CN113132031B - 收端iq矫正方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种收端IQ矫正方法，包括步骤：S1，在接收机的频带范围内选取M个频点，M为正整数；S2，利用M个频点的响应值，构造补偿函数；S3，利用构造的补偿函数，对接收信号进行校正等；本发明可实现性高，能够有效的降低镜像分量的影响，提升系统的性能，可用于窄带或者宽带零中频收发系统，因此具有很强的实用价值等。

Description

收端IQ矫正方法

技术领域

本发明涉及通信领域，更为具体的，涉及收端IQ矫正方法。

背景技术

随着无线通信的发展，对器件的小型化、易集成等提出了越来越高的要求[1]。当前传统的超外插结构收发机严重制约了产业的发展，新型的零中频收发机以其结构简单、易于集成、功耗低、体积小的优势，逐渐受到了人们的关注成为这几年研究的热点[2～4]。然而在实际应用过程中由于受到器件工艺的限制，其同相和正交两条支路上的滤波器、放大器、混频器等器件无法做到完全一致，本振信号的两路输出也还达不到完全正交，因此I路和Q路响应信号的输出会出现不平衡现象，表现为信号频谱出现镜像分量，镜像信号达到一定的功率将会导致主信号造成严重的失真，进而降低系统的动态范围，恶化系统的整体性能[5]。因此如何消除IQ不平衡现象是当前研究的热点问题，有一定的实际意义。

当前针对IQ不平衡矫正问题有模拟域方式和数字域方式两类。模拟域通过优化电路结构、改变器件的布局方式来提高器件的一致性，进而降低IQ不平衡的影响[6]，但利用该方式依然无法消除IQ不平衡带来的损伤。随后，文献[7]报道了数字域的补偿方式，利用在信号中插入训练序列的方式，估算IQ幅度和相位不平衡参数进而进行补偿，该方法结构简单，但是训练序列的引入也势必造成频谱资源的浪费，限制了系统的传输容量。近几年，人们将基于最小二乘方法的信道估计算法、稀疏矩阵算法、模拟退火算法等概念引入了IQ矫正方法中都取得了喜人的成绩[8～10]，但是由于结构复杂、实现难度大，目前还无法在实际中商用，因此寻找一种简单、易于实现的算法是如今的迫切需求。

零中频接收机又称直接变频接收机，其典型结构如图1所示。根据典型的发射机工作原理可知发送信号为：

y(t)＝I(t)×cosω_LOt-Q(t)×sin(ω_LOt) (1-1)

接收信号通过滤波器和放大器后与本振信号相作用，由于零中频接收机本振频率与信号载波频率相同，通过正交混频后，输出I路信号结果为：

输出Q路信号结果为：

两路信号分别进入低频滤波器，滤除2倍频信号，输出得到：

两路信号随后进入完全相同的放大器，得到接收机的I路和Q路输出：

利用这一结构即可恢复出原始信号。在理想模型下，I路和Q路的幅频和相频特性应该完全一致，Q路与I路的本振幅度相同，相位相差90°。但是由于工艺原因，上述条件是非常难以满足的，因此存在IQ不平衡现象，此时的模型如图2所示。

如图2所示的接收机模型，根据典型的发射机工作原理可知，接收机接收信号为：

接收信号通过滤波器和放大器后分为两路，两路线路的延时和滤波效应不同引入的偏差，本发明称为PD接收误差，表示为：

其中A(f)exp[jθ(f)t]表征PD接收误差。接收后的信号与本振信号进行作用。这里假设本振引入的IQ不平衡是频率无关的，此时可认为幅度与相位不平衡是固定不变的，此时不平衡本振信号可表达为：

x_LO(t)＝cosω_LOt-gsin(ω_LOt+ψ) (1-8)

＝K₁exp(-jω_LOt)+K₂exp(jω_LOt)

其中

则经过放大器后信号可表示为：

其中发端基带信号可表示为：

x(t)＝I(t)+Q(t) (1-11)

式(1-10)信号与本振混合后得到：

其中I路输出：

Q路输出：

其中：

G(f)＝g×A(f)exp[jθ(f)t] (1-15)

经过低通滤波器h_I(t)和放大器后I路输出：

经过低通滤波器h_Q(t)和放大器后Q路输出：

则输出可表示为：

z(t)＝y”_I+y”_Q＝U₁(t)x(t)+U₂(t)x^*(t) (1-18)

