CN110278167B - 一种对iq不平衡进行连续估计与补偿的无线通信方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种对IQ不平衡进行连续估计与补偿的无线通信方法。本发明还包括用于辅助信道和发送端I/Q不平衡估计的训练序列设计方法，该训练序列具备所期望的频域特性；和接收端I/Q不平衡补偿所用的线性滤波器系数的计算方法；以及能够实现发送端I/Q不平衡补偿、均衡和采样率转换联合处理的多相线性滤波器的频域构建方法。

Description

一种对IQ不平衡进行连续估计与补偿的无线通信方法
技术领域
本发明属于无线通信技术领域，涉及一种存在实际损伤条件下用于数据传输、接收与实施的系统、方法与算法，其目的是实现可靠的性能与有效数字信号处理。本技术特别适合用于微波及毫米波频段的点对点无线通信。
背景技术
在采用I/Q调制/解调架构的无线系统中，同相分量(I)与正交分量(Q)的不平衡在实际使用会对性能带来严重损害。这种架构包含两个射频频率相同的混频器，其本振相互正交，基带信号通过两个独立的I、Q通道被调制到射频载波上(或从射频载波解调出来)。模拟元件的差异使得I/Q两路本振信号的幅度不再相同，相位差也不等于90°，这将会造成I/Q两路信号的幅度不同并且两路信号不再正交，进而影响到系统性能。在高频无线通信系统中，如毫米波频段，由于信号带宽非常宽，I/Q不平衡还与频率相关(在整个带宽范围内，I/Q不平衡的程度在不同频率也不同)。
虽然有数字中频的方法可以消除I/Q不平衡，但是需要比信号带宽高几倍的高速数字转换设备支持，增加了数字信号处理的复杂度与硬件开销。因此，对于采用I/Q调制/解调的无线系统来说，I/Q不平衡的估计与补偿是消除这种实用损害的关键。
在文献资料中有多种I/Q不平衡的估计与补偿技术。大多数传统的技术仅处理接收端的I/Q不平衡，而在实际系统中不平衡在发射机(Tx)和接收机(Rx)都存在。由于不平衡的信号混杂一起，接收信号仅仅反映出收发不平衡的整体效应，因此要对收发不平衡分别进行估计与补偿难度较大。当存在载波频率偏移(CFO)时，整体的不平衡效应随时间变化。现有的方法主要通过离线校准来估计与补偿发射机的I/Q不平衡，然后用接收信号来估计并补偿接收机的I/Q不平衡。实时校准也可用于处理时变的发射机I/Q不平衡，但是这种校准方式会中断数据传输并带来更高的系统开销。一些方法建议对收发不平衡进行联合估计，但是这些方法复杂度非常高，在实时信号处理硬件中难以使用。
为了达到更好的均衡性能，无线单载波系统往往使用采样速率比数据符号速率更高的分数间隔线性均衡器。因此，需要在发送端成形滤波之前将符号速率转换为采样速率，在接收端均衡之后将采样速率转换为符号速率，称为采样率转换(SRC)。这些处理会增加数字信号处理的复杂度。如果将SRC与I/Q不平衡补偿和均衡进行联合处理，则复杂度可以得到降低。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种用于高速点到点无线通信系统的具有低实现复杂度的收发I/Q不平衡联合估计与补偿技术。
本发明采用的技术方案为：
一种对IQ不平衡进行连续估计与补偿的无线通信方法，包括以下步骤：
(1)发射机通过编码与调制模块将输入数据进行编码与调制产生数据符号，并将数据符号输入发射机的脉冲成形与抽样率转换模块；
(2)脉冲成形与抽样率转换模块将数据符号进行频谱成形并从符号速率转换为采样速率；同时在每个发送信号帧开始的训练阶段，产生训练序列并形成前导，在数据有效载荷之前插入前导，依次经过发射机的D/A模块和上变频器进行数模转换和上变频后，通过信道传输至接收机；
(3)接收机将收到的信号依次经过下变频器和A/D模块进行下变频和模数转换，将模数转换后的信号输入接收机的载波频率偏移和接收机I/Q不平衡估计模块，对载波频率偏移和接收机I/Q不平衡进行估计，根据估计结果生成线性滤波器，并将模数转换后的信号通过线性滤波器进行补偿；
(4)接收机的信道与发射机I/Q不平衡估计模块利用补偿后的信号对信道和发射机I/Q不平衡进行估计，并依据估计得到的参数计算多相滤波器系数；
(5)将步骤(3)中经过补偿后的信号通过多相滤波器进行发射机I/Q不平衡的补偿、信道均衡和采样率转换，并生成输出符号，将输出符号通过接收机的解码与解调模块进行FEC解码和解调，得到数据比特。
其中，步骤(1)中训练序列具有时间域序列的实部与时间域序列的虚部正交的特性，训练序列及前导的产生方法包括以下步骤：
