CN115001520A - 零中频接收机正交误差校准方法、装置、设备及存储介质 - Google Patents

零中频接收机正交误差校准方法、装置、设备及存储介质 Download PDF

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CN115001520A CN202210937171.1A CN202210937171A CN115001520A CN 115001520 A CN115001520 A CN 115001520A CN 202210937171 A CN202210937171 A CN 202210937171A CN 115001520 A CN115001520 A CN 115001520A
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Abstract

本发明涉及通信技术领域，公开了一种零中频接收机正交误差校准方法、装置、设备及存储介质。本发明的方法包括：获取零中频接收机解调后输出的基带信号，基带信号包括主信号和由正交误差产生的镜像信号；将基带信号分为第一路基带信号和第二路基带信号，对第二路基带信号预处理后，输入校准滤波器进行校准滤波；其中，校准滤波器的系数基于对整个基带频段进行频谱扫描得到的正交误差信息获取；将第一路基带信号与校准滤波器输出的第二路基带信号相加，得到只包含主信号的基带信号并输出。使得在不需要提取大量采样点并且避免噪声信号干扰的前提下，基于频谱扫描得到正交误差信息，通过简单的校准结构实现准确校准。

Description

零中频接收机正交误差校准方法、装置、设备及存储介质
技术领域
本发明涉及通信技术领域，特别涉及一种零中频接收机正交误差校准方法、装置、设备及存储介质。
背景技术
随着通信技术的不断发展，每一代新的通信技术标准都不断提高通信的速度和质量，这也对整个通信链路的硬件提出了更高的要求。在5G通信中，零中频接收机由于集成度高、结构简单而备受青睐，但是零中频接收机的接收质量也很容易受到正交误差的干扰。主要引起正交误差的因素有本地载波的幅度误差、相位误差以及I/Q两路基带的带宽不匹配，这些误差由集成电路工艺导致，无法避免，只能通过外部的校准系统来消除。在引起误差的因素中，基带带宽不匹配是最难检测和校准的，因为传输函数的不对称会给电路引入与频率相关的误差，这种误差在数字域必须使用滤波器来进行校准，而滤波器系数的计算也是相关算法优化的重点内容。相关数据辅助校准技术中，针对频率相关的正交误差校准主流思路是通过随机信号的统计特性去提取本地载波的幅度与相位误差，再利用随机信号的自相关特性去提取带宽不匹配的信息，整合这些信息之后再分别实施校准。也有少部分校准是通过单频正弦信号来提取带宽不匹配信息。
但相关技术中分开建模的校准方式较为复杂，并且存在一些明显的缺点，一是统计信息的提取要求大量的采样点，对于硬件的开销较大，而且响应时间较长；二是针对每一种误差信息的提取都会存在随机的误差，每一种误差独立校准之后，整体的正交误差校准效果存在误差的累进，导致性能恶化。而通过单频正弦信号来提取带宽不匹配信息的校准方式只能使得测试信号频率附近的频率范围内取得较好的校准效果，不满足应用需求。
发明内容
本发明实施方式的目的在于提供一种零中频接收机正交误差校准方法、装置、设备及存储介质。使得在不需要提取大量采样点并且避免噪声信号干扰的前提下，得到零中频接收机的整个频谱上的正交误差信息，通过简单的校准结构进行准确的误差校准。
为解决上述技术问题，本发明的实施方式提供了一种零中频接收机正交误差校准方法，包括：
获取零中频接收机解调后输出的基带信号，所述基带信号包括主信号和由正交误差产生的镜像信号；
将所述基带信号分为第一路基带信号和第二路基带信号，对所述第二路基带信号预处理后，输入校准滤波器进行校准滤波；其中，所述校准滤波器的系数基于对整个基带频段进行频谱扫描得到的正交误差信息获取；其中，所述第一路基带信号和所述第二路基带信号均与所述基带信号相同；
