CN108462663A - 用于iq失配校准和补偿的系统和方法 - Google Patents

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Abstract

公开了一种用于IQ失配校准和补偿的系统和方法。一种用于提供IQ失配(IQMM)补偿的方法包括：以原始频率发送单频信号；确定受损信号在原始频率下的第一响应以及受损信号在相应的镜像频率下的第二响应；基于第一响应和第二响应确定对补偿滤波器在原始频率下的频率响应的估计；通过以多个步长对单频信号进行扫频来重复发送单频信号的步骤、确定第一响应和第二响应的步骤、以及确定对所述补偿滤波器的频率响应的估计的步骤，以确定所述补偿滤波器的频率响应的快照；通过执行时频转换矩阵的伪逆来将所述补偿滤波器的频率响应转换成所述补偿滤波器的多个时域滤波器抽头；确定针对相应的时域滤波器抽头提供最小的LSE的时间延迟。

Description

用于IQ失配校准和补偿的系统和方法
本申请要求于2017年2月22日提交的序列号为62/461,994的美国临时专利申请的权益和优先权，所述申请的全部内容通过引用合并于此。
技术领域
本公开总体涉及一种无线通信系统，更具体地，涉及一种用于IQ失配校准和补偿的系统和方法。
背景技术
在理想的调频(FM)无线通信接收器中，模拟前端(FE)在同相(I)分支和正交(Q)分支上表现出相同的幅度和相位响应。然而，在实际操作中，由于由无线通信接收器的组件(诸如混频器、模拟低通滤波器和模数转换器(ADC))导致的操作状况和不完美，I分支和Q分支之间的失配和失衡是不可避免的。这种失配和失衡在基带频率的镜像频率上引入了镜像信号，所述镜像信号可干扰原始信号的解调和/或调制过程。所述镜像信号可降低无线通信接收器的性能。为了减少IQ失配和失衡，已经提出了基于数字信号处理(DSP)的大量IQ失配补偿(IQMC)技术。
IQ失配和失衡是现代直接转换RF接收器中射频(RF)受损的主要原因。在典型的IQMC架构中，自适应滤波器能够基于实际接收的信号通过迭代地探索期望的属性来寻找滤波器系数。然而，那些通过迭代过程获得的滤波器系数可能不满足在新兴无线通信应用中对于高数据速率的日益增长的需求。
发明内容
根据一个实施例，一种用于提供IQ失配(IQMM)补偿的方法包括：以原始频率发送单频信号；确定受损信号在原始频率下的第一响应以及受损信号在相应的镜像频率下的第二响应；基于第一响应和第二响应确定对补偿滤波器在原始频率下的频率响应的估计；通过以多个步长对单频信号进行扫频(sweep)来重复发送单频信号的步骤、确定第一响应和第二响应的步骤、以及确定对所述补偿滤波器的频率响应的估计的步骤，以确定所述补偿滤波器的频率响应的快照；通过执行时频转换矩阵的伪逆来将所述补偿滤波器的频率响应转换成所述补偿滤波器的多个时域滤波器抽头；基于针对相应的时域滤波器抽头的多个最小平方误差(LSE)来确定提供最小的LSE的时间延迟。
根据一个实施例，一种用于提供IQ失配(IQMM)补偿的方法包括：基于静态校准方案，在正常信号的接收之前估计与补偿滤波器的多个滤波器抽头相应的滤波器系数；使用相应的估计的滤波器系数来设置所述多个滤波器抽头中的每个滤波器抽头；将时间延迟抽头的初始值设置为零，或者基于使用静态校准方案获得的估计值来设置所述时间延迟抽头的初始值；基于使用自适应滤波器的迭代方案，在正常信号的接收期间估计所述时间延迟抽头的滤波器系数。
根据一个实施例，一种用于提供IQ失配(IQMM)补偿的设备包括：信号产生器，用于在原始频率下产生和发送单频信号；补偿器，包括延迟块以及包括多个时域滤波器抽头的补偿滤波器；以及补偿逻辑，用于执行对所述补偿器的静态校准。所述补偿逻辑被配置为：确定受损信号在原始频率下的第一响应以及受损信号在相应的镜像频率下的第二响应；基于第一响应和第二响应确定对补偿滤波器在原始频率下的频率响应的估计；通过以多个步长对单频信号进行扫频来重复发送单频信号的步骤、确定第一响应和第二响应的步骤、以及确定对所述补偿滤波器的频率响应的估计的步骤，以确定所述补偿滤波器的频率响应的快照；通过执行时频转换矩阵的伪逆来将所述补偿滤波器的频率响应转换成所述补偿滤波器的多个时域滤波器抽头；基于针对相应的时域滤波器抽头的多个最小平方误差(LSE)来确定产生最小的LSE的时间延迟。
包括事件的实现和组合的各种新颖细节的上述和其他优选特征将参照附图更具体地被描述并在权利要求中指出。将理解的是，这里描述的特定系统和方法仅以示意性而非限制的方式被示出。如本领域的技术人员所理解的，在不脱离本公开的范围的情况下，可在各种实施例和诸多实施例中采用这里描述的原理和特征。
附图说明
被包括作为本说明书的一部分的附图示出了目前优选的实施例，并且与上面所给出的一般性描述以及下面给出的对优选的实施例的详细描述一起用于解释并教导这里描述的原理。
图1示出根据一个实施例的示例IQMC系统的示例性框图；
图2示出根据一个实施例的IQ失配模型(IQMM)的示例性示图；
图3示出根据一个实施例的非因果(non-causal)滤波器的非因果滤波器系数的示例性点图；
图4示出根据一个实施例的因果(causal)滤波器的滤波器系数的示例性点图；
图5示出根据一个实施例的基于训练的校准方案的流程图；
图6示出根据一个实施例的示例实数滤波器；
图7示出根据一个实施例的示例复数IQMC系统的框图；以及
图8示出根据一个实施例的示例IQMC系统的框图。
附图不一定是按比例绘制的，并且在整个附图中，类似结构或功能的元件一般可由相同的参考标号来表示以用于示意性目的。附图仅意图有助于对这里描述的各种实施例的描述。附图不对这里公开的教导的每个方面都进行描述并且不限制权利要求的范围。
具体实施方式
这里公开的特征和教导中的每一个可被单独地或与其他特征或教导相结合地被使用，以提供IQ失配校准和补偿。将参照附图更详细地描述单独地和相结合地利用这些附加特征和教导中的许多的代表性示例。这样的详细描述仅意图教导本领域的技术人员用于实践本教导的方面的额外的细节，并不意图限制权利要求的范围。因此，以上在详细描述中公开的特征的组合可没必要在最广泛的意义上实施本教导，而是被教导仅用于描述本教导的特别代表性的示例。
在下面的描述中，仅用于解释目的，阐述特定术语以提供对本公开的全面理解。然而，本领域的技术人员将清楚的是，不需要这些特定的细节来实施本公开的教导。
