方法及其补偿系统和电子设备 - Google Patents

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CN111211797B CN202010037431.0A CN202010037431A CN111211797B CN 111211797 B CN111211797 B CN 111211797B CN 202010037431 A CN202010037431 A CN 202010037431A CN 111211797 B CN111211797 B CN 111211797B
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H04B1/12—Neutralising, balancing, or compensation arrangements

Abstract

本发明提供一种接收机补偿方法及其补偿系统和电子设备，所述接收机补偿方法包括步骤:对输入的射频信号和本振信号进行模拟正交解调处理，以获取两路模拟基带信号；对所述两路基带模拟信号进行模数转换处理，以得到同相正交复基带解调信号；根据所述同相正交复基带解调信号获取同相正交幅度失配参数和同相正交相位失配参数；根据所述同相正交幅度失配参数和所述同相正交相位失配参数获取补偿滤波器系数；利用所述补偿滤波器系数对所述同相正交复基带解调信号进行失配补偿，以获取校正后复基带解调信号。利用本发明，有效改善超宽带零中频接收机中频率相关的IQ不平衡校正补偿，以及只能针对某些特定信号进行补偿的问题。

Description

接收机补偿方法及其补偿系统和电子设备
技术领域
本发明涉及接收机补偿技术领域，特别涉及一种接收机补偿方法及其补偿系统和电子设备。
背景技术
实现超宽带接收系统的一个常用方案是零中频接收机，零中频接收架构相对于超外差接收架构和低中频接收架构具有链路简洁，超宽带、低功耗、低成本和易于集成的技术优势。零中频接收架构中射频信号经过预选滤波和前置低噪放大后直接送入正交解调器，得到了两路相互正交的基带信号，分别记为同相的I支路和正交的Q支路。然而，在利用正交解调技术的零中频接收机中前置滤波和放大不具有严格的线性相位和平坦的幅度特性，这种由于前置放大部分导致的系统存在的幅度相位波动称为通道起伏；正交解调通道中由于温度变化、半导体工艺误差等因素普遍存在本振90度失配，低通滤波传输特性失配，本振泄露等非理想特性，表现为基带I/Q(In-phase/Quadrature同相正交)两路幅度相位不平衡，这种正交解调I/Q不平衡不仅引起系统畸变，还产生镜像信号，这些误差严重影响接收系统性能，同时这些特性在超宽带系统中表现更加明显。
目前，为了解决基带I/Q两路幅度相位不平衡和通道起伏的问题，主要分为两种方法，一种是基于特殊导频模式，但是这种方法多用于通信接收系统，导频序列与特定的通信标准相关，通信系统接收机的信号频带通常频率已知是窄带信号，它的IQ不平衡是与频率无关的，对于超宽带系统中与频率相关的IQ不平衡，此方法具有严重局限；另一种方式是通过自适应方法学习出链路的校正补偿系数，再基于该系数在数字域上对接收基带信号进行校正补偿，从而改善I/Q支路的正交度，但是自适应方法需要知道信号的频率、波形、数量等先验知识，要求信号具有特定二阶特性，从而限制了此方法的应用。
发明内容
鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种接收机补偿方法及其补偿系统和电子设备，用于解决现有技术中无法有效改善超宽带零中频接收机中频率相关的IQ不平衡以及通道起伏的校正，以及只能针对某些特定信号进行补偿的技术问题。
为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种接收机补偿方法，所述接收机补偿方法包括步骤:
对输入的射频信号和本振信号进行模拟正交解调处理，以获取两路模拟基带信号；
对所述两路基带模拟信号进行模数转换处理，以得到同相正交复基带解调信号；
根据所述同相正交复基带解调信号获取同相正交幅度失配参数和同相正交相位失配参数；
根据所述同相正交幅度失配参数和所述同相正交相位失配参数获取补偿滤波器系数；
利用所述补偿滤波器系数对所述同相正交复基带解调信号进行失配补偿，以获取校正后复基带解调信号。
在一可选实施例中，所述接收机补偿方法还包括步骤：对校正后复基带解调信号进行信号均衡，以获取最终输出信号。
在一可选实施例中，所述对校正后复基带解调信号进行信号均衡，以获取最终输出信号的步骤包括：
根据外部参考信号与所述校正后复基带解调信号的快速傅里叶变换处理结果计算均衡滤波器频率响应；