将第一路基带信号与所述校准滤波器输出的所述第二路基带信号相加，得到只包含主信号的所述基带信号并输出。
本发明的实施方式还提供了一种零中频接收机正交误差校准装置，包括：
信号接收模块，用于获取零中频接收机输出的基带信号，所述基带信号包括主信号和由正交误差产生的镜像信号；
误差校准模块，用于将所述基带信号分为第一路基带信号和第二路基带信号，对所述第二路基带信号预处理后，输入校准滤波器进行校准滤波；其中，所述校准滤波器的系数基于对整个基带频段进行频谱扫描得到的正交误差信息获取；
信号输出模块，用于将所述校准滤波器输出的所述第二路基带信号与第一路基带信号相加，得到只包含主信号的所述基带信号并输出。
本发明的实施方式还提供了一种电子设备，包括：
至少一个处理器；以及，与所述至少一个处理器通信连接的存储器；其中，所述存储器存储有可被所述至少一个处理器执行的指令，所述指令被所述至少一个处理器执行，以使所述至少一个处理器能够执行上述的零中频接收机正交误差校准方法。
本发明的实施方式还提供了一种计算机可读存储介质，存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现上述的零中频接收机正交误差校准方法。
本发明实施方式相对于现有技术而言，通过简单的校准结构准确消除零中频接收机输出的基带信号中正交误差所引起的镜像信号，其中基于对整个基带频段进行频谱扫描得到的正交误差信息获取校准滤波器的系数，不会因为多个环节的独立误差校准造成进一步误差累积，也不需要提取大量采样点获取统计信息，并且由于对整个基带频段进行了频谱扫描，也避免了采用单频信号进行误差校准时仅能在测试信号频率附近的频率范围内取得较好的校准效果的局限性。
另外，将校准滤波器的时域响应作为校准滤波器的系数；采用预设的外置信号源向所述零中频接收机持续发送N个单频正弦信号；其中，N为所述基带频段包含的频率数，所述单频正弦信号与所述基带频段包含的频率一一对应；根据经所述零中频接收机解调后输出的每个所述单频正弦信号信息，获得所述校准滤波器在当前所述单频正弦信号对应的频率的响应值；根据N个所述响应值，获得所述校准滤波器的时域响应，即为所述校准滤波器的系数。通过简单正弦测试信号，即得到了整个基带频段上的正交误差信息，进而得到校准滤波器的系数，简化了计算方式，提高了正交误差校准效率。
另外，对经所述零中频接收机解调后的所述单频正弦信号进行模数转换，得到采样信号并储存；对储存的所述采样信号进行快速傅里叶变换后，提取所述单频正弦信号中所述主信号和所述镜像信号的信息；根据所述主信号和所述镜像信号的信息，获得所述校准滤波器在当前所述单频正弦信号对应的频率的响应值。通过对单频正弦信号的简单处理和采用快速傅里叶变换提取主信号和所述镜像信号的信息，提高计算效率，能够高效地获取校准滤波器的系数。
另外，校准滤波为有限冲激响应滤波，校准滤波器为复数有限冲激响应滤波器；对所述第二路基带信号预处理为对所述第二路基带信号进行共轭运算。采用基于复数有限冲激响应滤波器的无测试数据进行辅助的校准方法进行误差校准，具备简单校准结构和计算原理，能够更简洁地实现正交误差校准。
附图说明
一个或多个实施例通过与之对应的附图中的图片进行示例性说明，这些示例性说明并不构成对实施例的限定，附图中具有相同参考数字标号的元件表示为类似的元件，除非有特别申明，附图中的图不构成比例限制。
图1是根据本发明的实施方式涉及的零中频接收机正交误差机制产生原理图；
图2是根据本发明的实施方式涉及的零中频接收机正交误差校准方法的流程图；
图3是根据本发明的实施方式涉及的零中频接收机正交误差校准方法的示意图；
图4是根据本发明的实施方式涉及的校准滤波器的系数的确定方法的流程图；
图5是根据本发明的实施方式涉及的校准滤波器的系数的确定方法的原理示意图；
图6是根据本发明的实施方式涉及的零中频接收机正交误差校准装置的结构示意图；