(101)选定训练序列的长度，根据训练序列长度选择二进制序列；
(102)用选定二进制序列的一半构建相对中心二进制位对称的频域二进制序列偶数位；
(103)用选定二进制序列的另一半构建相对中心二进制位反对称的频域二进制序列奇数位；
(104)将得到的频域二进制序列偶数位和频域二进制序列奇数位变换为时域，得到时域训练序列；
(105)在时域训练序列添加循环前缀形成发送信号帧中的前导。
其中，步骤(3)中对载波频率偏移和接收机I/Q不平衡进行估计，根据估计结果生成线性滤波器，并将模数转换后的信号通过线性滤波器进行补偿，具体包括以下步骤：
(301)在每个模数转换后的信号中前导的开头确定信号相位；
(302)用信号相位因子及其共轭分别对所有信号的前导进行加权平均；
(303)利用加权平均后的结果在频域计算接收机I/Q不平衡的参数然后变换到时域，得到用于接收机I/Q不平衡补偿的时域线性滤波系数；
(304)将模数转换后的信号通过时域线性滤波器进行补偿。
其中，步骤(4)具体包括以下步骤：
(401)利用补偿后信号的前导在频域进行信道估计；
(402)利用训练序列特性通过信道频率响应在频域计算发射机I/Q不平衡参数；
(403)进行信道反转并计算多相滤波器的频率响应；
(404)利用发射机I/Q不平衡参数和多相滤波器的频率响应得到在时间域发射机I/Q不平衡补偿、均衡和采样率转换的多相滤波器系数。
其中，步骤(404)具体包括以下步骤：
(4041)使用多相滤波器的频率响应和发射机I/Q不平衡参数计算多相滤波器中两个线性滤波器的频率响应；
在频域对滤波器频率响应进行相移；
(4043)通过IDFT变换和缩放因子将相移后的频率响应转换到时域；
(4044)按照滤波器先导长度预先设计好的数值对IDFT输出进行循环移位；
(4045)将滤波器长度截短到需要的长度，得到多相滤波器系数。
本发明相比现有技术的优点为：
本发明对接收机I/Q不平衡、CFO以及发送机I/Q不平衡依次进行补偿，补偿顺序与其在传输链路中产生的顺序正好相反，因此可以达到更好的估计与补偿精度，并且不会相互影响。接收机处的多相滤波器可以同时实现I/Q不平衡补偿、信道均衡与采样率转换三个信号处理任务，节省了处理开销。
本发明中提出的训练序列设计方法可以使I/Q不平衡的估计更为简单。本发明提出的方法在发射机I/Q不平衡估计之后，进一步去除发射机I/Q不平衡的影响使得信道估计的结果更为精确。
附图说明
图1为本发明总体基带框图。
图2为本发明具有周期性前导的发送帧结构示意图。
图3为本发明接收机I/Q不平衡估计过程的流程图。
图4为本发明接收机I/Q不平衡补偿的线性滤波器结构示意图。
图5为本发明发射机I/Q不平衡估计过程的流程图。
图6为本发明转换采用的线性滤波器结构示意图。
图7为本发明转换采用的多相滤波器结构示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
本文公开了一种用于利用所公开的连续I/Q不平衡估计和补偿来实现高速无线点对点链路的方法和装置。这包括发送一个或多个训练序列，执行载波频率偏移CFO和Rx接收机I/Q不平衡估计和补偿，执行信道和Tx发射机I/Q不平衡估计，以及将多相滤波应用于特定配置帧结构中的数据有效载荷。
图1所示为点对点无线通信系统100的基带示意性框图。系统100包括发射机110，其经由信道120与接收机130通信。在接收机130处进行CFO补偿，建模为接收的基带信号与相位旋转ej2πΔft的乘积，其中Δf是CFO。
在发射机110处，由编码与调制模块112对输入数据比特进行前向纠错编码(FEC)与调制。然后将得到的数据符号输入到脉冲成形与抽样率转换模块114，生成输出符号。输出符号接下来通过数模转换器(D/A)116，然后信号通过上变频器118进行上变频，并通过信道120传输。上变频器将引入发射机I/Q不平衡。在每个发射帧开始的训练阶段，在数据有效载荷之前插入训练序列。训练序列的设计应参考数据符号率，然后转换为采样速率，以便可以直接输入到D/A。
数学上，发送信号的频域信号模型可以表示为
Y(f)＝Ut(f)X(f)+Vt(f)X*(-f) (1)
其中X(f)和Y(f)分别是上变频前后的发送信号，Ut(f)和Vt(f)分别是基带信号及其镜像的频率相关增益。Ut(f)可以被视为传输信道频率响应的一部分，而Vt(f)反映了由发射机I/Q不平衡导致的干扰。