对所述均衡滤波器频率响应进行快速傅里叶逆变换以获取时域脉冲响应并确定均衡滤波器系数；
根据所述均衡滤波器系数对所述校正后复基带解调信号进行均衡滤波，以获取最终输出信号。
在一可选实施例中，所述射频信号包括泛音信号或预设频率范围的宽带信号，其中，获取补偿滤波器系数时采用所述泛音信号作为所述射频信号。
在一可选实施例中，利用所述补偿滤波器系数对所述同相正交复基带解调信号进行失配补偿，以获取校正后复基带解调信号的步骤中，进行失配补偿的所述同相正交复基带解调信号包括，对所述预设频率范围的宽带信号经过模拟正交解调处理及模数转换处理后的同相正交复基带解调信号。
在一可选实施例中，所述根据所述同相正交复基带解调信号获取同相正交幅度失配参数和同相正交相位失配参数的步骤包括：
提取所述同相正交复基带解调信号的不平衡混合参数；
根据所述同相正交复基带解调信号的不平衡混合参数获取所述同相正交幅度失配参数和所述同相正交相位失配参数。
在一可选实施例中，所述根据所述同相正交幅度失配参数和所述同相正交相位失配参数获取补偿滤波器系数的步骤包括：
建立失配补偿模型；
根据所述失配补偿模型获取补偿表达式；
根据所述同相正交幅度失配参数和所述同相正交相位失配参数获取所述补偿表达式的参数；
对所述补偿表达式的参数进行处理，以获取所述补偿滤波器系数。
为实现上述目的及其他相关目的，本发明还提供一种接收机补偿系统，所述接收机补偿系统包括：
模拟正交解调单元，用于对输入的射频信号和本振信号进行模拟正交解调处理，以获取两路模拟基带信号；
模数转换单元，与所述模拟正交解调单元连接，所述模数转换单元用于对所述两路基带模拟信号进行模数转换处理，以得到同相正交复基带解调信号；
同相正交不平衡提取单元，与所述模数转换单元连接，所述同相正交不平衡提取单元用于根据所述同相正交复基带解调信号获取同相正交幅度失配参数和同相正交相位失配参数；
校正系数计算单元，与所述同相正交不平衡提取单元，所述校正系数计算单元用于根据所述同相正交幅度失配参数和所述同相正交相位失配参数获取补偿滤波器系数；
失配补偿单元，分别与所述模数转换单元及所述校正系数计算单元连接，所述失配补偿单元利用所述补偿滤波器系数对所述同相正交复基带解调信号进行失配补偿，以获取校正后复基带解调信号。
在一可选实施例中，所述模拟正交解调单元包括射频滤波子单元，低噪声放大子单元，混频子单元和第一低通滤波子单元和第二低通滤波子单元；所述射频滤波子单元，所述低噪声放大子单元，所述混频子单元依次连接，所述混频子单元分别与所述第一低通滤波子单元、所述第二低通滤波子单元相连。
在一可选实施例中，所述模数转换单元包括第一模数转换器和第二模数转换器，所述第一模数转换器和所述第二模数转换器用于分别对所述两路基带模拟信号进行模数转换处理，以得到同相基带分量和正交基带分量。
对基带模拟信号进行模数转换处理得到同相基带分量；所述第二模数转换器对基带模拟信号h得到正交基带分量。
在一可选实施例中，所述失配补偿单元包括第一校正滤波子单元，第二校正滤波子单元，相加子单元；所述相加子单元分别与第一校正滤波子单元、第二校正滤波子单元连接。
在一可选实施例中，所述第一校正滤波子单元和/或所述第二校正滤波子单元包括有限脉冲响应滤波器。
在一可选实施例中，所述接收机补偿系统还包括：
信道均衡单元，与所述失配补偿单元连接，所述信道均衡单元用于对校正后复基带解调信号进行信号均衡，以获取最终输出信号。
为实现上述目的及其他相关目的，本发明还提供一种电子设备，所述电子设备包括：
通信器，用于与外部通信；
存储器，用于存储计算机程序；
处理器，连接所述通信器及存储器，用于运行所述计算机程序以执行上述中任意一项所述的接收机补偿方法。
为实现上述目的及其他相关目的，本发明还提供一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质存储有计算机程序；所述计算机程序运行时执行如权利要求上述中任意一项所述的接收机补偿方法。
本发明的接收机补偿方法及补偿系统，可以同时校正频率无关性IQ不平衡和频率相关性IQ不平衡，大大降低了镜像信号的频率，提高了镜像抑制比，同时还可以针对基带信号正负频带不对称失真的IQ不平衡进行补偿；
本发明的接收机补偿方法及补偿系统中，计算得到的有限脉冲响应补偿滤波器系数具有普适性，可以应用与各种信号，增加了补偿方法及补偿系统的应用范围。
附图说明
图1显示为本发明接收机补偿方法的流程示意图。
图2显示为本发明的接收机补偿系统的结构框图。
图3显示为图2中模拟正交解调单元的结构框图。
图4显示为图2中失配补偿单元的结构框图。
图5显示为本发明的电子设备的结构框图。
具体实施方式