图7是根据本发明的实施方式涉及的设备的结构示意图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明的各实施方式进行详细的阐述。然而，本领域的普通技术人员可以理解，在本发明各实施方式中，为了使读者更好地理解本申请而提出了许多技术细节。但是，即使没有这些技术细节和基于以下各实施方式的种种变化和修改，也可以实现本申请所要求保护的技术方案。以下各个实施例的划分是为了描述方便，不应对本发明的具体实现方式构成任何限定，各个实施例在不矛盾的前提下可以相互结合相互引用。
零中频接收机，是无需经过中频，能直接把射频信号转换为原传送信号的接收机。零中频接收机通过将信号直接转换到基带，从而克服了镜像抑制问题，没有镜像干扰，且容易实现单片集成，但存在直流偏差、本振泄漏、闪烁噪声等问题，尤其是极易被各种噪声污染，从而影响系统性能。
其中，一种常见的问题是I/Q失配问题。采用零中频方案进行数字通信时，对于大多数相频调制信号，采用零中频架构要求 I/Q 两路信号必须是正交，如果同相和正交两支路不一致，例如两个混频器的增益不同，两个本振信号的相位差不是严格的90度，会引起基带I/Q信号的变化，即产生I/Q失配问题。
传统的零中频接收机中正交误差的产生机制如图1所示，r(t)是零中频接收机的原始信号，xI(t)和xQ(t)分别是I和Q两路的输出信号，共同构成零中频接收机输出的基带信号x(t)，gi(t)和gq(t)分别是I和Q两路基带滤波器的冲激响应，ai(t)和aq(t)是幅度相同、相位差90度的本地载波，零中频接收机通过这两路本地载波实现正交解调，但是由于集成电路的工艺限制，I/Q两路的电路无法做到完美的对称，I路为同相支路，Q路为正交支路，电路不对称将使得两路幅度不完全相等，并且相位差偏离90度，这部分误差通常被称为频率无关的正交误差，这一部分的误差值不随基带信号频率的改变而改变。当信号完成解调后，I和Q两路信号需要分别通过基带滤波器，同样由于实际生产的工艺限制，两路低通滤波器的带宽往往会出现不匹配的情况，使得基带信号出现与频率相关的幅度和相位不匹配的问题，导致信号质量下降。
其中，如图1所示，对误差进行定量分析，设基带等效复信号（即主信号）为z(t)，带有接收机正交误差的基带信号为x(t)，则两者关系为：
x(t)=g1(t)×z(t)+g2(t)×z*(t)
g1(t)=1/2[gi(t)+ge jψgq(t)]
g2(t)=1/2[gi(t)-ge-jψgq(t)]
其中，z*(t)为镜像信号，g为Q路本地载波的幅度误差，ψ为Q路本地载波的相位误差，gi(t)为I路基带滤波器的冲激响应，gq(t)为Q路基带滤波器的冲激响应，g1(t)为主信号系数，g2(t)为镜像信号系数。
由于正交误差存在，使得预期接收信号的共轭信号，即镜像信号，出现在基带信号中，从而降低了通信质量。
为了校准上述正交误差，本发明的实施方式涉及一种零中频接收机正交误差校准方法，具体流程如图2所示，包括：
201、获取零中频接收机解调后输出的基带信号。
其中，具体地说，零中频接收机通过两路幅度相同、相位差90度的本地载波，实现对传输信号的正交解调，输出解调后的基带信号，而由于实际生产的工艺限制等原因，导致零中频接收机对信号的传输过程中产生正交误差，故输出的基带信号包括主信号和由正交误差产生的镜像信号。
202、将所述基带信号分为第一路基带信号和第二路基带信号，对所述第二路基带信号预处理后，输入校准滤波器进行校准滤波。
其中，具体地说，第一路基带信号和所述第二路基带信号均与基带信号相同，对其中的第二路基带信号进行预处理和校准滤波。
其中，零中频接收机输出的基带信号中，正交误差导致了镜像信号的产生，故可通过设置校准滤波器，并通过确定最优的校准滤波器系数，使得镜像信号消失，从而恢复传输的基带信号的正交性。
其中，校准滤波器的系数基于对整个基带频段进行频谱扫描得到的正交误差信息获取。具体地说，通过正交误差信息确定校准滤波器系数，使得传输过程中镜像信号被有效消除，相当于消除了正交误差所造成的影响，即实现误差校准。
在一个例子中，对于频率相关的正交误差校准，可用采用复数有限冲激响应滤波器来实现，复数有限冲激响应滤波器在盲校方法，即无测试数据进行辅助的校准方法中常用。