其中：

由式(1-18)可以看出，由于接收机的相位误差与增益失衡，导致最终接收到的基带信号x(t)中除有用信号x(t)外，还有一镜像干扰信号x^*(t)，该镜像对零频信号必然会造成损伤，从而恶化系统性能，因此研究接收机的IQ不平衡矫正无论从理论和实际都具有重要的意义。

对于零中频系统，IQ不平衡是无法避免的，而造成这一现象的原因也是多方面的，包括PD、本振、滤波器及ADC等多个器件的工艺问题，都会造成IQ不平衡这一现象。而这一现象最显著的特点就是会针对原始信号产生镜像频率分量，从而影响接收信号的信噪比。仅此，如何降低IQ不平衡的影响进而提高系统性能，是当前的研究热点，具有重要的实际意义。

参考文献：

[1]宗可，曹桂兴，闫忠文.数据通信微小卫星星座系统的发展及应用[J].航天器工程，2011，2：66.

[2]戚秀真.零中频发射机设计与实现[J].电子科技，2014，27(3)：73.

[3]SLUK A,WALSH D.Transcutaneous electrical nerve stimulation:basicscience mechanisms and clinical effectiveness[J].J Pain,2003,4(3)：109.

[4]PECKHAM P H,KNUTSON J S.Functional electrical stimulation forneuromuscular applications[J].AnnuRevi Biomed Engineer,2005,7(7)：327.

[5]EVERETT E,SAHAI A,SABHARWAL A,et al.Passiveself-interferencesuppression for full-duplex infrastructure nodes[J].IEEE Transactions onWireless Communications,2014,13(2)：680.

[6]曹鹏，费元春.直接正交上变频的边带与本振泄露分析及优化设计[J].兵工学报，2004，25(6)：712.

[7]GU C F,LAW C L,WU W.Time domain IQ imbalance compensation forwideband wireless systems[J].IEEE Communications Letters,2010,14(6):539.

[8]WANG J,YU H,WU Y,et al.Pilot optimization and power allocation forOFDM-based full-duplex relay networks with IQ-imbalances[J].IEEE Access,2017,5:24344.

[9]SHU F,ZHAO J H,YOU X H,et al.An efficient sparse channel estimatorcombining time-domain LS and iterative shrinkage for OFDM systems with IQ-imbalances[J].Science China Information Sciences,2012,55(11):2604.

[10]黄家骏，腾来，张朝杰，王春晖，朴成勇.基于模拟退火算法的I/Q不平衡校正[J].浙江大学学报，2018，52(11)：2218。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供收端IQ矫正方法，可实现性高，能够有效的降低镜像分量的影响，提升系统的性能，可用于窄带或者宽带零中频收发系统，因此具有很强的实用价值等。

本发明的目的是通过以下方案实现的：

一种收端IQ矫正方法，包括步骤：

S1，在接收机的频带范围内选取M个频点，M为正整数；

S2，利用M个频点的响应值，构造补偿函数；

S3，利用构造的补偿函数，对接收信号进行校正。

进一步地，在步骤S1中，接收机的频带范围内选取M个偶数频点发送，每个频点间隔相同，并且正负频关于零频对称，在每一个频点发送一组单音信号；

xi(t)＝cos[2π(-MΔf/2+kΔf)t]

xq(t)＝sin[2π(-MΔf/2+kΔf)t]

上式中，xi(t)表示发端I路输出信号，k＝[0,1...M]，xq(t)表示发端Q路输出信号，Δf表示频带范围内的自定义频率分辨率。

进一步地，在步骤S2中，经过接收机PD端输出信号：

上式中，y_I(t)表示接收机PD端收到的I路信号，y_Q(t)表示接收机PD端收到的Q路信号，A(f)表示锁相环增益不平衡函数，θ(f)表示接收机PD端相位不平衡函数，t表示时间，j是复数表示；

设：

y(t)＝xi(t)+xq(t)

此时，分别对I路和Q路进行FFT变换，其kΔf频点幅度为：

Y_I(kΔf)＝0.25Y(kΔf)

Y_q(kΔf)＝0.25Y(kΔf)A(kΔf)exp(jθ(kΔf))