以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。
请参阅图1-5。需要说明的是，本实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图式中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。
为了有效改善超宽带零中频接收机中频率相关的IQ不平衡以及通道起伏的校正，本发明的实施例提供一种接收机补偿方法及与该接收机补偿系统相对应的接收机补偿系统，在本实施例中本发明的接收机补偿方法及系统可应用于超宽带零中频接收机IQ不平衡及通道起伏补偿，所述零中频接收机例如可以是FSK(频移键控)或PSK(相移键控)调制方案的数字寻呼接收机，也可以是无绳(线)或蜂窝接收机等。其中，图1示出了接收机补偿方法的流程图，图2示出了用于实现该接收机补偿方法的接收机补偿系统，图3示出了接收机补偿系统的模拟正交解调单元1的结构框图，图4示出了接收机补偿系统的失配补偿单元5的结构框图。现结合图1来说明本发明的接收机补偿方法。
请参阅图1，本发明的接收机补偿方法包括如下步骤：步骤S10、对输入的射频信号和本振信号进行模拟正交解调处理，以获取两路模拟基带信号；步骤S20、对所述两路基带模拟信号进行模数转换处理，以得到同相正交复基带解调信号；步骤S30、根据所述同相正交复基带解调信号获取同相正交幅度失配参数和同相正交相位失配参数；步骤S40、根据所述同相正交幅度失配参数和所述同相正交相位失配参数获取补偿滤波器系数；步骤S50、利用所述补偿滤波器系数对所述同相正交复基带解调信号进行失配补偿，以获取校正后复基带解调信号。
所述接收机补偿方法通过图2所述的接收机补偿系统的实现，请参阅图2，所述接收机补偿系统包括模拟正交解调单元1，模数转换单元2，同相正交不平衡提取单元(下文简称IQ不平衡提取单元3)，校正系数计算单元4，失配补偿单元5和信道均衡单元6，所述模拟正交解调单元1与所述模数转换单元2连接，所述模数转换单元2分别于IQ不平衡提取单元3及失配补偿单元5连接，所述IQ不平衡提取单元3通过所述校正系统计算单元与所述失配补偿单元5连接，所述失配补偿单元5与所述信道均衡单元6连接，所述模拟正交解调单元1的输入端接外部输入信号(例如下文的射频信号
Figure BDA0002366535610000051
和本振信号fLO)，上述各单元分别用于实现步骤S10、步骤S20、步骤S30、步骤S40、步骤S50及下文将要介绍的步骤S60。
请参阅图1和图2，在步骤S10中，所述模拟正交解调单元1对外部输入的射频信号
Figure BDA0002366535610000052
和本振信号fLO进行模拟正交解调处理得到两路模拟基带信号并传给模数转换单元2；具体的，所述射频信号
Figure BDA0002366535610000053
是泛音信号(用于计算补偿滤波器系数)或者是信号频率位于预设频率范围的任意带宽带信号，例如常用雷达信号线性调频信号或者通信信号等，所述本振信号的解调频率为上述预设频率范围中间值的复信号。作为示例，所述泛音信号例如可为
Figure BDA0002366535610000054
Figure BDA0002366535610000055
其中a(t)是信号幅度，θ(t)是信号初始相位值；
Figure BDA0002366535610000056
为信号频率，泛音信号是频率
Figure BDA0002366535610000061
函数。作为示例，所述预设频率范围例如可以是2-3GHz之间，在实际应用中所述本振信号可以是解调频率为2.5GHz的复信号，所述泛音信号的信号频率
Figure BDA0002366535610000062
可以是步进为20MHz，频率从2GHz到3GHz之间的50个不同频率值。
如图3所示，所述模拟正交解调单元1包括过射频滤波子单元11，低噪声放大子单元12，混频子单元13和第一低通滤波子单元14和第二低通滤波子单元15；所述射频滤波子单元11，低噪声放大子单元12，混频子单元13依次连接，所述混频子单元13分别与第一低通滤波子单元14、第二低通滤波子单元15相连；所述射频信号
Figure BDA0002366535610000063
经过射频滤波子单元11后进入低噪声放大子单元12进行低噪放大，低噪声放大子单元12的输出信号和本振信号fLO一起进入混频子单元13进行正交混频得到同相模拟前端信号e和正交模拟前端信号f，所述同相模拟前端信号e经过第一低通滤波子单元14得到基带模拟信号g，所述正交模拟前端信号f经过第二低通滤波子单元15得到基带模拟信号h。