复数有限冲激响应滤波器，即用于对二维复信号进行滤波的有限冲击响应数字滤波器，有限冲激响应数字滤波器具有绝对稳定的特性，易于直接根据脉冲响应技术条件进行设计；可以在逼近任意幅度特性的同时，实现对称的脉冲响应；可以实现严格的线性相位特性。由于它具有以上诸优点，所以在数据通信和数字通信系统中有着广泛的应用。有限冲激响应数字滤波器的设计，主要是使转移函数在单位圆上的值逼近给定的幅度特性。常用的设计方法有：窗函数法、频率采样法和等波纹机助优化设计法等。有限冲激响应数字滤波器可用乘法累加器或通用数字信号处理器（DSP）实时实现。
在一个例子中，采用复数有限冲激响应滤波器进行误差校准的方式如图3所示，带有接收机正交误差的基带信号x(t)分为两路，两路中的信号均为x(t)，随后两路信号通过校准结构，在第一路中不对基带信号x(t)进行任何处理，在第二路将基带信号x(t)做共轭运算，再经过有限冲激响应滤波，与原信号相加后得到信号y(t)输出。其中，对经图3所示的校准回路传输后的基带信号进行定量分析，校准后的基带信号y(t)满足如下关系：
y(t)=x(t)+w(t)×x*(t)
=[g1(t)+w(t)×g2*(t)]×z(t)+[g2(t)+w(t)×g1*(t)]×z*(t)
=h1(t)×z(t)+h2(t)×z*(t)
其中，x(t)为第一路基带信号，x*(t)为进行共轭运算后的第二路基带信号，w(t)为校准滤波器的响应值，z(t)为主信号，z*(t)为镜像信号，g1(t)为主信号系数，g2(t)为镜像信号系数，h1(t)为主信号的传递函数，h2(t)为镜像信号的传递函数。
由此可见，当镜像信号的传递函数为0时，镜像信号完全消失，信号正交性恢复。因此，为了校准正交误差，校准滤波器响应值存在最优解，考虑校准滤波器响应值在离散时间傅里叶变换的频谱，即：
WOPT(ω)≜-G2(ω)×[1/G1*(-ω)]时，
镜像信号的传递函数h2(t)=0，信号正交误差完全消除。这种实现结构运算代价较小，没有复杂的建模，但是很少应用于数据辅助的校准方法，原因在于通常的正交误差校准更加倾向于对引入正交误差的各个因素分别建模校准，而上述结构无法实现对各个不同的误差引入因素进行分别校准的方式。
在一个例子中，采用复数有限冲激响应滤波器进行误差校准时，针对此类盲校方式对于通信信号统计特性的依赖性过强的问题，同时也为了降低校准系统的整体硬件开销，可利用外部信号源进行辅助，得到系统的正交误差信息，进而通过正交误差信息确定校准滤波器系数。一方面，利用外部信号源发射的简单信号辅助进行频谱扫描，获取系统的正交误差信息，避免了通过大量的采样点提取统计信息，进而导致硬件开销过大或校准系统响应时间过长的问题；另一方面，对于正交误差进行整体校准，避免了对每种误差分别独立校准造成误差累进的问题，防止整体传输性能恶化。
在一个例子中，校准滤波器的系数为校准滤波器的时域响应。可设复数有限冲激响应滤波器的阶数为N，根据离散傅里叶变换的理论，N阶的时域序列的离散谱同样有N阶，可对应到直流采样频率依次增加的频率分量。这时，可利用外部信号源进行辅助，即预置一个外部信号源，对于每一个频率，对应地发射一个正弦射频信号，即发射与频率值一一对应的单频正弦信号。通过对每一次采样到的信号进行快速傅里叶变换，提取出主信号和由正交误差导致的镜像信号的幅度值，可得到N个频率处的镜像信号的传递函数值，随后将得到的序列进行逆离散傅里叶变换，可最终获得校准滤波器的时域响应。
203、将第一路基带信号与所述校准滤波器输出的所述第二路基带信号相加，得到只包含主信号的所述基带信号并输出。
其中，校准后的基带信号中，镜像信号完全消失，信号正交性恢复，信号正交误差完全消除。具体地说，通过正交误差信息确定校准滤波器系数的最优解后，能够使得校准滤波器输出的第二路基带信号与第一路基带信号相加后不含有镜像信号，即得到只包含主信号的所述基带信号并输出。
在一个例子中，采用如步骤S202中所述的复数有限冲激响应滤波器进行误差校准后，则在确定复数有限冲激响应滤波器的响应值后，可使得最终输出的基带信号不含有正交误差所引起的镜像信号，实现正交误差的校准。即镜像信号的传递函数h2(t)=0时，获得校准后的基带信号y(t)并输出，其中只含有主信号。