在接收机130处，从信道120接收到的经过CFO失真的信号先经过下变频器138进行下变频，然后经过模数转换器(A/D)136。下变频器会带来接收机I/Q不平衡。在CFO和Rx I/Q不平衡估计模块133中对CFO和接收机I/Q不平衡进行估计，并通过Rx I/Q不平衡补偿模块134和CFO补偿模块135依次对其进行补偿。接下来，在信道与Tx I/Q不平衡估计模块139对信道和发射机I/Q不平衡进行估计，并依据估计得到的参数计算多相滤波器系数。由多相滤波器140综合实现对发射机I/Q不平衡的补偿、信道均衡和采样率转换，并生成输出符号。然后将输出符号提供给解码与解调模块132，在解码与解调模块132中进行FEC解码和解调，最终输出数据比特。
在数学上，下变频之前的接收信号R(f)可以表示为
Figure BDA0002150974040000081
其中，
Figure BDA0002150974040000082
是在传输帧开始时刻t0由CFO导致的相位旋转，H(f)是信道频率响应。下变频后，接收信号为
Z(f)＝Ur(f)R(f)+Vr(f)R*(-f) (3)
其中，Ur(f)和Vr(f)分别是接收信号及其镜像的频率相关增益。Ur(f)可以被认为是传输信道频率响应的一部分，而Vr(f)表示由接收机I/Q不平衡引起的干扰。
具体实现包括以下步骤：
(1)发射机通过编码与调制模块将输入数据进行编码与调制产生数据符号，并将数据符号输入发射机的脉冲成形与抽样率转换模块；
(2)脉冲成形与抽样率转换模块将数据符号进行频谱成形并从符号速率转换为采样速率；同时在每个发送信号帧开始的训练阶段，产生训练序列并形成前导，在数据有效载荷之前插入前导，将形成的完整发射帧依次经过发射机的D/A模块和上变频器进行数模转换和上变频后，通过信道传输至接收机；
(3)接收机将收到的信号依次经过下变频器和A/D模块进行下变频和模数转换，将模数转换后的信号输入接收机的载波频率偏移和接收机I/Q不平衡估计模块，对载波频率偏移和接收机I/Q不平衡进行估计，根据估计结果生成线性滤波器，并将模数转换后的信号通过线性滤波器进行补偿；
(4)接收机的信道与发射机I/Q不平衡估计模块利用补偿后的信号对信道和发射机I/Q不平衡进行估计，并依据估计得到的参数计算多相滤波器系数；
(5)将步骤(3)中经过补偿后的信号通过多相滤波器进行发射机I/Q不平衡的补偿、信道均衡和采样率转换，并生成输出符号，将输出符号通过接收机的解码与解调模块进行FEC解码和解调，得到数据比特。
为了实现在接收机130对CFO、Rx和发射机I/Q不平衡以及信道频率响应进行估计，需要发射机110周期性地发送训练序列。对应的发射机帧结构如图2所示。它由前导和数据有效载荷组成。每个数据帧的前导包括训练序列及其循环前缀(CP)。由于所有I/Q不平衡和信道估计都是在频域中执行的，因此CP用于将发送信号与信道的线性卷积转换为循环卷积，以便可以应用快速傅里叶变换(FFT)将信号从时域变换到频域。
下面给出一种低复杂度、可以实现信道和I/Q不平衡最佳估计性能的训练序列设计方法。这种训练序列的基本特征是时域信号的实部和虚部相互正交。本训练序列在离散时间域中表示为
x[n]＝xI[n]+jxQ[n]，n＝0，1，…，Ns-1， (4)
其中
Figure BDA0002150974040000101
是虚数单位，xI[n]和xQ[n]分别是训练序列x[n]的实部和虚部，Ns是符号速率采样下训练序列的长度。记X[k]，，Xe[k]和Xo[k]分别为x[n]，xI[n]和jxQ[n]的离散傅里叶变换(DFT)，其中k也称为子载波序号或频域点，从而有X[k]＝Xe[k]+xo[k]。实部xI[n]和虚部xQ[n]的正交性可以表示为
Xe[k]Xo[k]＝0 (5)
Xe[k]和Xo[k]不能同时为零。另外，为了降低计算复杂度，X[k]建议选择幅度恒定的实数并满足以下条件
X[k]X[-k]＝(-1)k (6)
假设X[k]是k的周期函数，周期为Ns。
下面给出了构建这种训练序列x[n]的一个实施例。
步骤1：记
Figure BDA0002150974040000111
是长度为
Figure BDA0002150974040000112
的二进制序列。p[n]的每个元素都是实数，取值+1或-1。例如，p[n]可以从伪随机序列(如m序列)中选择。
步骤2：从序列p[n]的前半部分构建xe[k]，对任意偶数位
Figure BDA0002150974040000113
Figure BDA0002150974040000114