需要说明的是，在本实施例中，进行补偿滤波器系数计算时，射频信号
Figure BDA0002366535610000064
可选用上述的泛音信号进行，而当求取补偿滤波器系数后，就可以利用采用该补偿滤波器系数的接收机补偿系统对泛音信号或预设频率范围的任意带宽带信号进行处理，也即对基带I/Q两路幅度相位不平衡和通道起伏进行补偿校正。
请参阅图1和图2，在步骤S20中，模数转换单元2对两路基带模拟信号g和h进行模数转换处理后得到数字域IQ复基带解调信号，其值可以表示为X(n)＝XI(n)+jXQ(n)，其中XI为正交信号的同相基带分量，XQ为正交信号的正交基带分量，并将IQ复基带解调信号传递给给IQ不平衡提取单元3进行后续步骤。
请参阅图1，所述模数转换单元2包括第一模数转换单元2和第二模数转换单元2，所述第一模数转换单元21和所述第二模数转换单元22的输入端分别与所述模拟正交解调单元1的输出端连接，所述第一模数转换单元21和所述第二模数转换单元22的输出端分别与所述IQ不平衡提取单元3的输入端连接，同时，所述第一模数转换单元21和所述第二模数转换单元22的输出端分别与所述失配补偿单元5的输入端连接。作为示例，基带模拟信号g经过第一模数转换器(也即所述第一模数转换单元21)得到正交信号的同相基带分量XI，基带模拟信号h经过第二模数转换器(也即所述第二模数转换单元21)得到正交信号的正交基带分量XQ，所述第一模数转换器和第二模数转换器的转换率大于射频信号的预设频率范围的带宽。作为示例，当所述射频信号
Figure BDA0002366535610000065
为2-3GHz的宽带信号时，所述第一模数转换器和第二模数转换器的转换率大于1GHz(也即2-3GHz的宽带信号的带宽)，譬如1.6GHz。需要说明的是，模数转换器，是把经过与标准量(或参考量)比较处理后的模拟量转换成以二进制数值表示的离散信号的转换器，简称ADC或A/D转换器。
请参阅图1和图2，在步骤S30中，IQ不平衡提取单元3利用IQ复基带解调信号计算出同相正交幅度失配参数(以下简称IQ幅度失配参数)
Figure BDA0002366535610000071
和同相正交相位失配参数(以下简称IQ相位失配参数)
Figure BDA0002366535610000072
并将参数
Figure BDA0002366535610000073
和
Figure BDA0002366535610000074
传输给校正系数计算单元4进行后续步骤。
具体地，所述IQ不平衡提取单元3利用IQ复基带解调信号计算出IQ幅度失配参数
Figure BDA0002366535610000075
和IQ相位失配参数
Figure BDA0002366535610000076
的步骤包括：步骤S31、提取所述同相正交复基带解调信号的不平衡混合参数；步骤S32、根据所述同相正交复基带解调信号的不平衡混合参数获取所述同相正交幅度失配参数和所述同相正交相位失配参数。
具体地，在步骤S31中，IQ不平衡提取单元3利用IQ复基带解调信号X(n)的自相关特性提取它的不平衡混合参数k1k2。作为示例，所述IQ复基带解调信号可以写成以下形式：
Figure BDA0002366535610000077
其中
Figure BDA0002366535610000078
而所述IQ复基带解调信号的自相关可以写成：
Figure BDA0002366535610000079
其中p表示信号
Figure BDA00023665356100000710
的功率，于是根据以上公式，可以得到不平衡混合参数k1k2的值；
具体地，在步骤S32中，IQ不平衡提取单元3根据不平衡混合参数k1k2求出IQ幅度失配参数
Figure BDA00023665356100000711
和IQ相位失配参数
Figure BDA00023665356100000712
计算公式为
Figure BDA00023665356100000713
和
Figure BDA00023665356100000714
其中Re{·}表示取括号{}内变量的实部，Im{·}表示取括号{}内变量的虚部，本方法只需要利用信号的时域信息，计算复杂度低，结果准确；其中，所述失配参数
Figure BDA00023665356100000715
和IQ相位失配参数
Figure BDA00023665356100000716
是与泛音信号的信号频率
Figure BDA00023665356100000717
的函数。