这里的详细的描述中的一些部分依据对计算机存储器中的数据比特的操作的算法和符号表示来示出。这些算法描述和表示可由数据处理领域的技术人员使用来有效地向本领域的其他技术人员表达他们的工作的实质。算法在这里一般被认为是导致期望的结果的有条理的一系列步骤。这些步骤是需要对物理量的物理操作的步骤。一般地，尽管不是必要的，但是这些量采用能够被存储、传送、组合、比较和操作的电信号或磁信号的形式。主要是出于常用的原因，将这些信号称为比特、值、元素、符号、字符、项、数字等被证明是方便的。
然而，应该记住的是，所有的这些和类似的术语都与适当的物理量相关联，并且仅仅是应用于这些物理量的方便的标签。除非如从下面的描述清楚的另有特别地陈述，否则理解的是：在整个说明书中，利用诸如“处理”、“计算”、“运算”、“确定”、“显示”等术语的讨论指：计算机系统或类似的电子计算机装置的操作和处理，其中，计算机系统或类似的电子计算机装置对计算机系统的寄存器和存储器内的被表示为物理(电子)量的数据进行操作并将其转换成计算机系统存储器、寄存器、或其他诸如此类的信息存储器、传输或显示装置中的被类似地表示为物理量的其他数据。
这里示出的算法不固有地涉及任何特定计算机或其他设备。根据这里的教导，可与程序一起使用各种通用系统、计算机服务器或个人计算机，或者构造一个更加专门的设备来执行所需的方法步骤可被证明是方便的。从下面的描述将呈现多种这些系统所需的结构。将理解的是，可使用各种编程语言来实现这里描述的本公开的教导。
此外，代表性的示例和从属权利要求的各种特征可以以不具体地或明确地列举的方式而被组合，以便提供本教导的附加的有用的实施例。还明确地注明的是，实体组的所有值范围或指示公开了为了原始公开的目的和限制要求保护的主题的目的的每个可能的中间值或中间实体。还明确地注明的是，附图中示出的组件的尺寸和形状被设计用于帮助理解本教导是如何被实施的，而不意图限制示例中示出的尺寸和形状。
本公开提供了能够使用数字信号处理(DSP)技术来减小IQ失配和/或IQ失衡的影响的一种IQ失配补偿(IQMC)系统和方法。图1示出根据一个实施例的示例IQMC系统的示例性框图。IQMC系统100可被实现为独立的信号接收器或集成在无线通信收发器中的信号接收器。
在时域中，本IQMC系统100接收包括失配和失衡的输入信号z(t)(这里也被称为失配信号或受损信号)，并产生可补偿输入信号z(t)的信号y(t)。输入信号z(t)是包括实部zi(t)和虚部zq(t)的复数受损信号。本IQMC系统100包括：滤波器113、操作输入信号z(t)的操作块112、在主路径上应用于输入信号z(t)的延迟块111、以及将从延迟块111和滤波器113输出的信号相加的加法器块116。
根据一个实施例，操作块112是获得输入信号z(t)的复共轭的复共轭单元。在另一实施例中，操作块112是获得输入信号z(t)的实部的实数单元。在一些实施例中，能够通过仅获得输入信号z(t)的实部来减小由操作块112执行的共轭操作的复杂度。操作块112的输出被作为输入馈入到滤波器113。
根据一个实施例，IQMC系统100可包括使用复数补偿滤波器的复数补偿器(CVC)。例如，输入信号z(t)可以是包括实部zi(t)和虚部zq(t)的复数信号，并且滤波器113可以是复数补偿滤波器。
来自滤波器113的输出信号被馈入到将经过滤波的信号与延迟的输入信号(即，z(t-D))进行组合的加法器块116，以产生经过补偿的信号y(t)。不论使用了输入信号z(t)的复共轭还是输入信号z(t)的实部，由于滤波器113是复数滤波器，因此本IQMC系统100都可使用CVC。
根据一个实施例，本IQMC系统100可通过延迟的数量D(例如，延迟2指示2个样本的延迟)和滤波器器113中的滤波器抽头的数量N(N是滤波器系数的数量)被参数化。一般地，最优延迟可随着滤波器113中的滤波器抽头的数量N的增加而增加。本IQMC系统100考虑滤波器113中的滤波器抽头的数量N和延迟块111的最优延迟来确定滤波器系数。
根据一个实施例，本IQMC系统100可提供IQ失配校准以确定最优延迟D和滤波器113的最优滤波器系数。在一个实施例中，本IQMC系统100采用具有基带频率的单频训练信号序列来确定针对给定延迟D的最优滤波器系数。基带频率指接收的信号的原始频率。原始信号能够占据一定尺寸的频带，例如，20MHz。单频训练信号序列能够位于频率范围内的频率范围采样离散频率内，例如，1MHz间隔尺寸。能够通过单频训练信号来估计滤波器系数。在时域中，经过补偿的信号y(t)可被表示具有延迟D和滤波器系数w(t)的输入信号z(t)的函数：
y(t)＝z(t-D)+w(t)*实{z(t)}. (等式1)
在等式1中，将实数单元作为示例用作操作块112，在不脱离本公开的范围的情况下可使用复共轭单元。
图2示出根据一个实施例的IQ失配模型(IQMM)的示例性示图。在图2中示出的IQMM是基于I/Q下变频的。IQMM的输出被馈入到图1的IQMC系统中。IQMM 200可对接收的信号s(t)进行解调并将其划分为同相(I)信号路径和正交(Q)信号路径。I路径和Q路径中的每个路径包括混频器(分别是211和212)和模拟滤波器(h1(t)和h2(t))。混频器211和混频器212分别使用频率是ωLO的本地振荡器(LO)在I路径和Q路径分别输出经过下变频的信号mi(t)和mq(t)。通过模拟滤波器h1(t)和模拟滤波器h2(t)对经过下变频的信号mi(t)和mq(t)进行滤波以分别在I路径和Q路径上产生输出信号zi(t)和输出信号zq(t)。I路径和Q路径上的信号可引入包括以下项的失配和失衡：1)在混频器211和混频器212的增益g和相位φ的失配、以及2)模拟滤波器h1(t)和模拟滤波器h1(t)的整体频率响应。
本IQMM可以是频率不相关的(FI)-IQMM或频率依赖的(FD)-IQMM。图2中示出的IQMM能够是FI-IQMM或FD-IQMM。FI-IQMM可被应用于具有非统一增益g≠1和非零相位φ≠0的信号。FD-IQMM可包括模拟滤波器h1(t)和模拟滤波器h2(t)，其中，h1(t)是沿I路径的模拟滤波器的脉冲响应，h2(t)是沿Q路径的模拟滤波器的脉冲响应。
经过解调并被划分为I路径和Q路径的接收到的信号s(t)可包括期望的原始信号以及表示被引入到期望的原始信号上的增益和/或相位失衡的镜像信号，其中，所述增益和/或相位失衡是经过IQMM 200的混频器211和混频器212以及模拟滤波器h1(t)和模拟滤波器h2(t)的信号处理的结果。本IQMC系统试图将镜像信号的影响最小化。
IQMM 200的失配信号z(t)可被表示为接收的信号s(t)和镜像信号s*(t)的函数。例如，失配信号z(t)可被表示为：
