CN1992688A - 一种无线收发器系统中i/q幅度不平衡调整方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种无线收发器系统中I/Q幅度不平衡调整方法，通过校准信号发生器产生一个调制波基频信号，该信号通过接收机通道后恢复出调制基频信号，并分别在I通道、Q通道获得具有不同幅度特性的接收机I通道信号、接收机Q通道信号；通过接收机I/Q通道选择器截取上述接收机I通道信号、接收机Q通道信号，在交替时钟信号T1的控制下交替进入相敏检测器，将相敏检测器中本振信号与交替进入的调制波基频信号实现单边带乘法，提取出幅度信息，在交替时钟信号T1与复位信号T2共同控制下，上述提取出幅度信息在积分器中保持I/Q交替并且反相积分，从而提取出I/Q通道幅度偏差的符号信息；对提取的通道幅度偏差的符号信息进行增益平衡处理，该处理过程给出相应控制字，直到通道幅度偏差的符号信息的符号发生相反变化，即完成了一次I/Q幅度不平衡调整。

Description

一种无线收发器系统中I/Q幅度不平衡调整方法

技术领域

本发明涉及一种无线收发器系统中I/Q幅度不平衡调整方法，本发明还涉及实现该方法的装置。

背景技术

在无线收发器接收机设计中，可能由于下面的原因导致I/Q幅度不平衡：1)接收解调器的负载误差；2)接收解调器及后续的自动增益控制(AGC)，低通滤波器(LPF)等版图不对称，从而产生诸如I/Q偏置电流差异，跨导(G_m)偏差等；3)其他可能的工艺偏差或失配等。然而在实际系统中，对接收机系统的误差向量幅度(EVM)都有比较严格的要求。为了达到系统要求的EVM值，必须在以下两个方面折中，一是接收机混频器本振端口采用的实际正交本振信号的相位偏差Δθ；二是接收机混频器及其后续的处理电路，如AGC，LPF等造成的I/Q幅度不平衡(ΔA)。

围绕着这两个因素，国内外科技工作者做了大量的努力，提出了众多的解决方案，比如：为了减小Δθ，接收机本振采用正交驱动的方式，即实际压控振荡器(VCO)由两个相互驱动的VCO组成。这种方式可以得到两对正交性能相当好的本振，如Δθ＜0.5°，但是由于有两个VCO，版图面积相对大很多，在成本压力相当大的情况下一般不采用。通常情况下，正交本振信号一般都通过差分VCO输出除2的方式得到两个正交本振信号，由于有除2，所以VCO的输出是输出本振的2倍，由于振荡频率高，可以获得较小的版图面积。这种方式产生的输出信号的正交性能往往取决于除2电路及后续缓冲电路的版图对称情况，经过精心设计版图，可以将Δθ控制在Δθ＝1°左右。

Δθ＝1°在某些场合下也是很大的误差，为了获得要求的EVM，对ΔA同样提出了很高的要求，特别是在Δθ较大的情况下对ΔA的要求就更苛刻。从当前可以查到的文献资料看，对ΔA的校准大都采用数字信号处理的方法。这种方法首先需要一对高速模/数转换器(ADC)将模拟信号转换为数字信号，再通过数字算法首先提取采样信号的幅度信息，得到I路与Q路的幅度偏差信息，并依据此信息控制I，Q两路的增益以达到一定控制精度的ΔA。这种方法的控制精度可以做得很高，但是也有如下几个缺点：一是校准机构，特别是算法相当复杂；二是由于是两个独立的ADC分别取样I路和Q路信号，存在量化误差并可能在I路与Q路存在不同的量化误差，从而人为的引入I/Q幅度偏差；三是由于不存在校准信号发生器(CSG)信号，若想仅依赖接收天线信号，该算法势必要采用盲均衡算法，为了得到I/Q幅度偏差信息，需要从大量实际数据中提取幅度信息，某些时候更是要在采样较长时间序列信号的基础上，采用离散傅立叶变换(DFT)才能顺利提取，从而使得算法更加复杂，并且耗时变长，因为为了得到高精度的幅度信息，往往需要采样足够长时间的I/Q信号，时间越长，精度越高。