从而得出：

上式中，Y(kΔf)表示原始发送信号的傅里叶变换函数，Y_q(kΔf)表示接收机PD端后Q路信号的傅里叶变换函数，Y_I(kΔf)表示接收机PD端后I路傅里叶变换函数，PD_error(kΔf)表示接收机PD端的傅里叶变换误差函数；

随后该信号经过本振LO进行下变频，由于本振泄露，得到的输出如下：

I路输出：

Q路输出：

其中：

G(f)＝g×A(f)exp[jθ(f)t]

上式中，y'_I表示经本振下变频后输出的I路信号，ω_LO表示本振角频率，y'_q表示经本振下变频后输出的Q路信号，G(f)表示接收机PD端与本振泄漏引入的IQ不平衡，ψ表示本振泄漏引入的IQ相位不平衡，x^*(t)表示发端信号的共轭信号。

进一步地，在步骤S2中，经过低通滤波器h_I(t)和放大器后I路输出y”_I为：

经低通滤波器h_Q(t)和放大器后Q路输出y”_Q：

则输出表示为：

z(t)＝y”_I+y”_Q＝U₁(t)x(t)+U₂(t)x^*(t)

其中：

上式中，z(t)表示I路和Q路，U₁(t)和U₂(t)由上述表达式表示，x(t)表示发端发送原始信号，U₁、U₂均为自定义符号；

此时分别对I路和Q路进行FFT变换，其kΔf频点幅度为：

其中，Z_I(kΔf)表示I路傅里叶变换函数，H_I(kΔf)表示I路滤波器频域响应特性函数，Z_Q(kΔf)表示Q路傅里叶变换函数，H_Q(kΔf)表示Q路滤波器频域响应特性函数，G(kΔf)表示锁相环与本振泄漏引入的IQ不平衡频域响应特性函数；

根据上式，构造补偿函数MAG(f)：

其中，MAG(f)表示自行命名的构造补偿函数，上面两式相除的结果；设计：

其中，BB_MAG(f)表示自行命名的构造补偿函数，MAG(+f)表征正频信号的MAG值，MAG(-f)表征关于正频对称的负频信号的MAG值；

对应射频信号通道失配PD ERROR的幅频响应函数为：

构造相位补偿函数：

其中Z_{Q_I}(kΔf)表示收端Q信号的实部，Z_{Q_Q}(kΔf)表征收端Q信号的虚部；PHA(f)表示自行命名的构造补偿函数，angle表示求角度；

构造补偿函数LO_PHA：

构造补偿函数BB_PHA：

则射频信号通道失配PD ERROR的相频响应函数PD_PHA为：

PD_PHA＝PHA(f)-BB_PHA-LO_PHA

进一步地，在步骤S3中，将构造的补偿函数BB_MAG(f)、BB_PHA(f)、LO_PHA，用于补偿Q路的模拟基带信号通道失配BB ERROR，其滤波器时域表达式为：

其中，QFIR表示自行构造函数，ifft反傅里叶变换标识符。

进一步地，在步骤S4中，在经过模拟基带信号通道失配BB ERROR补偿之后，进行本振补偿；在本振补偿中，首先进行相位补偿，得到补偿方式如下，通过该方式能够去除Q路信号的I路分量：

Q＝Q+I×tan(LO_PHA)

其中，Q表示Q路信号，I表示I路信号；

经过I/Q本振信号失配LO ERROR的相位补偿之后，将I/Q本振信号失配LO ERROR的幅度补偿和射频信号通道失配PD ERROR的幅相补偿，对Q路信号进行补偿，其滤波器表达式为：

其中，CFIR表示自行构造函数，ifft表示反傅里叶变换标识符。

本发明的有益效果是：

本发明的方法简单，无需增加额外的器件或设备，通过该方法可在系统初始化过程中完成，可实现性高；

本发明没有利用常用的训练序列的估计方法，因此不占用传输带宽，并且不会因为突发错误对后续信号产生影响；

利用本发明的方法，能够有效的降低镜像分量的影响，提升系统的性能；

本发明的方法可用于窄带或者宽带零中频收发系统，因此具有很强的实用价值。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为经典接收机结构；