在一个例子中，上述步骤的S202中，利用外置信号源辅助进行频谱扫描，获取正交误差信息，进而确定校准滤波器的系数的具体流程如图4所示。校准滤波器系数确定流程包括：
401、采用预设的外置信号源向所述零中频接收机持续发送N个单频正弦信号。
其中，预设的外置信号源每次发送一个单频正弦信号，其基带频率为ωi。
具体地说，分析校准滤波器系数的电路的信号处理原理如图5所示，经过一段时间后，预设的外置信号源向零中频接收机总计发送N个单频正弦信号。所发射的单频正弦信号的频率值，与采样频率依次增加的频率分量一一对应，N个单频正弦信号的频率值覆盖整个基带频段。
402、根据经所述零中频接收机解调后输出的每个所述单频正弦信号信息，获得所述校准滤波器在当前所述单频正弦信号对应的频率的响应值。
其中，对于每个频率的单频正弦信号，零中频接收机输出一个正交解调后的单频正弦信号，再对其进行处理，可获取校准滤波器在当前所述单频正弦信号对应的频率的响应值。
具体地说，对经过零中频接收机解调后的单频正弦信号进行模数转换，得到数字信号后，作为采样信号储存，校准电路采集一段时间的采样信号并储存后，对这一段时间的采样信号进行快速傅里叶变换，并加窗函数以消除频谱泄露，随后可提取到单频正弦信号中主信号和镜像信号的信息，根据主信号和镜像信号的信息，获得校准滤波器在当前单频正弦信号对应的频率的响应值。如图5所示，对包含2k个频率值的信号x(t)进行快速傅里叶变换，得到对应的变换结果X(ω)，提取出主信号和由正交误差导致的镜像信号的信息，可基于提取的信息计算得到N个频率处的复数有限冲激响应滤波器的响应值w(ωi)。
快速傅里叶变换（fast Fourier transform），即利用计算机计算离散傅里叶变换（DFT）的高效快速计算方法的统称，简称FFT。FFT的基本思想是把原始的n点序列，依次分解成一系列的短序列。充分利用DFT计算式中指数因子所具有的对称性质和周期性质，进而求出这些短序列相应的DFT并进行适当组合，达到删除重复计算，减少乘法运算和简化结构的目的。计算量小的显著的优点，使得FFT在信号处理技术领域获得了广泛应用，结合高速硬件就能实现对信号的实时处理。例如，对语音信号的分析和合成，对通信系统中实现全数字化的时分制与频分制（TDM/FDM）的复用转换，在频域对信号滤波以及相关分析，通过对雷达、声纳、振动信号的频谱分析以提高对目标的搜索和跟踪的分辨率等等，都要用到FFT。在本实施方式中采用快速傅里叶变换处理信号，可进一步提高计算效率。
在一个例子中，主信号和镜像信号的信息为信号的幅度值，如图5所示，将得到的幅度值ωin和对应的-ωin做复数除法，可获得校准滤波器在当前单频正弦信号对应的频率的响应值w(ωi)。
403、根据N个所述响应值，获得所述校准滤波器的时域响应，即为所述校准滤波器的系数。
其中，在计算得到N个校准滤波器的响应值后，可计算出校准滤波器的时域响应。
具体地说，如图5所示，可将N个所述响应值按照逆离散傅里叶变换规则正序排列，将得到的序列w(ω)进行逆离散傅里叶变换，可最终获得校准滤波器的时域响应w(t)。具体地说，按照逆离散傅里叶变换规则，将N个所述响应值以所述响应值对应的所述频率由低至高的顺序排列，将形成的序列进行逆离散傅里叶变换。
离散傅里叶变换（DFT），是傅里叶变换在时域和频域上都呈现离散的形式，将时域信号的采样变换为在离散时间傅里叶变换（DTFT）频域的采样。在形式上，变换两端（时域和频域上）的序列是有限长的，而实际上这两组序列都应当被认为是离散周期信号的主值序列。即使对有限长的离散信号作DFT，也应当将其看作经过周期延拓成为周期信号再作变换。在实际应用中通常采用快速傅里叶变换以高效计算DFT。
本实施方式相对于现有技术而言，采样简单可靠的校准结构对零中频接收机的正交误差进行校准，相对于现有的采用针对不同的误差因素进行独立校准的方式，不存在由于整体的正交误差校准效果存在误差累进而进一步导致性能恶化的问题，同时，基于频谱扫描的方式获取校准滤波器系数，通过简单正弦测试信号，得到了整个基带频段上的正交误差信息，避免了通过大量的采样点提取统计信息，进而导致硬件开销过大或校准系统响应时间过长的问题，使得在不需要提取大量采样点并且避免噪声信号干扰的前提下，得到整个频谱上的正交误差信息并进行准确校准。