请参阅图1和图2，在步骤S40中，校正系数计算单元4根据所述同相正交幅度失配参数和所述同相正交相位失配参数获取补偿滤波器系数，校正系数计算单元4将补偿滤波器系数传给失配补偿单元5，具体包括如下步骤：S41、建立失配补偿模型；步骤S42、根据所述失配补偿模型获取补偿表达式；步骤S43、根据所述同相正交幅度失配参数和所述同相正交相位失配参数获取所述补偿表达式的参数；步骤S44、对所述补偿表达式的参数进行处理，以获取所述补偿滤波器系数。
具体地，在步骤S41中，利用校正系数计算单元4建立失配补偿模型Yout＝AXin，其中A为补偿矩阵
Figure BDA00023665356100000718
Xin是待补偿的基带解调信号。作为示例，当所述泛音信号的信号频率
Figure BDA00023665356100000719
可以是步进为20MHz，频率从2GHz到3GHz之间的50个不同频率值时，Xin为50组经过模拟正交下变频后的基带泛音信号；Yout是补偿后的基带信号。
具体地，在步骤S42中，校正系数计算单元4根据失配补偿模型得到补偿表达式，
Figure BDA00023665356100000720
Figure BDA0002366535610000081
其中
Figure BDA0002366535610000082
是补偿基带解调信号的共轭信号，C和D分别是该补偿表达式的参数；具体方法是将补偿模型的输入输出信号表示成它们的复数形式，从而得到补偿表达式。
具体地，在步骤S43中，校正系数计算单元4根据公式
Figure BDA0002366535610000083
和
Figure BDA0002366535610000084
以及IQ幅度失配参数
Figure BDA0002366535610000085
和IQ相位失配参数
Figure BDA0002366535610000086
可以求得补偿模型的参数。
具体地，在步骤S44中，校正系数计算单元4对参数C和D进行快速傅里叶逆变换(Inverse Fast Fourier Transform，以下简称IFFT变换)得到最终时域补偿滤波器系数cm和dm；具体的，可以对参数C和D先进行插值，再进行快速傅里叶逆变换IFFT变换可以得到数量更多的时域补偿滤波器系数cm和dm，选取时域补偿滤波器系数cm和dm的脉冲响应函数中能量集中的2M+1个作为补偿滤波器的阶数，使补偿效果更佳，其中，这里的cm和dm分别是C和D的傅立叶变换对，(2M+1)是补偿滤波器的抽头个数。
请参阅图1和图2，所述失配补偿单元5利用上述的时域补偿滤波器系数cm和dm对IQ复基带解调信号进行失配补偿，得到校正后复基带解调信号Yout；具体的，失配补偿单元5输入和输出关系最终可以写成两个FIR滤波器组合，这两个FIR滤波器也即下文的第一校正滤波子单元51、第二校正滤波子单元52:
Figure BDA0002366535610000087
这里的(2M+1)是FIR滤波器的抽头个数。
请参阅图4，所述失配补偿单元5包括但不限于第一校正滤波子单元51，第二校正滤波子单元52，相加子单元53；所述相加子单元53分别与第一校正滤波子单元51、第二校正滤波子单元52连接，利用第一校正滤波子单元51(采用时域补偿滤波器系数cm)对待补偿的IQ复基带解调信号进行校正滤波，利用第二校正滤波子单元52(采用时域补偿滤波器系数dm)对待补偿的IQ复基带解调信号的共轭信号进行校正滤波，然后通过相加子单元53将两路滤波后的信号进行相加操作得到校正后复基带解调信号Yout。需要说明的是，对于第一校正滤波子单元51和第二校正滤波子单元52都是有限脉冲响应(FIR)滤波器，FIR滤波器的阶数为2M+1，通常M可以为10-30之间的任意整数，在1GHz带宽信号的实际应用中M选取为15时可以在较少的硬件资源下得到良好的补偿效果。可以理解的是，在其他实施例中，对于其他带宽信号，M也可以选取其他合适的数值。
在本实施例中，在实际应用中，待补偿的IQ复基带解调信号是对输入的射频信号
Figure BDA0002366535610000088
经过模拟正交解调处理及模数转换处理后的同相正交复基带解调信号，该射频信号
Figure BDA0002366535610000089
例如是上述预设频率范围的宽带信号，譬如雷达信号线性调频信号或者通信信号等，在其他实施例中，所述射频信号
Figure BDA0002366535610000091
当然也可以是上述的泛音信号。作为示例，所述预设频率范围例如可以介于2-3GHz之间(包含两个端点)。需要说明的是，本实施例的接收机补偿校正方法及系统既可以校正频率无关的IQ不平衡，也可以校正频率相关的IQ不平衡。