z(t)＝g1(t)*s(t)+g2(t)*s*(t), (等式2)
其中，
g1(t)和g2(t)表示针对接收的信号s(t)和镜像信号s*(t)的复数缩放因子。例如，缩放因子g1(t)是原始信号通过的有效滤波器的脉冲响应，缩放因子g2(t)是通过IQ失配引入的镜像信号通过的有效滤波器的脉冲响应。等式2的失配信号z(t)可使用傅立叶变换以频域的等式来表示：
Z(f)＝G1(f)S(f)+G2(f)S*(-f), (等式4)
其中，
参照图1中示出的本IQMC系统，经过补偿的信号y(t)可依据复数缩放因子g1(t)和g2(t)、接收的信号s(t)和镜像信号s*(t)被表示为：
从等式6，可通过令来获得可完全地消除镜像信号s*(t)的最优滤波器系数w(t)。这导出频域中的最优滤波器系数WOPT(f)：
在图2中示出的IQMM的示例中，最优滤波器是具有大量滤波器抽头的非因果滤波器。因果滤波器在滤波器抽头的负索引(index)处具有零值。相反地，非因果滤波器可在滤波器抽头的负指数处具有非零值。图3示出根据一个实施例的非因果滤波器的滤波器系数的示例性点图。
根据一个实施例，本IQMM基于I路径和Q路径上的两个三阶巴特沃斯(Butterworth)滤波器之间的极点失配(pole mismatch)。图3中的示例示出复数最优滤波器的跨度从-20至20的滤波器抽头，其中，复数最优滤波器仅示出实部。最优滤波器与具有40MHz三阶Butterworth滤波器的IQMM模型相应，其中，所述40MHz三阶Butterworth滤波器具有极点失配[2％,2％,2％]、增益失配0％以及0度的相位失配。负滤波器抽头(negativefilter tap)具有非零值；因此，该滤波器是非因果滤波器。
根据一个实施例，最优滤波器用具有有限数量的滤波器抽头的因果滤波器近似。这里，最优滤波器可指具有有限数量的滤波器抽头的因果最优滤波器，其中，因果最优滤波器是具有大量滤波器抽头的非因果最优滤波器的近似。当用具有有限数量的滤波器抽头来近似最优滤波器WOPT时，可包括一个或更多个负抽头。图4示出根据一个实施例的因果滤波器的滤波器系数的示例性点图。
在因果滤波器的情况下，可通过经由仅选择有限数量的滤波器抽头N对最优滤波器进行截断来用有限脉冲响应(FIR)滤波器近似最优滤波器。FIR滤波器具有有限数量的抽头。如果存在至少一个负抽头，则FIR可以是非因果滤波器。在图4中示出的示例中，没有延迟的FIR滤波器包括具有高能量/幅度的滤波器抽头0至4，而不包括负抽头。然而，观察到：最优滤波器的滤波器抽头-1具有比滤波器抽头4的幅度更大的幅度。在这种情况下，FIR滤波器可包括滤波器抽头-1。为了选择滤波器抽头-1，可在馈通(feedthrough)路径上(例如，在延迟块111中)引入额外的延迟，使得滤波器抽头-1至滤波器抽头3全部有效地右移1个单位以占据滤波器抽头0至滤波器抽头4。这里的单位指样本的数量，它的值是与被引入到图1的延迟块111中的延迟D样本的值相同的值。因此，额外的延迟可提高原始滤波器的滤波性能。在这种情况下，假设IQMM的受损参数是已知的，使得可基于IQMM受损参数确定最优滤波器的FIR近似。然而，在实践中，IQMM的受损参数可能不是可用的先验，训练方案可被用于获得受损参数。
根据一个实施例，本IQMC系统可使用一个或更多个导频(pilot)单频信号来估计补偿滤波器的滤波器系数。例如，本IQMC系统可使用一个或更多个导频单频信号来提供基于训练的IQMC校准。基于训练的IQMC校准首先以期望信号的频率范围内的选择的频率发送单频信号。本IQMC系统对受损信号(即，没有经过补偿的接收的信号)在接收的信号的原始频率和镜像频率两者下的响应进行观察和分析。基于在原始频率和镜像频率下的响应，本IQMC系统也可估计补偿滤波器在其他频率下的响应。本IQMC系统可以以特定步长对频率范围内的单频进行扫频，以获得补偿滤波器在该频率范围内的频率响应的快照(snapshot)。本IQMC系统通过执行时频转换矩阵的伪逆(pseudo-inverse)将补偿滤波器的频率响应转换为时域抽头。本IQMC系统可用相同的单频信号组通过施加不同的延迟来检查补偿滤波器的频率响应。
根据一个实施例，本IQMC系统以选择的频率fpk产生K个连续时间单频信号。根据一个实施例，选择的频率fpk可以是多个子载波间隔。对于每个k∈{1,…,K}，使用离散时间傅立叶变换(DTFT),本IQMC系统使用离散时间傅立叶变换(DTFT)来确定接收到的时域信号z(t)在归一化的频率fpk/fs和fpk/fs下的被表示为Z(fpk/fs)和Z(-fpk/fs)的频率分量。在接收到的信号被处理的点上的采样频率被表示为fs：
下面的量由以下等式确定：
对于每个D∈{0,…,N-1}，本IQMC系统确定：
通过表示W′＝[W′(-fp1),…,W′(-fpK)]T，WD＝[WD(-fp1),…,WD(-fpK)]T以及这个步骤也可被写成下面的矩阵形式：
WD＝DW′ (等式11)
K×N的离散时间傅立叶(DFT)矩阵被表示为F，F的项由等式12给出：其中k∈{1,…,K}，n∈{0,..,N-1} (等式12)
fsiqmc是本IQMC系统所操作在的操作频率。
根据一个实施例，本IQMC系统将DFT矩阵F的伪逆预先计算和存储为：
pinv(F)＝(FHF)-1FH (等式13)
本IQMC系统加载DFT矩阵F的伪逆并将最优滤波器的N抽头FIR近似wopt,N,D计算为：
wopt,N,D＝pinv(F)WD＝pinv(F)DW′ (等式14)
在另一实施例中，本IQMC系统针对每个延迟D预先计算pinv(F)D，并整个地加载乘积，以避免计算3个矩阵pinv(F)、D和W′的矩阵乘积。对于每个wopt,N,D，本IQMC系统可计算被定义如下的最小平方误差：
LSED＝||WD-Fwopt,N,D||2 (等式15)
本IQMC系统使用下面的等式来选择产生最小的最小平方误差(LSE)的最优延迟D：
D＝arg minD LSED (等式16)
在这种情况下，在期望的频率响应与设计的滤波器的频率响应之间的最小平方误差是用于选择最优延迟D的矩阵。
在理想条件下，静态校准方案可针对包括信号带宽、频带和频信道的参数的给定元组来寻找所有的滤波器系数。然而，在实践中，这三种参数的可能的组合的数量太大，并且针对每种组合的静态校准的次数被大大地限制。为了降低复杂度，可使用任意选择的一对频带和频信道，针对每个可能的信号带宽执行静态校准方案。注意的是，本静态校准方案可针对给定频带、信道和信号带宽配置对FI-IQMM和FD-IQMM二者进行补偿。FI-IQMM随频带/信道而改变，因此FI-IQMM针对三个参数的所有可能性应用本静态校准方案可能是不现实的。将针对下面的示例来描述混合校准方案。