上面各种方法的步骤划分，只是为了描述清楚，实现时可以合并为一个步骤或者对某些步骤进行拆分，分解为多个步骤，只要包括相同的逻辑关系，都在本专利的保护范围内；对算法中或者流程中添加无关紧要的修改或者引入无关紧要的设计，但不改变其算法和流程的核心设计都在该专利的保护范围内。
本发明的实施方式还涉及一种零中频接收机正交误差校准装置，如图6所示，具体包括：
信号接收模块601，误差校准模块602和信号输出模块603。
具体地说，信号接收模块601，用于获取零中频接收机输出的基带信号，所述基带信号包括主信号和由正交误差产生的镜像信号；误差校准模块602，用于将所述基带信号分为第一路基带信号和第二路基带信号，对第二路基带信号预处理后，输入校准滤波器进行校准滤波；其中，所述校准滤波器的系数基于对整个基带频段进行频谱扫描得到的正交误差信息获取；信号输出模块603，用于将所述校准滤波器输出的所述第二路基带信号与第一路基带信号相加，得到只包含主信号的所述基带信号并输出。
在一个例子中，误差校准模块602还用于采用预设的外置信号源向所述零中频接收机持续发送N个单频正弦信号；信号接收模块601还用于接收经所述零中频接收机解调后输出的每个所述单频正弦信号；随后，误差校准模块602还用于根据经所述零中频接收机解调后输出的每个所述单频正弦信号信息，获得所述校准滤波器在当前所述单频正弦信号对应的频率的响应值；根据N个所述响应值，获得所述校准滤波器的时域响应，作为所述校准滤波器的系数。
在一个例子中，误差校准模块602还用于对经所述零中频接收机解调后的所述单频正弦信号进行模数转换，得到采样信号并储存；对储存的所述采样信号进行快速傅里叶变换后，提取所述单频正弦信号中所述主信号和所述镜像信号的信息；根据所述主信号和所述镜像信号的信息，获得所述校准滤波器在当前所述单频正弦信号对应的频率的响应值。
在一个例子中，误差校准模块602还用于提取所述单频正弦信号中所述主信号和所述镜像信号当前所述单频正弦信号对应的频率的幅值；将所述镜像信号的所述幅值与所述主信号的所述幅值做复数除法，获得所述校准滤波器在当前所述单频正弦信号对应的频率的响应值。
在一个例子中，误差校准模块602还用于将N个所述响应值按照逆离散傅里叶变换规则正序排列，进行逆离散傅里叶变换，获得所述校准滤波器的时域响应。
本实施方式中的零中频接收机正交误差校准装置，通过简单的结构即实现了准确的正交误差校准，有效避免了硬件开销过大或校准系统响应时间过长等问题，在成本较低的前提下提高了正交误差校准的效率。
不难发现，本实施方式为与零中频接收机正交误差校准方法的实施方式相对应的装置实施方式，本实施方式可与零中频接收机正交误差校准方法的实施方式互相配合实施。方法实施方式中提到的相关技术细节在本实施方式中依然有效，为了减少重复，这里不再赘述。相应地，本实施方式中提到的相关技术细节也可应用在零中频接收机正交误差校准方法的实施方式中。
值得一提的是，本实施方式中所涉及到的各模块均为逻辑模块，在实际应用中，一个逻辑单元可以是一个物理单元，也可以是一个物理单元的一部分，还可以以多个物理单元的组合实现。此外，为了突出本发明的创新部分，本实施方式中并没有将与解决本发明所提出的技术问题关系不太密切的单元引入，但这并不表明本实施方式中不存在其它的单元。
本发明的实施方式还涉及一种设备，如图7所示，包括至少一个处理器701；以及，与至少一个处理器701通信连接的存储器702；其中，存储器702存储有可被至少一个处理器701执行的指令，指令被至少一个处理器701执行，以使至少一个处理器701能够执行上述的零中频接收机正交误差校准方法。
其中，存储器702和处理器701采用总线方式连接，总线可以包括任意数量的互联的总线和桥，总线将一个或多个处理器701和存储器702的各种电路连接在一起。总线还可以将诸如外围设备、稳压器和功率管理电路等之类的各种其他电路连接在一起，这些都是本领域所公知的，因此，本文不再对其进行进一步描述。总线接口在总线和收发机之间提供接口。收发机可以是一个元件，也可以是多个元件，比如多个接收器和发送器，提供用于在传输介质上与各种其他装置通信的单元。经处理器701处理的数据通过天线在无线介质上进行传输，进一步，天线还接收数据并将数据传送给处理器701。