Xe[k]＝p[k/2]，对任意奇数位
Figure BDA0002150974040000115
Xe[k]＝0，对
Figure BDA0002150974040000116
Xe[k]＝Xe[Ns-k]。
步骤3：从序列p[n]的后半部分构建Xo[k]，对任意奇数位
Figure BDA0002150974040000117
Figure BDA0002150974040000118
对任意偶数位
Figure BDA0002150974040000119
对
Figure BDA00021509740400001110
Xo[k]＝-Xo[Ns-k]。
步骤4：对Xe[k]+Xo[k]采用Ns点离散傅立叶逆变换(IDFT)来获得时域训练序列x[n]。
取x[n]的最后部分作为CP添加到传输帧的前导中。对前导进行离线脉冲成形并转换采样率为采样速率后插入到传输帧中，并直接输入到D/A。在采样率转换之后，训练序列变得更长，因为采样率通常高于符号率。经过采样率转换后的训练序列的长度记为N。
训练序列接收端被接收并进行信号同步，得到数字基带信号，并按照下述步骤对接收机I/Q不平衡进行估计。
首先，在每个接收帧的开始处，对相位旋转
Figure BDA00021509740400001111
进行估计。然后，分别用相位因子
Figure BDA00021509740400001112
和
Figure BDA00021509740400001113
对接收信号Z(f)进行加权，如下所示
Figure BDA0002150974040000121
和
Figure BDA0002150974040000122
对多个接收帧执行按照(7)和(8)执行相同操作，并对不同加权的接收信号求平均，得到
Figure BDA0002150974040000123
和
Figure BDA0002150974040000124
其中E{.}表示期望。
按下式对接收机I/Q不平衡参数进行估计
Figure BDA0002150974040000125
图3所示为上述接收机I/Q不平衡估计过程的流程图。
记βr(f)为估计得到的接收机I/Q不平衡参数，在频域执行操作Z(f)-βr(f)Z*(-f)进行补偿。然而，实际应用中，往往使用时域线性滤波器进行补偿。如图4所示为时域线性滤波器的结构图，其中滤波器系数由矢量c表示，矢量c通过对频域参数βr(f)的离散形式进行IDFT变换得到。
在对接收机I/Q不平衡CFO补偿之后，可以在前导时段对接收信号进一步估计和补偿发射机I/Q不平衡，其在离散频域中被建模为
R[k]＝Ut[k]H1[k]X[k]+Vt[k]H1[k]X*[-k]，k＝0，1，…，N-1，
(12)
其中X[k]是如前所述的频域训练序列，H1[k]是接收机I/Q不平衡补偿后的等效信道频率响应。需要注意的是，R[k]的长度是N。
对发射机I/Q不平衡的估计需要利用X[k]的特性，即X[k]是二进制实数，并满足公式(6)中所示的条件。对于
Figure BDA0002150974040000131
将公式(12)的两边乘以X[k]，对
Figure BDA0002150974040000132
将公式(12)的两边乘以X[k-N+Ns]，得到
Figure BDA0002150974040000133
记
Figure BDA0002150974040000134
为在发射机I/Q不平衡补偿之前的估计得到的信道。按照如下步骤对发射机I/Q不平衡进行估计：
步骤1：根据接收的前导R[k]估计信道
Figure BDA0002150974040000135
步骤2：对于
Figure BDA0002150974040000136
中的每个频域二进制位，使用两侧的两个相邻二进制位获得内插值以得到
Figure BDA0002150974040000137
步骤3：计算
Figure BDA0002150974040000138
及
Figure BDA0002150974040000139
分别是X[k]及其镜像X*[-k]的增益；
步骤4：计算发射机I/Q不平衡参数
Figure BDA0002150974040000141
在实际实现中，在多个帧对信道估计结果进行平均以改善信噪比。描述上述发射机I/Q不平衡估计过程的流程图如图5所示。
在发射机I/Q不平衡估计之后，完善信道估计以消除发射机I/Q不平衡的影响，如下所示
Figure BDA0002150974040000142