图2为收端IQ不平衡原理图；

图3为收端补偿模块构架图；

图4为收端初始化IQ矫正算法流程；

图5为接收单音信号频谱图；

图6为PHA曲线图；

图7为MAG曲线图；

图8为BB响应曲线；

图9为PD响应曲线；

图10为QFIR响应曲线；

图11为CFIR响应曲线；

图12为未矫正和矫正后单音信号频域曲线；

图13为未矫正和矫正后QAM信号星座图；

图14为三种失配函数的幅频响应和相频响应示意图。

具体实施方式

本说明书中所有实施例公开的所有特征，或隐含公开的所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以以任何方式组合和/或扩展、替换。

本发明的具体实施例包括如下步骤：

根据收端IQ矫正方法的具体实施例中涉及到的不平衡初始化矫正算法的描述，再利用matlab仿真进行验证，其中主要的参数如表1所示，其系统的仿真流程如图4所示。

表1收端矫正参数设置参考表

下面根据流程进行测试：

1、发端根据训练频点范围产生M组单音信号，单音信号经过无IQ不平衡的发端进入接收机，经过IQ不平衡影响后其频谱如图5所示。为了方便观测，图中给出了[-7.5:0.4:-4.3]×10⁴的接收端频谱，其镜像分量在正频范围内体现。

2、经过测完f_r范围内全部频点后，根据函数表达式进行计算，得到的曲线如图6和7所示。

3、随后根据下式计算各个补偿函数，曲线如图8和9所示，由于本振是非频率相关的，因此其值为一个常数，这里不再画图。

PD_PHA＝PHA(f)-BB_PHA-LO_PHA (3-7)

4、随后根据各个补偿函数计算滤波器的响应曲线，其表达式如下，曲线形状如图10和11所示。Q路的BB ERROR，其滤波器时域表达式为：

经过LO ERROR的相位补偿之后我们将LO ERROR的幅度补偿和PD ERROR的幅相补偿，因为PD ERROR是针对Q路信号的，因此我们对Q路信号进行补偿，其滤波器表达式为：

经过上述方法得到参数后，根据图3校正模型对接收信号进行校正，下面分别对单音信号和QAM信号进行测试。

(一)单音信号

单音信号表示为：

x(t)＝cos(2πf₀t)+jsin(2πf₀t) (3-10)

其中f₀＝1×10⁴Hz，得到的已矫正和未矫正信号如图12所示，图中未矫正时IQ不平衡信号的镜像频率存在较大信号能量，而矫正后镜像频点基本无信号，其峰值与镜像信号的幅度差值IRR从23.2dB提升至110dB，提升了86.8dB，因此证明了本发明方法对于窄带信号的正确性。

(二)QAM信号

QAM信号波特率f₀＝1×10⁴Hz，得到的已矫正和未矫正信号星座图如图13所示，图中未矫正时IQ不平衡信号有明显的扭曲，星座图无法关于零点对称，此时EVM为6.8％，对应SNR为23.34，经过IQ校正后能看到QAM信号具有明显对称性，EVM也下降至1.3％，对应SNR为37.69，性能提升了14.35dB，因此证明了本发明方法对于宽带信号IQ不平衡矫正的正确性。

本发明可用于产生IQ不平衡的任意系统中，不限于宽带系统，窄带系统依然试用。

除以上实例以外，本领域技术人员根据上述公开内容获得启示或利用相关领域的知识或技术进行改动获得其他实施例，各个实施例的特征可以互换或替换，本领域人员所进行的改动和变化不脱离本发明的精神和范围，则都应在本发明所附权利要求的保护范围内。

本发明功能如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，在一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)以及相应的软件中执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、或者光盘等各种可以存储程序代码的介质，进行测试或者实际的数据在程序实现中存在于只读存储器(Random Access Memory，RAM)、随机存取存储器(Random Access Memory，RAM)等。

Claims (1)

1.一种收端IQ矫正方法，其特征在于，包括步骤：

S1，在接收机的频带范围内选取M个频点，M为正整数；

在步骤S1中，接收机的频带范围内选取M个偶数频点发送，每个频点间隔相同，并且正负频关于零频对称，在每一个频点发送一组单音信号；

xi(t)＝cos[2π(-MΔf/2+kΔf)t]

xq(t)＝sin[2π(-MΔf/2+kΔf)t]