根据一个实施例，本IQMC系统可针对每种带宽执行静态校准以确定除了一个滤波器系数之外的所有滤波器系数。所述一个滤波器系数相应于抽头D的值，抽头D是在图1中的延迟块111中使用的延迟值。在这个实施例中，本IQMC系统基于自适应处理来确定可随频带/信道改变的抽头D的滤波器系数。自适应处理使用正常的接收的信号而非单频训练信号。自适应处理考虑选择的滤波器抽头的数量和延迟D来寻找抽头D的值。本IQMC系统可基于其余的滤波器系数的收敛性来确定对通过静态校准方案获得的原始滤波器系数的改进。已知的是，所述收敛性针对诸如LTE、3G和Wi-Fi的商业无线标准是能保证的。
因为FD-IQMM主要是由仅是带宽依赖而不是信道或频带依赖的两个模拟滤波器之间的失配而引起的，因此FD-IQMM不是信道/频带依赖的。另一方面，因为FI-IQMM主要是在信道/频带依赖的混频器引入的，因此FI-IQMM是信道/频带依赖的。基于这些观察，本IQMC系统将补偿分为FI-IQMM的补偿和FD-IQMM的补偿。
根据一个实施例，模拟滤波器的比值被定义为Hd(f)，它的时域脉冲响应被定义为hd(n)。Wopt(f)的时域响应wopt(t)可被表示为：
对于滤波器抽头D，它主要取决于FI-IQMM：
对于其他抽头，如果滤波器系数可通过以下等式在训练信道中获得：
则时域响应wopt(t)可取决于FI-IQMM和FD-IQMM二者。这里，训练信道指针对特定的无线标准(例如，LTE、3G和Wi-Fi)的任意选择的频带和任意选择的信道。时域响应可被应用于其他测试信道。在这种情况下，测试信道中的针对n≠D的实际系数可由以下等式给出：
因此，以实际值与应用的值之间的比值的形式的误差可由以下等式表示：
如果FI-IQMM不改变太多，则误差可能不大，并且性能可能是可接受的。如果误差大，则误差可如下所示被补偿：
以及
观察到的是，可从和将误差re估计为：
从和可如下获得根据一个实施例，给定选择的滤波器抽头N和延迟D，本IQMC系统可使用基于导频的方案在正常信号的接收之前估计所有的滤波器系数。在一个实施例中，本IQMC系统可如上所述使用采用单频训练信号序列的静态校准方案来估计滤波器系数。
本IQMC系统还使用估计的滤波器系数值来对除了滤波器抽头D之外的所有滤波器抽头进行设置。可以以若干方法来设置滤波器抽头D的初始值。在一个实施例中，本IQMC系统可将滤波器抽头D值设置为0。在另一实施例中，本IQMC系统可将滤波器抽头D值设置为使用基于导频的方案而获得的估计值。基于基于导频的方案估计出的滤波器抽头D可缩短确定最优滤波器系数的收敛时间。这里，滤波器系数可被表示为
如下所述，在正常信号的接收期间，本IQMC系统如以下所描述的仅针对滤波器抽头D执行自适应处理：
根据一个实施例，在滤波器抽头D被收敛到之后，本IQMC系统还可如下来确定校正因子
本IQMC系统可随后如下来更新所有的其他滤波器抽头：
图5示出根据一个实施例的基于训练的校准方案的流程图。根据一个实施例，本IQMC系统提供了一种用于对补偿器滤波器进行校准的基于训练的校准方案。首先，本IQMC系统以选择的频率发送单频信号(在501)。本IQMC系统确定受损信号在原始频率和相应的镜像频率下的频率响应(在502)。本IQMC系统基于在原始频率和镜像频率下的频率响应来确定对补偿滤波器的频率响应的估计(在503)。本IQMC系统通过以多个步长(多个子载波间隔)对单频进行扫频来重复在501至503执行的校准步骤，以获得补偿滤波器的频率响应的快照(在504)。本IQMC系统对补偿滤波器的频率响应进行转换以确定补偿滤波器的最优时域滤波器抽头(在505)。例如，本IQMC系统执行时频转换矩阵的伪逆来进行频域到时域的转换。本IQMC系统用相同的单频信号组通过施加不同的延迟来重复在501至505中执行的静态校准步骤，并检查受损信号的频率响应(在506)。然后本IQMC系统确定针对相应的时域滤波器抽头提供最小的最小平方误差(LSE)的最优延迟(在507)。本基于训练的校准方案可有效地补偿FD-IQMM的失配和失衡，并且对于给定频带，可在不同信道上应用相同的基带滤波器。此外，基于训练的校准方案可补偿FI-IQMM的失配和失衡。
本IQMC系统还可对由于混频器设置的改变而随信道改变的FI-IQMM进行补偿。在正常信号的接收之前，本IQMM系统基于上面描述的基于训练的校准方案来估计多个滤波器抽头N的滤波器系数。理解的是，在不脱离本公开的范围的情况下，本IQMC系统可使用其他基于导频的静态校准方案。本IQMC系统使用相应的估计的滤波器系数来设置所有的N个滤波器抽头(这些滤波器系数不随频带/信道而改变)，基于值0或使用基于导频的静态校准方案而获得的估计值来设置延迟抽头D的初始值，并且基于基于自适应滤波器的迭代方案，在正常信号的接收期间估计延迟抽头D的滤波器系数(这个系数随着频带/信道而改变)。本IQMC系统还可使用延迟抽头D的收敛的滤波器系数来改进所有N个滤波器抽头的估计的滤波器系数。
根据一些实施例，本IQMC系统使用实数滤波器。图6示出根据一个实施例的实数滤波器的示例。实数滤波器可在Q路径和I路径上应用不同的滤波方案。ui(t)和uq(t)是一对受损信号。受损信号是被部分补偿的信号，y(t)是被最终补偿的信号。补偿发生在两个阶段。第一阶段用于补偿FD-IQMM、以及FI-IQMM的增益失配部分。第二阶段用于补偿FI-IQMM的相位失配部分。实数滤波器包括将延迟版的同相(I)路径馈入正交(Q)路径的实数滤波器的输出中的实数缩放因子。
在对滤波方案进行适当调整的情况下，实数滤波器600的性能可与设置类似的复数滤波器的性能相匹配。此外，实数滤波器600具有比复数滤波器更简单的结构。实数滤波器的简单的结构可降低补偿器块的门数。
图7示出根据一个实施例的示例复数IQMC系统的框图。复数IQMC系统700的功能块包括：主路径上的第一复数滤波器711、馈通路径上的第二复数滤波器713、操作输入信号Z(f)的操作块712、将从第一复数滤波器711和第二复数滤波器713输出的信号相加的加法器716。实数补偿器和复数补偿器的映射基于受损信号和经过补偿的信号之间的数学关系。在实际实施中，这两个补偿器可完全不同。图1示出复数补偿器，而图6示出实数补偿器。