反向信道可以计算为
Figure BDA0002150974040000143
如图6、7所示为信道均衡、发射机I/Q不平衡补偿和SRC联合处理滤波器，以降低处理复杂度。出于示例的目的，假设SRC比为
Figure BDA0002150974040000144
Figure BDA0002150974040000145
它由三个多相滤波器组成，其输入信号速率为采样率，输出信号速率为三分之一符号速率，以及并-串转换器。
多相滤波器包括两个线性滤波器，其系数分别由矢量ap和bp表示，p＝0，1，或2，用于在接收机I/Q不平衡和CFO补偿之后对接收信号的实部和虚部分别进行滤波。计算两个滤波器的详细过程如下所示。
1、分别计算两个滤波器的频率响应，其中
A[k]＝[1-βt[k]]C[k]
B[k]＝[1+βt[k]]C[k](k＝0，…，N-1)
2、在频域中执行相移以获得
Figure BDA0002150974040000151
和
Figure BDA0002150974040000152
3、通过应用N点IDFT变换将Ap[k]和Bp[k]转换到时域，分别用比例因了
Figure BDA0002150974040000153
得到ap和bp；
4、按照预先设计的数字P将IDFT输出进行循环移位，该数字P是滤波器的前体部分的长度，使得最大抽头位于P+1；
5、如果需要，将滤波器长度截断为所需长度。

Claims (4)

1.一种对IQ不平衡进行连续估计与补偿的无线通信方法，其特征在于，包括以下步骤：
(1)发射机通过编码与调制模块将输入数据进行编码与调制产生数据符号，并将数据符号输入发射机的脉冲成形与抽样率转换模块；
(2)脉冲成形与抽样率转换模块将数据符号进行频谱成形并从符号速率转换为采样速率；同时在每个发送信号帧开始的训练阶段，产生训练序列并形成前导，在数据有效载荷之前插入前导，依次经过发射机的D/A模块和上变频器进行数模转换和上变频后，通过信道传输至接收机；
(3)接收机将收到的信号依次经过下变频器和A/D模块进行下变频和模数转换，将模数转换后的信号输入接收机的载波频率偏移和接收机I/Q不平衡估计模块，对载波频率偏移和接收机I/Q不平衡进行估计，根据估计结果生成线性滤波器，并将模数转换后的信号通过线性滤波器进行补偿；
(4)接收机的信道与发射机I/Q不平衡估计模块利用补偿后的信号对信道和发射机I/Q不平衡进行估计，并依据估计得到的参数计算多相滤波器系数；
其中，依据估计得到的参数计算多相滤波器系数具体实现过程为：
(4041)使用多相滤波器的频率响应和发射机I/Q不平衡参数计算多相滤波器中两个线性滤波器的频率响应；
(4042)在频域对滤波器频率响应进行相移；
(4043)通过IDFT变换和缩放因子将相移后的频率响应转换到时域；
(4044)按照滤波器先导长度预先设计好的数值对IDFT输出进行循环移位；
(4045)将滤波器长度截短到需要的长度，得到多相滤波器系数；
(5)将步骤(3)中经过补偿后的信号通过多相滤波器进行发射机I/Q不平衡的补偿、信道均衡和采样率转换，并生成输出符号，将输出符号通过接收机的解码与解调模块进行FEC解码和解调，得到数据比特。
2.根据权利要求1所述的对IQ不平衡进行连续估计与补偿的无线通信方法，其特征在于，步骤(1)中训练序列具有时间域序列的实部与时间域序列的虚部正交的特性，训练序列及前导的产生方法包括以下步骤：
(101)选定训练序列的长度，根据训练序列长度选择二进制序列；
(102)用选定二进制序列的一半构建相对中心二进制位对称的频域二进制序列偶数位；
(103)用选定二进制序列的另一半构建相对中心二进制位反对称的频域二进制序列奇数位；
(104)将得到的频域二进制序列偶数位和频域二进制序列奇数位变换为时域，得到时域训练序列；
(105)在时域训练序列添加循环前缀形成发送信号帧中的前导。
3.根据权利要求1所述的对IQ不平衡进行连续估计与补偿的无线通信方法，其特征在于，步骤(3)中对载波频率偏移和接收机I/Q不平衡进行估计，根据估计结果生成线性滤波器，并将模数转换后的信号通过线性滤波器进行补偿，具体包括以下步骤：
(301)在每个模数转换后的信号中前导的开头确定信号相位；
(302)用信号相位因子及其共轭分别对所有信号的前导进行加权平均；
(303)利用加权平均后的结果在频域计算接收机I/Q不平衡的参数然后变换到时域，得到用于接收机I/Q不平衡补偿的时域线性滤波系数；