另外，也有一些厂家采取与基带处理芯片配合的方式来解决，比如在I/Q幅度不平衡调整期间内，基带处理器发射已知幅度信息的所谓的训练码序列，该序列被接收机接收后检出其幅度信息，并与已知幅度信息比较，从而达到校准I/Q幅度不平衡的目的。这种方式的实质是将上述的方法所需要的部件交给基带处理器，由于基带处理器本身就有那些模块，所以整体上并不增加成本，具有设计简单的优点，但需要基带处理器的配合，而且也存在如下几个方面的不足：一是当处于调整模式时，需要将射频收发器置于发射、接收同时开启的状态，从而对射频收发器提出了较高的要求，因为两者同时开启的时候，发射机对接收机是一个相当大的干扰源，不利于接收机工作，而且此时功耗相当大；二是这种特殊的工作模式，实际上同时考量了发射机与接收机的综合I/Q幅度不平衡特性，对只调接收机的I/Q不平衡带来不小的误差；三是这种方式要求接收机的I/Q两路的AGC控制分别控制，并且需要达到相当高的控制精度，在某些时候将会是一个麻烦及多余的功耗和版图面积。

本发明正是在现有文献的基础上，在复杂程度，算法耗时，控制精度，版图面积等诸方面的折中考虑基础上，提出了本发明。

发明内容

本发明的目的是提供一种无线收发器系统中I/Q幅度不平衡调整方法，既能快速可靠的实现I/Q不平衡的调整，同时也能达到相当高的调整精度和可以接受的版图面积。本发明的另一个目的在于提供实现该方法的装置。

本发明的目的通过以下的技术方案实现：一种无线收发器系统中I/Q幅度不平衡调整方法，包括以下处理步骤：

(1)通过校准信号发生器产生一个与实际系统信号具有相同主要特征的调制波基频信号，该调制波信号通过接收机通道后恢复出调制基频信号，并分别在I通道、Q通道获得具有不同幅度特性的接收机I通道信号(RXI)、接收机Q通道信号(RXQ)；

(2)通过接收机I/Q通道(RXI/Q)选择器截取上述RXI、RXQ信号，在交替时钟信号T1的控制下交替进入相敏检测器，将相敏检测器中本振信号与交替进入的调制波基频信号实现单边带乘法，提取出幅度信息，一般地，要求进入相敏检测器的调制波基频信号与本振信号频率一致，即N1＝N5，其中N1、N5分别表示调制波基频信号与本振信号跟同一参考频率源的分频比例因子；

(3)在交替时钟信号T1与复位信号T2共同控制下，上述提取出幅度信息在积分器中保持I/Q交替并且反相积分，从而提取出I/Q通道幅度偏差的符号信息sgn{Error(k)}；

(4)对提取的通道幅度偏差的符号信息进行增益平衡处理，该处理过程给出相应控制字，直到通道幅度偏差的符号信息的符号发生相反变化，即完成了一次I/Q幅度不平衡调整。

本发明采用片内集成设计的校准信号发生器(CSG)，该信号为单频调制信号，必须根据系统设计的要求，保证信号对外泄漏低于系统最大允许泄漏要求；保证调制信号居于基带处理带宽内的中间位置附近。

本发明相敏检测器在交替时钟信号T1控制下，灵活地选择参加乘法运算的I通道或Q通道信号，由于CSG信号直接接入到接收机通道，使得参加乘法的双方具有相同的频率，但可能具有不同的延时与幅度，对校准信号发生器中产生调制波基频信号进行延时校准处理，采用N分频器，将π平分为N等份，从而保证基频信号与通过接收机后的信号保持最大不超过π/N的相位偏差。所述的交替时钟信号T1的占空比保持在50％。