复数IQMC系统700可被实现为无线通信系统中的信号接收器。本复数IQMC系统700依据频域被表示。例如，将失配信号(这里也被称为受损信号)表示为Z(f)作为输入以产生经过补偿的信号Y(f)。本复数IQMC系统700被表示为图1中示出的包含复数滤波器711和复数滤波器713的复数复制IQMC系统100。操作块712是获得输入信号Z(f)的复共轭的复共轭单元。
在时域中，在实数补偿器的输出的离散的经过补偿的信号被表示为：
在频域中，经过补偿的信号被表示为：
等式27示出CVC的数学模型，并且能够计算CVC的IRR。使用等式27，RVC可被表示为等效CVC。在RVC被写为与CVC等效的形式之后，RVC的IRR可如上所讨论的以模拟的方式被计算。RVC的输入和输出可被写为模拟的形式。W1(f)和W2(f)是RVC中使用的参数的函数。也能够使用等式27来计算RVC的IRR。
图8示出根据一个实施例的示例IQMC系统的框图。IQMC系统810包括：信号产生器811、IQ补偿逻辑812和IQ补偿器813。根据一个实施例，IQ补偿器813可实现如图1所示的延迟块和包括多个时域滤波器抽头的补偿滤波器。可使用硬件数字信号处理芯片来实现IQ补偿逻辑，或者以无线通信系统中的接收器的固件实现IQ补偿逻辑。
根据一个实施例，IQ补偿逻辑812提供对IQ补偿器813的静态校准。信号产生器811被配置为产生单频信号。根据一个实施例，IQ补偿逻辑812确定单频信号的频率并指示信号产生器811发送选择的频率的单频信号。信号产生器811可通过在预定频率范围内对频率进行扫描来向IQMC发送一系列单频信号。IQ补偿逻辑812响应于一系列单频信号中的每个单频信号接收受损信号，确定对补偿滤波器的频率响应的估计，并将估计的补偿滤波器的频率响应转换成时域响应以确定补偿滤波器的最优时域滤波器抽头。IQ补偿逻辑812还在预定的频率范围内分析受损信号的整体的频率响应。使用受损信号的整体的频率响应，IQ补偿逻辑812确定延迟块的最优时间延迟以及IQ补偿器813的补偿滤波器的滤波器抽头的系数。例如，IQ补偿逻辑812产生时频转换矩阵，并使用对时频转换矩阵的伪逆将补偿滤波器的频率响应转换成时频响应。
根据一个实施例，IQ补偿逻辑812提供对IQ补偿器813的自适应校准以将延迟块的时间延迟以及IQ补偿器813的补偿滤波器的滤波器抽头最优化。IQ补偿逻辑812用相同的单频信号组使用多个延迟值来重复对IQ补偿器813的静态校准。IQ补偿逻辑812在多个延迟值中确定提供最小的最小平方误差(LSE)的最优延迟。
根据一个实施例，一种用于提供IQ失配(IQMM)补偿的方法包括：以原始频率发送单频信号；确定受损信号在原始频率下的第一响应以及受损信号在相应的镜像频率下的第二响应；基于第一响应和第二响应确定对补偿滤波器在原始频率下的频率响应的估计；通过以多个步长对单频信号进行扫频来重复发送单频信号的步骤、确定第一响应和第二响应的步骤、以及确定对所述补偿滤波器的频率响应的估计的步骤，以确定所述补偿滤波器的频率响应的快照；通过执行时频转换矩阵的伪逆来将所述补偿滤波器的频率响应转换成所述补偿滤波器的多个时域滤波器抽头；基于针对相应的时域滤波器抽头的多个最小平方误差(LSE)来确定提供最小的LSE的时间延迟。
时频转换矩阵可以是通过对所述补偿滤波器的频率响应的快照执行离散时间傅立叶变换(DFT)而获得的。
所述用于提供IQ失配(IQMM)补偿的方法还可包括：在多个时域滤波器抽头中选择有限数量的滤波器抽头。
所述有限数量的滤波器抽头可包括一个或更多个正滤波器抽头。
所述用于提供IQ失配(IQMM)补偿的方法还可包括：在所述补偿滤波器的馈通路径中添加额外的时间延迟，使所述有限数量的滤波器抽头包括负滤波器抽头。
所述补偿滤波器可以是复数滤波器。
所述补偿滤波器可以是包括实数缩放因子的实数滤波器，其中，所述实数缩放因子将延迟版的同相(I)路径馈入正交(Q)路径的实数滤波器的输出中。
所述补偿滤波器可被实现在无线通信系统的接收器中。
所述补偿滤波器可包括基带数字滤波器。
所述用于提供IQ失配(IQMM)补偿的方法还可包括：基于静态校准方案，在正常信号的接收之前估计多个时域滤波器抽头的滤波器系数；使用相应的估计的滤波器系数来设置所述多个时域滤波器抽头中的每个时域滤波器抽头；将时间延迟抽头的初始值设置为零，或者基于使用静态校准方案获得的估计值来设置所述时间延迟抽头的初始值；基于使用自适应滤波器的迭代方案，使用正常信号来估计所述时间延迟抽头的滤波器系数。
根据一个实施例，一种用于提供IQ失配(IQMM)补偿的方法包括：基于静态校准方案在正常信号的接收之前估计与补偿滤波器的多个滤波器抽头相应的滤波器系数；使用相应的估计的滤波器系数来设置所述多个滤波器抽头中的每个滤波器抽头；将时间延迟抽头的初始值设置为零，或者基于使用静态校准方案获得的估计值来设置所述时间延迟抽头的初始值；基于使用自适应滤波器的迭代方案，在正常信号的接收期间估计所述时间延迟抽头的滤波器系数。
所述IQMM可以是频率依赖的IQMM(FD-IQMM)或频率不相关的IQMM(FI-IQMM)。
所述补偿滤波器可以是复数滤波器。
所述补偿滤波器可以是包括实数缩放因子的实数滤波器，其中，所述实数缩放因子将延迟版的同相(I)路径馈入正交(Q)路径的实数滤波器的输出中。
所述补偿滤波器可被实现在无线通信系统的接收器中。
所述补偿滤波器可包括基带数字滤波器。
根据一个实施例，一种用于提供IQ失配(IQMM)补偿的设备包括：信号产生器，用于以原始频率产生和发送单频信号；补偿器，包括延迟块以及包括多个时域滤波器抽头的补偿滤波器；以及补偿逻辑，用于执行对所述补偿器的静态校准。所述补偿逻辑被配置为：确定受损信号在原始频率下的第一响应以及受损信号在相应的镜像频率下的第二响应；基于第一响应和第二响应确定对补偿滤波器在原始频率下的频率响应的估计；通过以多个步长对单频信号进行扫频，来重复发送单频信号的步骤、确定第一响应和第二响应的步骤、以及确定对所述补偿滤波器的频率响应的估计的步骤，以确定所述补偿滤波器的频率响应的快照；通过执行时频转换矩阵的伪逆来将所述补偿滤波器的频率响应转换成所述补偿滤波器的多个时域滤波器抽头；基于针对相应的时域滤波器抽头的多个最小平方误差(LSE)来确定提供最小的LSE的时间延迟。
所述补偿逻辑还可被配置为：在多个时域滤波器抽头中选择有限数量的滤波器抽头。
所述有限数量的滤波器抽头可包括一个或更多个正滤波器抽头。
所述补偿逻辑还可被配置为：在所述补偿滤波器的馈通路径中添加额外的时间延迟,使所述有限数量的滤波器抽头包括负滤波器抽头。