请参阅图1和图2，本实施例的接收机补偿方法还包括步骤S60、利用信道均衡单元6对校正后复基带解调信号Yout(后文也可称为待均衡信号Yout)进行信号均衡，以获取最终输出信号Zout，具体包括如下步骤：步骤S61、根据外部参考信号与所述校正后复基带解调信号Yout的快速傅里叶变换处理结果计算均衡滤波器频率响应；步骤S62、对所述均衡滤波器频率响应进行快速傅里叶逆变换以获取时域脉冲响应并确定均衡滤波器系数；步骤S63、根据所述均衡滤波器系数对所述校正后复基带解调信号进行均衡滤波，以获取最终输出信号Zout。
具体地，在步骤S61中，外部参考信号和信号Yout一起送入信道均衡单元6，其中，所述外部参考信号是与信号Yout相对应的标准基带信号，所述信道均衡单元6根据外部参考信号与所述校正后复基带解调信号的FFT变换处理结果计算均衡滤波器频率响应；也即分别利用FFT变换求得参考信号的频率响应Cref(w)和待均衡信号Yout的频率响应Cs(w)，根据公式
Figure BDA0002366535610000092
求得均衡滤波器的频率响应He(w)，其中Href(w)是全通线性网络频率响应,是为了保证参考通道输出与其余通道延迟一致。
具体地，在步骤S62中，信道均衡单元6对均衡滤波器频率响应Href(w)作IFFT变换得到均衡滤波器的时域脉冲响应并确定均衡滤波器系数。
具体地，在步骤S63中，信道均衡单元6对待均衡信号Yout进行均衡滤波操作得到输出信号Zout。
需要说明的是，上述的各功能单元或子单元，实际实现时可以全部或部分集成到一个物理实体上，也可以物理上分开。且这些单元可以全部以软件通过处理元件调用的形式实现；也可以全部以硬件的形式实现；还可以部分单元通过处理元件调用软件的形式实现，部分单元通过硬件的形式实现。此外这些单元全部或部分可以集成在一起，也可以独立实现。这里所述的处理元件可以是一种集成电路，具有信号的处理能力。在实现过程中，上述方法的各步骤或以上各个模块可以通过处理器元件中的硬件的集成逻辑电路或者软件形式的指令完成。
需要说明的是，如图5所示，本实施例的上述的接收机补偿方法及补偿系统还可以通过一电子设备100实现，所述电子设备100包括相互连接的存储器103、处理器101及通信器102，所述存储器101存储有计算机程序，该程序被所述处理器101执行时实现所述接收机补偿方法。
上述的处理器101可以是通用处理器，包括中央处理器(Central ProcessingUnit，简称CPU)、网络处理器(Network Processor，简称NP)等；还可以是数字信号处理器(Digital Signal Processing，简称DSP)、专用集成电路(Application SpecificIntegrated Circuit，简称ASIC)、现场可编程门阵列(Field－Programmable Gate Array，简称FPGA)或者其他可编程逻辑器件、分立门或者晶体管逻辑器件、分立硬件组件；上述的存储器103可能包含随机存取存储器(Random Access Memory，简称RAM)，也可能还包括非易失性存储器(non-volatile memory)，例如至少一个磁盘存储器。
需要说明的是，上述存储器103中的计算机程序可以通过软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的部分可以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，电子设备，或者网络设备等)执行本发明各个实施例方法的全部或部分步骤。
请参阅图1，下面将结合一个具体示例来说明本发明的接收机补偿方法。在一个实际应用场景中，首先，需要计算补偿滤波器系数，此时射频信号为步进为20MHz，射频信号频率从2GHz增加到3GHz的泛音信号，本振信号的频率为2.5GHz，对射频信号和本振信号进行模拟正交解调后可以得到位于不同奈奎斯特区且信号带宽都为500MHz的基带信号g和基带信号h，也即得到频率范围在-500MHz-DC的基带信号g和频率范围在DC-500MHz的基带信号h；利用第一模数转换器对基带信号g进行模数转换将其变换到数字域，得到同相基带分量XI，利用第二模数转换器对基带信号h进行模数转换将其变换到数字域，得到正交基带分量XQ；利用同相基带分量XI和正交基带分量XQ计算出IQ幅度失配参数
Figure BDA0002366535610000101
和IQ相位失配参数
Figure BDA0002366535610000102
和
Figure BDA0002366535610000103