本发明在相同交替时钟信号T1及复位时钟信号T2的作用下，积分的I通道或Q通道保持反向积分，从而一方面很好的解决了I和Q路幅度不平衡受到校准电路进一步恶化的可能；另一方面有效避免了校准电路产生的直流偏移对积分器的影响，其中T2保持50％的占空比，要求T1与T2的周期按照ΔT2＝m·ΔT1，其中ΔT1及ΔT2分别表示T1(t)与T2(t)的周期，m为大于零的偶数。

增益平衡处理的过程为根据积分器给出的I/Q不同偏差符号A，按照一阶梯度算法，给出的控制基带I/Q增益的控制字W，使得I或Q的幅度朝一个方向变化，当达到I/Q幅度偏差符号与首次给增益平衡算法模块的幅度偏差符号A发生相反变化即-A时，终止该算法，并保持最后的控制字W。

实现无线收发器系统中I/Q幅度不平衡调整方法的装置，包括：

用于产生一个与实际系统信号具有相同主要特征的调制波基频信号的校准信号发生器；用于交替选择I通道或Q通道中输出的RXI、RXQ信号的I/Q通道选择器；用于提取I/Q通道输出信号幅度信息的相敏检测器；用于提取出I/Q通道幅度偏差符号信息的积分器；用于对上述各个组成部分提供各种时钟脉冲的时钟信号发生器；用于对幅度偏差符号信息进行增益平衡算法增益平衡处理模块。

所述相敏检测器包括基于参考时钟的相敏检测本振信号及其相位控制电路、相敏检测电路和两个增益控制电路；输入的基带信号经增益控制电路输出与产生的本振信号在相敏检测电路中交替做乘法运算后输出幅度信息信号。

所述积分器包括可变极性积分电路和过零比较电路；输入的幅度信息信号通过可变极性积分电路保留其低频信号部分，同时在可变极性积分电路中做反相积分运算，其结果通过过零比较器检查积分结果是否过零并输出幅度偏差符号信息信号。

所述校准信号发生器包括上混频器、两个本振缓冲器、校准信号输出驱动器；高频本振信号经两个本振缓冲器整形输入到上混频器与基带信号上混频变换，再经输出驱动器输出。

概括起来，本发明具有如下突出优点：

(1)本发明成功地避免了由于工艺偏差、版图误差及失配等因素造成本发明在实施线路中产生的直流偏移对性能的影响；

(2)利用结构简单的仅一级增益控制级，调整接收机中多级增益控制级，不仅使本发明的最终调整成为可能，而且由于经过精心设计的一级增益控制级可以达到的增益误差，特别是I/Q增益误差都非常小，从而使得本发明的控制精度小于0.1dB；

(3)本发明的结构简单，大部分电路设计都采用了互补金属氧化半导体(CMOS)晶体管，所以功耗及最终的版图面积都很小，非常适合比如对功耗要求非常苛刻的便携式产品，在成本竞争非常激烈，对版图面积相当苛刻的其他产品中运用；

(4)本发明内嵌数字算法，勿需基带芯片的参与，该算法非常简单，用普通的数字单元即可完成，勿需诸如DFT这样的算法，或者其他非常复杂的数字处理算法及结构，如数字滤波器，均衡器等；

(5)本发明工作时不必让收发信机的发射机工作，仅需接收机及本发明共同工作即可，好处在于一是不必消耗发射机与接收机共同工作时的大功耗；二是由于本发明部分工作于小信号功率状态，对接收机的工作影响可以忽略。

附图说明

图1为本发明原理框图；

图2为本发明接收处理部分的原理框图；

图3为本发明增益平衡算法流程图；

图4为本发明电路原理图；

图5为本发明CSG部分集成模块功能原理图；

图6为本发明接收处理部分集成模块功能原理图；

图7为本发明参考信号产生及输出控制原理图。

具体实施方式

本发明方法按以下步骤处理：

(1)通过校准信号发生器产生一个与实际系统信号具有相同主要特征的调制波基频信号，该调制波信号通过接收机通道后恢复出调制基频信号，并分别在I通道、Q通道获得具有不同幅度特性的RXI、RXQ信号；采用片内集成特殊设计的校准信号发生器CSG，该信号为单频调制信号，必须根据系统设计的要求，保证信号对外泄漏低于系统最大允许泄漏要求；保证调制信号居于基带处理带宽内的中间位置附近；