所述补偿滤波器可以是复数滤波器。
所述补偿滤波器可以是包括实数缩放因子的实数滤波器，其中，所述实数缩放因子将延迟版的同相(I)路径馈入正交(Q)路径的实数滤波器的输出中。
所述补偿逻辑还可被配置为：基于静态校准方案，在正常信号的接收之前估计多个时域滤波器抽头的滤波器系数；使用相应的估计的滤波器系数来设置所述多个时域滤波器抽头中的每个时域滤波器抽头；将时间延迟抽头的初始值设置为零，或者基于使用静态校准方案获得的估计值来设置所述时间延迟抽头的初始值；基于使用自适应滤波器的迭代方案，使用正常信号来估计所述时间延迟抽头的滤波器系数。
在上文中已描述了上述示例实施例，以示出实现提供IQ失配校准和补偿的系统和方法的各种实施例。本领域中的普通技术人员将从公开的示例实施例想到各种修改和变更。在权利要求中陈述意图在本公开范围之内的主题。

Claims (23)

1.一种用于提供同相正交失配补偿的方法，所述方法包括：
在原始频率下发送单频信号；
确定受损信号在原始频率下的第一响应以及受损信号在相应的镜像频率下的第二响应；
基于第一响应和第二响应确定对补偿滤波器在原始频率下的频率响应的估计；
通过以多个步长对单频信号进行扫频来重复发送单频信号的步骤、确定第一响应和第二响应的步骤、以及确定对所述补偿滤波器的频率响应的估计的步骤，以确定所述补偿滤波器的频率响应的快照；
通过执行时频转换矩阵的伪逆来将所述补偿滤波器的频率响应转换成所述补偿滤波器的多个时域滤波器抽头；
基于针对相应的时域滤波器抽头的多个最小平方误差来确定提供最小的最小平方误差的时间延迟。
2.如权利要求1所述的用于提供同相正交失配补偿的方法，其中，时频转换矩阵是通过对所述补偿滤波器的频率响应的快照执行离散时间傅立叶变换而获得的。
3.如权利要求1所述的用于提供同相正交失配补偿的方法，还包括：在所述多个时域滤波器抽头中选择有限数量的滤波器抽头。
4.如权利要求3所述的用于提供同相正交失配补偿的方法，其中，所述有限数量的滤波器抽头包括一个或更多个正滤波器抽头。
5.如权利要求4所述的用于提供同相正交失配补偿的方法，还包括：在所述补偿滤波器的馈通路径中添加额外的时间延迟，使所述有限数量的滤波器抽头包括负滤波器抽头。
6.如权利要求1所述的用于提供同相正交失配补偿的方法，其中，所述补偿滤波器是复数滤波器。
7.如权利要求1所述的用于提供同相正交失配补偿的方法，其中，所述补偿滤波器是包括实数缩放因子的实数滤波器，其中，所述实数缩放因子将延迟版的同相路径的输出馈入正交路径的实数滤波器的输出中。
8.如权利要求1所述的用于提供同相正交失配补偿的方法，其中，所述补偿滤波器被实现在无线通信系统的接收器中。
9.如权利要求1所述的用于提供同相正交失配补偿的方法，其中，所述补偿滤波器包括基带数字滤波器。
10.如权利要求1所述的用于提供同相正交失配补偿的方法，还包括：
基于静态校准方案，在正常信号的接收之前估计所述多个时域滤波器抽头的滤波器系数；
使用相应的估计的滤波器系数来设置所述多个时域滤波器抽头中的每个时域滤波器抽头；
将时间延迟抽头的初始值设置为零，或者基于使用静态校准方案获得的估计值来设置所述时间延迟抽头的初始值；
基于使用自适应滤波器的迭代方案，使用正常信号来估计所述时间延迟抽头的滤波器系数。
11.一种用于提供同相正交失配补偿的方法，所述方法包括：
基于静态校准方案，在正常信号的接收之前估计与补偿滤波器的多个滤波器抽头相应的滤波器系数；
使用相应的估计的滤波器系数来设置所述多个滤波器抽头中的每个滤波器抽头；
将时间延迟抽头的初始值设置为零，或者基于使用静态校准方案获得的估计值来设置所述时间延迟抽头的初始值；
基于使用自适应滤波器的迭代方案，在正常信号的接收期间估计所述时间延迟抽头的滤波器系数。
12.如权利要求11所述的用于提供同相正交失配补偿的方法，其中，所述同相正交失配是频率依赖的同相正交失配或频率不相关的同相正交失配。
13.如权利要求11所述的用于提供同相正交失配补偿的方法，其中，所述补偿滤波器是复数滤波器。
14.如权利要求11所述的用于提供同相正交失配补偿的方法，其中，所述补偿滤波器是包括实数缩放因子的实数滤波器，其中，所述实数缩放因子将延迟版的同相路径的输出馈入正交路径的实数滤波器的输出中。
15.如权利要求11所述的用于提供同相正交失配补偿的方法，其中，所述补偿滤波器被实现在无线通信系统的接收器中。
16.如权利要求11所述的用于提供同相正交失配补偿的方法，其中，所述补偿滤波器包括基带数字滤波器。
17.一种用于提供同相正交失配补偿的设备，所述设备包括：
信号产生器，用于在原始频率下产生和发送单频信号；
补偿器，包括延迟块以及包括多个时域滤波器抽头的补偿滤波器；
补偿逻辑，用于执行对所述补偿器的静态校准，
其中，所述补偿逻辑被配置为：
确定受损信号在原始频率下的第一响应以及受损信号在相应的镜像频率下的第二响应；
基于第一响应和第二响应确定对补偿滤波器在原始频率下的频率响应的估计；
通过以多个步长对单频信号进行扫频来重复发送单频信号的步骤、确定第一响应和第二响应的步骤、以及确定对所述补偿滤波器的频率响应的估计的步骤，以确定所述补偿滤波器的频率响应的快照；
通过执行时频转换矩阵的伪逆来将所述补偿滤波器的频率响应转换成所述补偿滤波器的多个时域滤波器抽头；
基于针对相应的时域滤波器抽头的多个最小平方误差来确定提供最小的最小平方误差的时间延迟。
18.如权利要求17所述的用于提供同相正交失配补偿的设备，其中，所述补偿逻辑还被配置为：在所述多个时域滤波器抽头中选择有限数量的滤波器抽头。
19.如权利要求18所述的用于提供同相正交失配补偿的设备，其中，所述有限数量的滤波器抽头包括一个或更多个正滤波器抽头。
20.如权利要求19所述的用于提供同相正交失配补偿的设备，其中，所述补偿逻辑还被配置为：在所述补偿滤波器的馈通路径中添加额外的时间延迟，使所述有限数量的滤波器抽头包括负滤波器抽头。
21.如权利要求17所述的用于提供同相正交失配补偿的设备，其中，所述补偿滤波器是复数滤波器。
22.如权利要求17所述的用于提供同相正交失配补偿的设备，其中，所述补偿滤波器是包括实数缩放因子的实数滤波器，其中，所述实数缩放因子将延迟版的同相路径的输出馈入正交路径的实数滤波器的输出中。
23.如权利要求17所述的用于提供同相正交失配补偿的设备，其中，所述补偿逻辑还被配置为：
基于静态校准方案，在正常信号的接收之前估计所述多个时域滤波器抽头的滤波器系数；