处理器701负责管理总线和通常的处理，还可以提供各种功能，包括定时，外围接口，电压调节、电源管理以及其他控制功能。而存储器702可以被用于存储处理器701在执行操作时所使用的数据。
本发明的实施方式还涉及一种计算机可读存储介质，存储有计算机程序。计算机程序被处理器执行时实现上述方法实施方式。
即，本领域技术人员可以理解，实现上述实施例方法中的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件来完成，该程序存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一个设备（可以是单片机，芯片等）或处理器（processor）执行本申请各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器（ROM，Read-OnlyMemory）、随机存取存储器（RAM，Random Access Memory）、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
本领域的普通技术人员可以理解，上述各实施方式是实现本发明的具体实施例，而在实际应用中，可以在形式上和细节上对其作各种改变，而不偏离本发明的精神和范围。

Claims (9)

1.一种零中频接收机正交误差校准方法，其特征在于，包括：
获取零中频接收机解调后输出的基带信号，所述基带信号包括主信号和由正交误差产生的镜像信号；
将所述基带信号分为第一路基带信号和第二路基带信号，对所述第二路基带信号预处理后，输入校准滤波器进行校准滤波；其中，所述校准滤波器的系数基于对整个基带频段进行频谱扫描得到的正交误差信息获取；其中，所述第一路基带信号和所述第二路基带信号均与所述基带信号相同；
将第一路基带信号与所述校准滤波器输出的所述第二路基带信号相加，得到只包含主信号的所述基带信号并输出。
2.根据权利要求1所述的零中频接收机正交误差校准方法，其特征在于，所述校准滤波器的系数为所述校准滤波器的时域响应；
所述校准滤波器的系数基于对整个基带频段进行频谱扫描得到的正交误差信息获取，包括：
采用预设的外置信号源向所述零中频接收机持续发送N个单频正弦信号；其中，N为所述基带频段包含的频率数，所述单频正弦信号与所述基带频段包含的频率一一对应；
根据经所述零中频接收机解调后输出的每个所述单频正弦信号信息，获得所述校准滤波器在当前所述单频正弦信号对应的频率的响应值；
根据N个所述响应值，获得所述校准滤波器的时域响应，作为所述校准滤波器的系数。
3.根据权利要求2所述的零中频接收机正交误差校准方法，其特征在于，所述根据经所述零中频接收机解调后输出的每个所述单频正弦信号信息，获得所述校准滤波器在当前所述单频正弦信号对应的频率的响应值，包括：
对经所述零中频接收机解调后的所述单频正弦信号进行模数转换，得到采样信号并储存；
对储存的所述采样信号进行快速傅里叶变换后，提取所述单频正弦信号中所述主信号和所述镜像信号的信息；
根据所述主信号和所述镜像信号的信息，获得所述校准滤波器在当前所述单频正弦信号对应的频率的响应值。
4.根据权利要求3所述的零中频接收机正交误差校准方法，其特征在于，所述提取所述单频正弦信号中所述主信号和所述镜像信号的信息，包括：
提取所述单频正弦信号中所述主信号和所述镜像信号当前所述单频正弦信号对应的频率的幅值；
所述根据所述主信号和所述镜像信号的信息，获得所述校准滤波器在当前所述单频正弦信号对应的频率的响应值，包括：
将所述镜像信号的所述幅值与所述主信号的所述幅值做复数除法，获得所述校准滤波器在当前所述单频正弦信号对应的频率的响应值。
5.根据权利要求3所述的零中频接收机正交误差校准方法，其特征在于，所述根据N个所述响应值，获得所述校准滤波器的时域响应，包括：