(2)通过接收机I/Q通道(RXI/Q)选择器截取上述RXI、RXQ信号在交替时钟信号T1的控制下交替进入相敏检测器，交替时钟信号T1的占空比保持50％。将相敏检测器中本振信号与交替进入的调制波基频信号实现单边带乘法，提取出幅度信息，一般地，要求进入相敏检测器的调制波基频信号与本振信号频率一致，即N1＝N5，其中N1、N5分别表示调制波基频信号与本振信号跟同一参考频率源的分频比例因子，相敏检测器在交替时钟信号T1(t)控制下，灵活地选择参加乘法运算的I通道或Q通道信号，由于CSG信号直接接入到接收机通道，使得参加乘法的双方具有相同的频率，但可能具有不同的延时与幅度，幅度信息是我们需要的，延时的差异必须限制在很小的范围，以免对幅度信息的判断产生不必要的误差，为此，本发明采用对校准信号发生器中产生调制波基频信号进行延时校准处理来解决，方法是采用N分频器，将π平分为N等份，从而保证基频信号与通过接收机后的信号保持最大不超过π/N的相位偏差；

(3)相同交替时钟信号T1(t)及复位时钟信号T2(t)的作用下，积分的I通道或Q通道保持反向积分，从而一方面很好的解决了I和Q路幅度不平衡受到校准电路进一步恶化的可能；另一方面有效避免了校准电路产生的直流偏移对积分器的影响，其中T2(t)保持50％的占空比，要求T1(t)与T2(t)的周期按照ΔT2＝m·ΔT1，其中ΔT1及ΔT2分别表示T1(t)与T2(t)的周期，m为大于零的偶数。在交替时钟信号T1与复位信号T2共同控制下，上述提取出幅度信息在积分器中保持I/Q交替并且反相积分，从而提取出I/Q通道幅度偏差的符号信息sgn{Error(k)}；

(4)对提取的通道幅度偏差的符号信息进行增益平衡处理，该处理过程给出相应控制字，直到通道幅度偏差的符号信息的符号发生相反变化，即完成了一次I/Q幅度不平衡调整。

图1所示的I/Q不平衡调整系统可以工作于在非接收状态调整接收机I/Q幅度平衡性(双工器置于发射状态)，但本发明仅限于在开机时做一次。为了测得合适的RXI及RXQ，CSG应该保持适当的功率范围，这需要系统参数来决定，经过图2所示的接收处理后，可以得到如下两种情况的误差信号，即

                    [Det_I-I，Det_Q-Q]

或者

                    [Det_Q-I，Det_I-Q]

根据相对相位路径偏差，选择上述两个误差信号之一来利用一阶梯度算法调整或者I路或者Q路的增益。设在k次通过过零检测器得到的数字误差信号为

            Error_Balance(k)＝Det_I-I-Det_Q-Q

或者

            Error_Balance(k)＝Det_I-Q+Det_Q-I

同样上述2式的选择需要视实际CSG信号的相对路径偏差而定。

增益平衡算法是一个一阶梯度算法，如图3所示。

该控制算法给出：

    Gain_Balance_Control(k)＝Gain_Balance_Control(k-1)

                     +Gain_Loop*sgn[Error_Balance(k-1)]

其中Gain_Balance_Control(k)是第k次调整的增益控制字；Gain_Loop是每次变换的步长，一般是一步；sgn[Error_Balance(k)]表示第k次测试的误差信号符号，当该信号为负时，实际上表示与上式相反的调整，即如果上式是针对I路的调整公式，当sgn[Error_Balance(k)]为负时，表示I路的调整不变，而Q路调整系数增加一个Gain_Loop，反之亦然。

下面具体阐述算法：

设CSG输出的单音信号为

S_p(t)＝Acos(2π(f_p+f_LO)t)