使用相应的估计的滤波器系数来设置所述多个时域滤波器抽头中的每个时域滤波器抽头；
将时间延迟抽头的初始值设置为零，或者基于使用静态校准方案获得的估计的值来设置所述时间延迟抽头的初始值；
基于使用自适应滤波器的迭代方案，使用正常信号来估计所述时间延迟抽头的滤波器系数。
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US62/461,994 2017-02-22
US15/599,294 2017-05-18
US15/599,294 US10412698B2 (en) 2017-02-22 2017-05-18 System and method for IQ mismatch calibration and compensation

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Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110166087A (zh) * 2019-05-13 2019-08-23 东南大学 Iq失衡下导频复用大规模mimo-ofdm无线通信方法
CN110958203A (zh) * 2018-09-26 2020-04-03 三星电子株式会社 用于补偿同相正交失配的系统、方法和电子装置
CN111211797A (zh) * 2020-01-14 2020-05-29 安徽大学 接收机补偿方法及其补偿系统和电子设备
CN113676433A (zh) * 2020-05-15 2021-11-19 三星电子株式会社 发送iq失配校准的方法和装置
CN114374399A (zh) * 2021-12-30 2022-04-19 北京力通通信有限公司 高精度iq失衡矫正系统
CN115001520A (zh) * 2022-08-05 2022-09-02 奉加微电子（昆山）有限公司 零中频接收机正交误差校准方法、装置、设备及存储介质
CN115280690A (zh) * 2020-03-10 2022-11-01 哲库科技有限公司 基于延迟线的收发器校准

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10819540B2 (en) * 2018-09-11 2020-10-27 Hughes Network Systems, Llc Radio frequency impairments compensator for broadband quadrature-conversion architectures
EP3672070A1 (en) * 2018-12-19 2020-06-24 Nxp B.V. Communications device and method for operating a communications device
CN112134817B (zh) * 2019-06-25 2023-06-20 瑞昱半导体股份有限公司 执行信号补偿的装置及方法
US11223509B2 (en) * 2020-05-15 2022-01-11 Samsung Electronics Co., Ltd. Transmitter complex- and real-valued in-phase and quadrature mismatch pre-compensators
US11695614B2 (en) 2020-05-15 2023-07-04 Samsung Electronics Co., Ltd. Systems, methods and devices for joint calibration of transmit and receive IQ mismatch
US11240089B2 (en) 2020-05-15 2022-02-01 Samsung Electronics Co., Ltd. Methods and apparatus for transmit IQ mismatch calibration
CN112888025B (zh) * 2021-01-12 2022-11-11 深圳市极致汇仪科技有限公司 一种基于扩展带宽对接收的wifi数据处理的方法及系统

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050047536A1 (en) * 2003-09-02 2005-03-03 Kuo-Ming Wu Method and apparatus for I/Q mismatch calibration in a receiver
CN101252561A (zh) * 2006-11-20 2008-08-27 美国博通公司 补偿数据信号的第一分量和第二分量间失衡的方法及系统
US20100266067A1 (en) * 2009-03-31 2010-10-21 Sony Corporation Compensator unit and compensation method for i/q imbalance errors
US20120076192A1 (en) * 2010-09-24 2012-03-29 Harris Corporation Efficient high performance demodulation of low bt value gaussian minimum shift keying incorporating turbo equalization
CN103259750A (zh) * 2011-11-10 2013-08-21 澜起科技（上海）有限公司 低复杂性频率选择性iq失配数字rx平衡器和tx逆平衡器

Family Cites Families (30)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS62135020A (ja) * 1985-12-06 1987-06-18 Nec Corp 雑音消去装置
ATE125090T1 (de) * 1990-03-28 1995-07-15 Alcatel Nv Verfahren zur bestimmung der koeffizienten eines fir-filters bei entzerrern.