按照逆离散傅里叶变换规则，将N个所述响应值以所述响应值对应的所述频率由低至高的顺序排列，进行逆离散傅里叶变换，获得所述校准滤波器的时域响应。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的零中频接收机正交误差校准方法，其特征在于，所述校准滤波为有限冲激响应滤波，所述校准滤波器为复数有限冲激响应滤波器；
所述对所述第二路基带信号预处理为对所述第二路基带信号进行共轭运算。
7.一种零中频接收机正交误差校准装置，其特征在于，包括：
信号接收模块，用于获取零中频接收机输出的基带信号，所述基带信号包括主信号和由正交误差产生的镜像信号；
误差校准模块，用于将所述基带信号分为第一路基带信号和第二路基带信号，对所述第二路基带信号预处理后，输入校准滤波器进行校准滤波；其中，所述校准滤波器的系数基于对整个基带频段进行频谱扫描得到的正交误差信息获取；
信号输出模块，用于将所述校准滤波器输出的所述第二路基带信号与第一路基带信号相加，得到只包含主信号的所述基带信号并输出。
8.一种电子设备，其特征在于，包括：
至少一个处理器；以及，
与所述至少一个处理器通信连接的存储器；其中，
所述存储器存储有可被所述至少一个处理器执行的指令，所述指令被所述至少一个处理器执行，以使所述至少一个处理器能够执行如权利要求1至6中任一所述的零中频接收机正交误差校准方法。
9.一种计算机可读存储介质，存储有计算机程序，其特征在于，所述计算机程序被处理器执行时实现权利要求1至6中任一所述的零中频接收机正交误差校准方法。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117097360A (zh) * 2023-10-19 2023-11-21 奉加微电子（昆山）有限公司 零中频接收机信号正交误差的校准方法、装置和系统

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106656902A (zh) * 2015-11-03 2017-05-10 三星电子株式会社 用于频率相关iq不平衡补偿的方法和设备
CN108462663A (zh) * 2017-02-22 2018-08-28 三星电子株式会社 用于iq失配校准和补偿的系统和方法
CN108777671A (zh) * 2018-06-04 2018-11-09 中国电子科技集团公司第三十八研究所 一种超宽带正交解调接收机的补偿方法及装置
CN113726352A (zh) * 2021-09-23 2021-11-30 重庆两江卫星移动通信有限公司 一种自适应零中频接收机正交误差校正方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106656902A (zh) * 2015-11-03 2017-05-10 三星电子株式会社 用于频率相关iq不平衡补偿的方法和设备
CN108462663A (zh) * 2017-02-22 2018-08-28 三星电子株式会社 用于iq失配校准和补偿的系统和方法
CN108777671A (zh) * 2018-06-04 2018-11-09 中国电子科技集团公司第三十八研究所 一种超宽带正交解调接收机的补偿方法及装置
CN113726352A (zh) * 2021-09-23 2021-11-30 重庆两江卫星移动通信有限公司 一种自适应零中频接收机正交误差校正方法

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117097360A (zh) * 2023-10-19 2023-11-21 奉加微电子（昆山）有限公司 零中频接收机信号正交误差的校准方法、装置和系统
CN117097360B (zh) * 2023-10-19 2024-02-13 奉加微电子（昆山）有限公司 零中频接收机信号正交误差的校准方法、装置和系统

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