其中A是信号幅度；f_p是调制信号频率；f_LO是射频本振频率。S_p(t)直接或者间接馈入低噪声放大器(LNA)，通过接收机处理后，输出为

                RXI(t)＝G_Icos(2πf_pt+φ)+η_I(t)

                RXQ(t)＝G_Qsin(2πf_pt+φ)-η_Q(t)

其中G_I及G_Q分别代表I路和Q路的增益；

η_I(t)及η_Q(t)分别代表I通道和Q通道上的噪声及干扰；

φ是信号流经I路及Q路的相位偏差，一般该值在I路及Q路上没什么区别，或者是足以忽略不计的极小差异，所以设为恒定的相位偏差。

注意到相敏检测器(PSD)的本振端信号频率与f_p相同，而积分器(INT)表现为低通特性，即下式乘法运算的2倍频将被忽略不计，则INT的输出端信号为

对I路：

Det_I-I＝[G_Icos(2πf_pt+φ)+η_I(t)][cos(2πf_pt+ρ)]＝B*G_Icos(ψ)+dc_I-I+noise

或者

Det_I-Q＝[G_Icos(2πf_pt+φ)+η_I(t)][sin(2πf_pt+ρ)]＝-B*G_Icos(ψ)+dc_I-Q+noise

对Q路：

Det_Q-I＝[G_Qcos(2πf_pt+φ)+η_I(t)][cos(2πf_pt+ρ)]＝B*G_Qcos(ψ)+dc_Q-I+noise

或者

Det_Q-Q＝[G_Qcos(2πf_pt+φ)+η_I(t)][sin(2πf_pt+ρ)]＝-B*G_Qcos(ψ)+dc_Q-Q+noise

其中ρ表示PSD本振端口的相位；而ψ＝φ-ρ表示接收信号与PSD本振端信号的相位差，该误差到底多大需要取决于实际电路版图的情况而定，同时该值也决定了算法采用的误差对[Det_I-I，Det_Q-Q]或者[Det_I-Q，Det_Q-I]

为了解决上述方程式的选择问题，实际上由于本发明同时包含一个多相位本振选择模块IQ_LO_block，使用时采用上述任何一种误差对都可以通过IQ_LO_block找到合适的相位控制偏差。注意到上式均存在直流偏移项，该直流偏移项在PSD版图后，由于其非严格对称性，极有可能存在，但它只影响直流偏置。本发明同时指出，由于PSD是由一个单边带乘法器构成，在RXI/RXQ选择开关的作用下，I路与Q路信号通过相同的乘法器，将产生同样的直流偏移量，即dc_I-Q＝dc_Q-I或者dc_I-I＝dc_Q-Q；当上述信号馈入INT时由于INT始终保持I/Q反相积分，在与RXI/RXQ选择开关相同控制开关作用下，该直流信号最终在INT输出端消失。

本发明装置实施例采用的工艺技术是美国捷智半导体代工厂的锗硅0.18μm双极互补金属氧化半导体(BiCMOS)工艺库。针对宽带码分多址移动通信系统(3GPP WCDMA)系统，实施目标是I/Q不平衡小于0.2dB。附图4是本发明电路原理图，由三个主要模块组成，即IQ_pilot_gen为CSG部分；IQ_gain_unba_top为本发明接收处理部分；IQdelta_dig4sim为数字增益平衡算法及时钟发生器部分，所有的工作时钟及信号源都来源于此。工作时IQdelta_dig4sim需要将IQcal_on及IQdelta_on置为高电平，并将初始AGC控制位归零，此时IQ_pilot_gen及IQ_gain_unba_top都上电开始工作，在控制信号线ref_1024及ref_8192的作用下，IQ_gain_unba_top里面的PSD交替工作，并保持在INT中反相积分，比较器给出信号comp_IQ给IQdelta_dig4sim；IQdelta_dig4sim按照comp_IQ为高调Q路AGC控制位加1，而comp_IQ为低则调I路AGC控制位加1，如此反复直到comp_IQ发生极性变化为止。当校正结束后，IQdelta_dig4sim将IQcal_on置为低及将IQdelta_on置为高，从而将IQ_pilot_gen关掉，IQ_gain_unba_top中大部分线路都关掉而只保留AGC部分维持上电状态，至此I/Q不平衡调整就结束了。表1列出了附图4的所有端口及其含义。