(304)将模数转换后的信号通过时域线性滤波器进行补偿。
4.根据权利要求1所述的对IQ不平衡进行连续估计与补偿的无线通信方法，其特征在于，步骤(4)具体包括以下步骤：
(401)利用补偿后信号的前导在频域进行信道估计；
(402)利用训练序列特性通过信道频率响应在频域计算发射机I/Q不平衡参数；
(403)进行信道反转并计算多相滤波器的频率响应；
(404)利用发射机I/Q不平衡参数和多相滤波器的频率响应得到在时间域发射机I/Q不平衡补偿、均衡和采样率转换的多相滤波器系数。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111147406B (zh) * 2019-12-06 2022-08-05 上海航天电子有限公司 基于恒虚警信号检测及频偏校正的asm体制解调方法
CN112838998B (zh) * 2020-12-30 2022-08-12 深圳市极致汇仪科技有限公司 一种适用于单载波的iq不平衡估计方法和系统
CN115021772B (zh) * 2022-05-27 2023-05-26 电子科技大学 一种适用于频率相关的i/q不平衡迭代估计与补偿方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102377700A (zh) * 2010-08-18 2012-03-14 上海明波通信技术有限公司 估计发送端和接收端i/q不平衡的方法
CN102396199A (zh) * 2009-03-20 2012-03-28 瑞典信号处理设备公司 用于补偿i/q不平衡的方法和装置
CN106160814A (zh) * 2016-06-14 2016-11-23 中国电子科技集团公司第五十四研究所 一种基于干扰对齐技术的多基站协作下行传输方法
CN108616469A (zh) * 2018-05-11 2018-10-02 东南大学 一种sc-fde系统的接收端iq不平衡估计和补偿方法及装置

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9225574B2 (en) * 2013-12-13 2015-12-29 SiTune Corporation Synchronization and acquisition in radio communication systems

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102396199A (zh) * 2009-03-20 2012-03-28 瑞典信号处理设备公司 用于补偿i/q不平衡的方法和装置
CN102377700A (zh) * 2010-08-18 2012-03-14 上海明波通信技术有限公司 估计发送端和接收端i/q不平衡的方法
CN106160814A (zh) * 2016-06-14 2016-11-23 中国电子科技集团公司第五十四研究所 一种基于干扰对齐技术的多基站协作下行传输方法
CN108616469A (zh) * 2018-05-11 2018-10-02 东南大学 一种sc-fde系统的接收端iq不平衡估计和补偿方法及装置

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
A High-Speed Low-Cost Millimeter Wave System with Dual Pulse Shaping Transmission and Symbol Rate Equalization Techniques;Hao Zhang等;《2019 IEEE International Symposium on Circuits and Systems (ISCAS)》;20190529;全文 *
IQ不平衡在OFDM系统中的估计与补偿算法研究;吴芬芳;《信息科技》;20150127;全文 *
Zhiyong Wang等.Monobit Digital Receivers for QPSK: Design, Performance and Impact of IQ Imbalances.《IEEE Transactions on Communications》.2013, *

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