US5602583A (en) * 1995-02-10 1997-02-11 Zenith Electronics Corporation NTSC rejection filter with switched tomlinson precoder for reducing NTSC co-channel interference in ATV receivers
US20030118177A1 (en) * 2001-12-18 2003-06-26 Ahmet Karakas Method and system for implementing a reduced complexity dual rate echo canceller
US7133657B2 (en) 2002-09-26 2006-11-07 Agere Systems Inc. Channel calibrator for use with a quadrature mixing receiver and a method of operation thereof
JP4456928B2 (ja) * 2004-05-14 2010-04-28 株式会社日立製作所 光ディスク装置
US7570923B2 (en) 2004-05-18 2009-08-04 Agere Systems Inc. I/Q compensation of frequency dependent response mismatch in a pair of analog low-pass filters
US7830954B2 (en) 2006-06-14 2010-11-09 Broadcom Corporation Method and apparatus for I/Q imbalance compensation
US7599454B2 (en) * 2006-07-24 2009-10-06 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for symbol alignment in diversity signal reception
CN101939922A (zh) 2007-10-01 2011-01-05 迈凌有限公司 I/q校准技术
WO2010056204A2 (en) * 2008-11-12 2010-05-20 Agency For Science, Technology And Research A multiple access communication system
US9680498B2 (en) * 2009-06-26 2017-06-13 Syntropy Systems, Llc Sampling/quantization converters
US8280314B2 (en) * 2009-06-30 2012-10-02 Alcatel Lucent Method and apparatus for compensating for transceiver impairments
US8379767B2 (en) 2009-09-23 2013-02-19 Intel Corporation Methods and systems to compensate IQ imbalance in zero-IF tuners
US8385457B2 (en) 2009-09-23 2013-02-26 Intel Corporation Methods and systems to compensate IQ imbalance in wideband zero-if tuners
US9654128B2 (en) * 2010-01-05 2017-05-16 Syntropy Systems, Llc Multi-mode sampling/quantization converters
US8565352B2 (en) * 2010-05-03 2013-10-22 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Digital IQ imbalance compensation for dual-carrier double conversion receiver
US8849886B2 (en) * 2010-07-21 2014-09-30 Apple Inc. Passive discrete time analog filter
US10050744B2 (en) 2012-03-16 2018-08-14 Analog Devices, Inc. Real-time I/Q imbalance correction for wide-band RF receiver
US9264156B2 (en) 2012-04-20 2016-02-16 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Technique for calibrating a receiver apparatus
US9686103B2 (en) 2012-04-27 2017-06-20 Mediatek Inc. Method for compensating the frequency dependent phase imbalance
US9281907B2 (en) 2013-03-15 2016-03-08 Analog Devices, Inc. Quadrature error correction using polynomial models in tone calibration
US8971446B2 (en) 2013-07-22 2015-03-03 Mstar Semiconductor, Inc. Predistortion factor determination for predistortion in power amplifiers
US9306618B2 (en) * 2013-09-16 2016-04-05 Scintera Networks Llc Filter enhancer and method
US10097396B2 (en) * 2014-08-22 2018-10-09 Texas Instruments Incorporated TX IQ mismatch pre-compensation
US9491029B2 (en) * 2014-12-15 2016-11-08 Apple Inc. Devices and methods for reducing signal distortion in I/Q modulation transceivers
US9621175B2 (en) * 2015-02-11 2017-04-11 Syntropy Systems, Llc Sampling/quantization converters
TWI575912B (zh) 2015-07-01 2017-03-21 晨星半導體股份有限公司 不匹配補償裝置與方法以及不匹配偵測裝置
CN105471779B (zh) * 2015-12-08 2018-08-31 扬智科技股份有限公司 校正方法及校正电路
US9906384B1 (en) * 2016-09-26 2018-02-27 Nxp B.V. Multiple-tap compensation and calibration

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050047536A1 (en) * 2003-09-02 2005-03-03 Kuo-Ming Wu Method and apparatus for I/Q mismatch calibration in a receiver
CN101252561A (zh) * 2006-11-20 2008-08-27 美国博通公司 补偿数据信号的第一分量和第二分量间失衡的方法及系统
US20100266067A1 (en) * 2009-03-31 2010-10-21 Sony Corporation Compensator unit and compensation method for i/q imbalance errors
US20120076192A1 (en) * 2010-09-24 2012-03-29 Harris Corporation Efficient high performance demodulation of low bt value gaussian minimum shift keying incorporating turbo equalization
CN103259750A (zh) * 2011-11-10 2013-08-21 澜起科技（上海）有限公司 低复杂性频率选择性iq失配数字rx平衡器和tx逆平衡器

Cited By (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110958203A (zh) * 2018-09-26 2020-04-03 三星电子株式会社 用于补偿同相正交失配的系统、方法和电子装置
CN110958203B (zh) * 2018-09-26 2024-05-17 三星电子株式会社 用于补偿同相正交失配的系统、方法和电子装置
CN110166087A (zh) * 2019-05-13 2019-08-23 东南大学 Iq失衡下导频复用大规模mimo-ofdm无线通信方法
CN110166087B (zh) * 2019-05-13 2020-10-27 东南大学 Iq失衡下导频复用大规模mimo-ofdm无线通信方法
CN111211797B (zh) * 2020-01-14 2022-04-26 安徽大学 接收机补偿方法及其补偿系统和电子设备
CN111211797A (zh) * 2020-01-14 2020-05-29 安徽大学 接收机补偿方法及其补偿系统和电子设备
CN115280690A (zh) * 2020-03-10 2022-11-01 哲库科技有限公司 基于延迟线的收发器校准
US11799509B2 (en) 2020-03-10 2023-10-24 Zeku Technology (Shanghai) Corp., Ltd. Delay-line based transceiver calibration
CN115280690B (zh) * 2020-03-10 2024-03-19 哲库科技(上海)有限公司 用于基于延迟线的收发器校准的方法、装置、系统和介质
CN113676433A (zh) * 2020-05-15 2021-11-19 三星电子株式会社 发送iq失配校准的方法和装置
CN113676433B (zh) * 2020-05-15 2024-04-16 三星电子株式会社 发送iq失配校准的方法和装置
CN114374399A (zh) * 2021-12-30 2022-04-19 北京力通通信有限公司 高精度iq失衡矫正系统
CN115001520A (zh) * 2022-08-05 2022-09-02 奉加微电子（昆山）有限公司 零中频接收机正交误差校准方法、装置、设备及存储介质

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