都是频率相关的函数；建立失配补偿模型Yout＝AXin，根据失配模型将信号转换成其复系数的形式并将得到的系数进行IFFT运算得到最终时域补偿滤波器系数cm和dm；接着，根据补偿滤波器系数cm和dm建立时域数字滤波器(也即上述的第一校正滤波子单元51和第二校正滤波子单元52)对数字基带信号进行滤波校正得到滤波校正后信号Yout，在该步骤中，数字基带信号可以是泛音信号、线性调频信号或者通信正交相移键控QPSK(QuadraturePhase Shift Keyin，QPSK)信号等经过模拟正交解调处理及模数转换处理后的同相正交复基带解调信号，也就是说，该时域数字滤波器滤波器多种信号适用，具有普适性。本发明对超宽带零中频系统中的与频率相关的IQ不平衡进行了补偿，可以有效的减小系统中接收基带信号的频率相关的IQ不平衡，改善正交度和镜像抑制指标，对Yout进行均衡滤波操作，可以改善接收链路中由于器件非线性等存在的通道起伏，提高了链路一致性。
综上所述，本发明的接收机补偿方法及补偿系统，可以同时校正频率无关性IQ不平衡和频率相关性IQ不平衡，大大降低了镜像信号的频率，提高了镜像抑制比，同时还可以针对基带信号正负频带不对称失真的IQ不平衡进行补偿；本发明的接收机补偿方法及补偿系统中，计算得到的有限脉冲响应补偿滤波器系数具有普适性，可以应用与各种信号，增加了补偿方法及补偿系统的应用范围。
在本文的描述中，提供了许多特定细节，诸如部件和/或方法的实例，以提供对本发明实施例的完全理解。然而，本领域技术人员将认识到可以在没有一项或多项具体细节的情况下或通过其他设备、系统、组件、方法、部件、材料、零件等等来实践本发明的实施例。在其他情况下，未具体示出或详细描述公知的结构、材料或操作，以避免使本发明实施例的方面变模糊。
在整篇说明书中提到“一个实施例(one embodiment)”、“实施例(anembodiment)”或“具体实施例(a specific embodiment)”意指与结合实施例描述的特定特征、结构或特性包括在本发明的至少一个实施例中，并且不一定在所有实施例中。因而，在整篇说明书中不同地方的短语“在一个实施例中(in one embodiment)”、“在实施例中(inan embodiment)”或“在具体实施例中(in a specific embodiment)”的各个表象不一定是指相同的实施例。此外，本发明的任何具体实施例的特定特征、结构或特性可以按任何合适的方式与一个或多个其他实施例结合。应当理解本文所述和所示的发明实施例的其他变型和修改可能是根据本文教导的，并将被视作本发明精神和范围的一部分。
还应当理解还可以以更分离或更整合的方式实施附图所示元件中的一个或多个，或者甚至因为在某些情况下不能操作而被移除或因为可以根据特定应用是有用的而被提供。
另外，除非另外明确指明，附图中的任何标志箭头应当仅被视为示例性的，而并非限制。此外，除非另外指明，本文所用的术语“或”一般意在表示“和/或”。在术语因提供分离或组合能力是不清楚的而被预见的情况下，部件或步骤的组合也将视为已被指明。
如在本文的描述和在下面整篇权利要求书中所用，除非另外指明，“一个(a)”、“一个(an)”和“该(the)”包括复数参考物。同样，如在本文的描述和在下面整篇权利要求书中所用，除非另外指明，“在…中(in)”的意思包括“在…中(in)”和“在…上(on)”。
本发明所示实施例的上述描述(包括在说明书摘要中所述的内容)并非意在详尽列举或将本发明限制到本文所公开的精确形式。尽管在本文仅为说明的目的而描述了本发明的具体实施例和本发明的实例，但是正如本领域技术人员将认识和理解的，各种等效修改是可以在本发明的精神和范围内的。如所指出的，可以按照本发明所述实施例的上述描述来对本发明进行这些修改，并且这些修改将在本发明的精神和范围内。
本文已经在总体上将系统和方法描述为有助于理解本发明的细节。此外，已经给出了各种具体细节以提供本发明实施例的总体理解。然而，相关领域的技术人员将会认识到，本发明的实施例可以在没有一个或多个具体细节的情况下进行实践，或者利用其它装置、系统、配件、方法、组件、材料、部分等进行实践。在其它情况下，并未特别示出或详细描述公知结构、材料和/或操作以避免对本发明实施例的各方面造成混淆。
因而，尽管本发明在本文已参照其具体实施例进行描述，但是修改自由、各种改变和替换意在上述公开内，并且应当理解，在某些情况下，在未背离所提出发明的范围和精神的前提下，在没有对应使用其他特征的情况下将采用本发明的一些特征。因此，可以进行许多修改，以使特定环境或材料适应本发明的实质范围和精神。本发明并非意在限制到在下面权利要求书中使用的特定术语和/或作为设想用以执行本发明的最佳方式公开的具体实施例，但是本发明将包括落入所附权利要求书范围内的任何和所有实施例及等同物。因而，本发明的范围将只由所附的权利要求书进行确定。