表1附图4的所有端口及其含义表

端口名称	含义及功能	类别
			reset	复位端	输入
ref	参考信号输入端	输入
			phase_control<2:0>	相位选择开关	输入
I_inp	I路基带信号输入p端信号	输入
			I_inn	I路基带信号输入n端信号	输入
Q_inp	Q路基带信号输入p端信号	输入
			Q_inn	Q路基带信号输入n端信号	输入
I_outp	I路基带信号输出p端信号	输出
			I_outn	I路基带信号输出n端信号	输出
Q_outp	Q路基带信号输出p端信号	输出
			Q_outn	Q路基带信号输出n端信号	输出
LO_0	本振信号0度信号输入端	输入
			LO_180	本振信号180度信号输入端	输入
LO_90	本振信号90度信号输入端	输入
			LO_270	本振信号270度信号输入端	输入
pilot_outp	CSG信号输出p端信号	输出
			pilot_outn	CSG信号输出n端信号	输出

下面分模块介绍线路及算法内容。

CSG模块包括：上混频器(IQ_Mixer)，两个本振缓冲器(LO_buffer_pilot)，CSG输出驱动器(IQ_out_pilot)。CSG的目的是为了获得一个在片的模拟射频信号，根据系统要求的不同，设计CSG时需要考虑如下四个原则，即一、CSG信号由于需要直接或者间接的输入到接收机的低噪放(LNA)输入端，CSG号与外面无线电波的信号通道是并联的，所以CSG将会泄漏到天线，一般系统对该泄漏信号强度都有明确的规定，所以CSG信号的强度需要设计在该要求之下；二、调制信号的选择原则，该CSG信号是一个单频调制信号，选择调制信号的多少对控制精度也有一定的影响，通常情况下，接收机混频器后接有LPF，CSG调制频率应选择处于该LPF最平坦的区域为宜，即滤波器角频率的中间位置，以便真实的反应I/Q幅度的偏差；三、由于CSG一般只在开机的时候工作一次，而在开机以后整个CSG就被关掉，为了节省版图面积，有必要按最简单的原则设计线路；四、当CSG关掉后，不应该影响接收机的工作状态，这有两个地方在设计线路与版图设计时需要注意，一是与LNA的输入端的隔离，当CSG掉电后，不要影响LNA的输入端特性；二是CSG的射频调制本振，该本振与接收机本振一般来源都是一样的，所以当CSG掉电后，同样不能影响接收机混频器的工作状态。在本实施例中，CSG的功率限制在-55dBm，这是根据泄漏系统要求及双工器的隔离性能来确定的。附图5的CSG部分工作时，高频本振信号LO_0，LO_180；LO_90，LO_270通过两个本振缓冲器LO_buffer_pilot整形至合适的波形输入到单边带上变频器IQ_mixer与基带信号bbip，bbin；bbqp，bbqn完成上变频变换，其输出通过缓冲器IQ_out_buffer输出。表2列出了该CSG的所有端口定义及功能描述。

表2附图5的所有端口及其含义表

端口名称	含义及功能	类别
			IQcal_on	使能端	输入
bbip	I路基带信号输入p端信号	输入
			bbin	I路基带信号输入n端信号	输入

bbqp	Q路基带信号输入p端信号	输入
			bbqn	Q路基带信号输入n端信号	输入
LO_0	本振信号0度信号输入端	输入
			LO_180	本振信号180度信号输入端	输入
LO_90	本振信号90度信号输入端	输入
			LO_270	本振信号270度信号输入端	输入
pilot_outp	CSG信号输出p端信号	输出
			pilot_outn	CSG信号输出n端信号	输出