上式中，xi(t)表示发端I路输出信号，k＝[0,1...M]，xq(t)表示发端Q路输出信号，Δf表示频带范围内的自定义频率分辨率；

S2，利用M个频点的响应值，构造补偿函数；

在步骤S2中，经过接收机PD端输出信号：

上式中，y_I(t)表示接收机PD端收到的I路信号，y_Q(t)表示接收机PD端收到的Q路信号，A(f)表示锁相环增益不平衡函数，θ(f)表示接收机PD端相位不平衡函数，t表示时间，j是复数表示；

设：

y(t)＝xi(t)+xq(t)

此时，分别对I路和Q路进行FFT变换，其kΔf频点幅度为：

Y_I(kΔf)＝0.25Y(kΔf)

Y_q(kΔf)＝0.25Y(kΔf)A(kΔf)exp(jθ(kΔf))

从而得出：

上式中，Y(kΔf)表示原始发送信号的傅里叶变换函数，Y_q(kΔf)表示接收机PD端后Q路信号的傅里叶变换函数，Y_I(kΔf)表示接收机PD端后I路傅里叶变换函数，PD_error(kΔf)表示接收机PD端的傅里叶变换误差函数；

随后该信号经过本振LO进行下变频，由于本振泄露，得到的输出如下：

I路输出：

Q路输出：

其中：

G(f)＝g×A(f)exp[jθ(f)t]

上式中，y'_I表示经本振下变频后输出的I路信号，ω_LO表示本振角频率，y'_q表示经本振下变频后输出的Q路信号，G(f)表示接收机PD端与本振泄漏引入的IQ不平衡，ψ表示本振泄漏引入的IQ相位不平衡，x^*(t)表示发端信号的共轭信号；

在步骤S2中，经过低通滤波器h_I(t)和放大器后I路输出y″_I为：

经低通滤波器h_Q(t)和放大器后Q路输出y″_Q：

则输出表示为：

z(t)＝y″_I+y″_Q＝U₁(t)x(t)+U₂(t)x^*(t)

其中：

上式中，z(t)表示I路和Q路，U₁(t)和U₂(t)由上述表达式表示，x(t)表示发端发送原始信号，U₁、U₂均为自定义符号；

此时分别对I路和Q路进行FFT变换，其kΔf频点幅度为：

其中，Z_I(kΔf)表示I路傅里叶变换函数，H_I(kΔf)表示I路滤波器频域响应特性函数，Z_Q(kΔf)表示Q路傅里叶变换函数，H_Q(kΔf)表示Q路滤波器频域响应特性函数，G(kΔf)表示锁相环与本振泄漏引入的IQ不平衡频域响应特性函数；

根据上式，构造补偿函数MAG(f)：

其中，MAG(f)表示自行命名的构造补偿函数，上面两式相除的结果；

设计：

其中，BB_MAG(f)表示自行命名的构造补偿函数，MAG(+f)表征正频信号的MAG值，MAG(-f)表征关于正频对称的负频信号的MAG值；

对应射频信号通道失配PD ERROR的幅频响应函数为：

构造相位补偿函数：

其中Z_{Q_I}(kΔf)表示收端Q信号的实部，Z_{Q_Q}(kΔf)表征收端Q信号的虚部；PHA(f)表示自行命名的构造补偿函数，angle表示求角度；

构造补偿函数LO_PHA：

构造补偿函数BB_PHA：

则射频信号通道失配PD ERROR的相频响应函数PD_PHA为：

PD_PHA＝PHA(f)-BB_PHA-LO_PHA；

S3，利用构造的补偿函数，对接收信号进行校正；

在步骤S3中，将构造的补偿函数BB_MAG(f)、BB_PHA(f)、LO_PHA，用于补偿Q路的模拟基带信号通道失配BB ERROR，其滤波器时域表达式为：

其中，QFIR表示自行构造函数，ifft反傅里叶变换标识符；

在步骤S3中，在经过模拟基带信号通道失配BB ERROR补偿之后，进行本振补偿；在本振补偿中，首先进行相位补偿，得到补偿方式如下，通过该方式能够去除Q路信号的I路分量：

Q＝Q+I×tan(LO_PHA)

其中，Q表示Q路信号，I表示I路信号；

经过I/Q本振信号失配LO ERROR的相位补偿之后，将I/Q本振信号失配LO ERROR的幅度补偿和射频信号通道失配PD ERROR的幅相补偿，对Q路信号进行补偿，其滤波器表达式为：

其中，CFIR表示自行构造函数，ifft表示反傅里叶变换标识符。

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