Claims (9)

1.一种接收机补偿方法，其特征在于，所述接收机补偿方法包括步骤:
对输入的射频信号和本振信号进行模拟正交解调处理，以获取两路基带模拟信号，包括：
将所述射频信号滤波后，进行低噪放大；
将低噪放大后的射频信号和所述本振信号进行正交混频，得到同相模拟前端信号和正交模拟前端信号；
将所述同相模拟前端信号和所述正交模拟前端信号分别进行低通滤波，得到两路所述基带模拟信号；
对所述两路基带模拟信号进行模数转换处理，以得到同相正交复基带解调信号；
根据所述同相正交复基带解调信号获取同相正交幅度失配参数和同相正交相位失配参数；
根据所述同相正交幅度失配参数和所述同相正交相位失配参数获取补偿滤波器系数；
利用所述补偿滤波器系数对所述同相正交复基带解调信号进行失配补偿，以获取校正后复基带解调信号；
所述射频信号包括泛音信号或预设频率范围的宽带信号，其中，获取补偿滤波器系数时采用所述泛音信号作为所述射频信号。
2.根据权利要求1所述的接收机补偿方法，其特征在于，所述接收机补偿方法还包括步骤：对校正后复基带解调信号进行信号均衡，以获取最终输出信号。
3.根据权利要求2所述的接收机补偿方法，其特征在于，所述对校正后复基带解调信号进行信号均衡，以获取最终输出信号的步骤包括：
根据外部参考信号与所述校正后复基带解调信号的快速傅里叶变换处理结果计算均衡滤波器频率响应；
对所述均衡滤波器频率响应进行快速傅里叶逆变换以获取时域脉冲响应并确定均衡滤波器系数；
根据所述均衡滤波器系数对所述校正后复基带解调信号进行均衡滤波，以获取最终输出信号。
4.根据权利要求1所述的接收机补偿方法，其特征在于，利用所述补偿滤波器系数对所述同相正交复基带解调信号进行失配补偿，以获取校正后复基带解调信号的步骤中，进行失配补偿的所述同相正交复基带解调信号包括，对所述预设频率范围的宽带信号经过模拟正交解调处理及模数转换处理后的同相正交复基带解调信号。
5.根据权利要求1-4中任意一项所述的接收机补偿方法，其特征在于，所述根据所述同相正交复基带解调信号获取同相正交幅度失配参数和同相正交相位失配参数的步骤包括：
提取所述同相正交复基带解调信号的不平衡混合参数；
根据所述同相正交复基带解调信号的不平衡混合参数获取所述同相正交幅度失配参数和所述同相正交相位失配参数。
6.根据权利要求5所述的接收机补偿方法，其特征在于，所述根据所述同相正交幅度失配参数和所述同相正交相位失配参数获取补偿滤波器系数的步骤包括：
建立失配补偿模型；
根据所述失配补偿模型获取补偿表达式；
根据所述同相正交幅度失配参数和所述同相正交相位失配参数获取所述补偿表达式的参数；
对所述补偿表达式的参数进行处理，以获取所述补偿滤波器系数。
7.一种接收机补偿系统，其特征在于，所述接收机补偿系统包括：
模拟正交解调单元，用于对输入的射频信号和本振信号进行模拟正交解调处理，以获取两路基带模拟信号，包括：
滤波放大模块，用于将所述射频信号进行滤波，并将滤波后的射频信号低噪放大；
正交混频处理模块，用于将低噪放大后的射频信号和所述本振信号进行正交混频，得到同相模拟前端信号和正交模拟前端信号；
低通滤波模块，用于将所述同相模拟前端信号和所述正交模拟前端信号分别进行低通滤波，得到两路所述基带模拟信号；
模数转换单元，与所述模拟正交解调单元连接，所述模数转换单元用于对所述两路基带模拟信号进行模数转换处理，以得到同相正交复基带解调信号；
同相正交不平衡提取单元，与所述模数转换单元连接，所述同相正交不平衡提取单元用于根据所述同相正交复基带解调信号获取同相正交幅度失配参数和同相正交相位失配参数；
校正系数计算单元，与所述同相正交不平衡提取单元，所述校正系数计算单元用于根据所述同相正交幅度失配参数和所述同相正交相位失配参数获取补偿滤波器系数；
失配补偿单元，分别与所述模数转换单元及所述校正系数计算单元连接，所述失配补偿单元利用所述补偿滤波器系数对所述同相正交复基带解调信号进行失配补偿，以获取校正后复基带解调信号；
所述射频信号包括泛音信号或预设频率范围的宽带信号，其中，获取补偿滤波器系数时采用所述泛音信号作为所述射频信号。
8.根据权利要求7所述的接收机补偿系统，其特征在于，所述接收机补偿系统还包括：
信道均衡单元，与所述失配补偿单元连接，所述信道均衡单元用于对校正后复基带解调信号进行信号均衡，以获取最终输出信号。
9.一种电子设备，其特征在于，所述电子设备包括：
通信器，用于与外部通信；
存储器，用于存储计算机程序；
处理器，连接所述通信器及存储器，用于运行所述计算机程序以执行如权利要求1-6中任意一项所述的接收机补偿方法。
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