I/Q不平衡处理电路包括：基于参考时钟的PSD本振信号及其相位控制电路(IQ_LO_block)，PSD电路(IQ_imba_PSD)，可变极性积分器(IQ_INT)，过零比较器(comparator_CMOS)，两个高控制精度的AGC(AGC_small)组成。该AGC由3比特位控制，最小步长为0.18dB，控制范围为0～1.26dB。I/Q不平衡处理电路，如附图6所示，工作时，基带信号经AGC_small的输出端信号I_outp，I_outn；Q_outp，Q_outn与从IQ_LO_block产生的与之相同频率，两者相位误差较小的信号在IQ_imba_PSD中按div_1024的时序I/Q交替做乘法运算，该PSD输出信号通过IQ_INT只保留其低频信号部分，同时在IQ_INT中按照div_8192的时序做反相积分运算，其结果通过过零比较器comparator_CMOS检查积分结果是否过零，其结果通过反相器输出信号comp_IQ给数字控制单元IQdelta_dig4sim。其中IQ_LO_block提供时钟信号以及时钟的相位控制。如附图6所示的I/Q不平衡处理电路的工作状态受控制信号IQcal_on及deltaIQ_on的控制，当IQcal_on及deltaIQ_on均设为高时是上述的调整工作状态；当调整完成后设置IQcal_on为低而deltaIQ_on置为高则表示其中除开AGC_small上电外其余都关掉的完成模式；当IQcal_on及deltaIQ_on均为低时表示所有电路均掉电，而且AGC_small也工作于旁通模式，其余的状态即IQcal_on为高而deltaIQ_on置为低为禁止状态。表3列出了该I/Q不平衡处理电路附图6的所有端口定义及功能描述。

表3附图6的所有端口及其含义表

端口名称	含义及功能	类别
			reset	复位端	输入
div8	参考信号输入端	输入
			phase_con<2:0>	相位选择开关	输入
div1024	通过1024分频的输入信号	输入
			div8192	通过8192分频的输入信号	输入
delta_I<2:0>	I路AGC_small控制信号	输入
			delta_Q<2:0>	Q路AGC_small控制信号	输入
IA_TX	本振信号0度信号输出端	输出
			IB_TX	本振信号180度信号输出端	输出
QA_TX	本振信号90度信号输出端	输出
			QB_TX	本振信号270度信号输出端	输出
I_inp	I路基带信号输入p端信号	输入
			I_inn	I路基带信号输入n端信号	输入
Q_inp	Q路基带信号输入p端信号	输入
			Q_inn	Q路基带信号输入n端信号	输入
I_outp	I路基带信号输出p端信号	输出
			I_outn	I路基带信号输出n端信号	输出
Q_outp	Q路基带信号输出p端信号	输出
			Q_outn	Q路基带信号输出n端信号	输出
IQcal_on	IQ不平衡调整线路使能	输入
			deltaIQ_on	IQ不平衡调整结果保持	输入
comp_IQ	比较结果输出信号	输出

为了保证接收的I/Q信号与本地产生的信号具有足够小的相位误差，IQ_LO_block提供小于π/N的相位偏差，当N足够大时，I/Q信号与本地产生的信号就具有足够小的相位误差，从而保证所提取的幅度信息具备足够高的精度。IQ_LO_block选择N＝4的线路见附图7。其中IQ_imba_div4将输入的单端信号flo_in 4分频后输出Q_0，Q_180；Q_45，Q_225；Q_90，Q_270；Q_135，Q_315，并通过两个相同的相位选择单元IQ_phase_select选择I_0，I_180；I_90，I_270，这些信号通过复用器IQ_imba_mux输出RX_0，RX_180；RX_90，RX_270；而IQ_TX_LObuf则固定为Q_0，Q_180；Q_90，Q_270的缓冲输出TX_0，TX_180；TX_90，TX_270。表4列出了该IQ_LO_block电路附图7的所有端口定义及功能描述；表5列出了相位控制编码。

表4附图7的所有端口及其含义表

端口名称	含义及功能	类别
			rst	复位端	输入
flo_in	参考信号输入端	输入
			phase_con<2:0>	相位选择开关第2-0位	输入
IQcal_on	上电控制	输入
			RX_0	本振信号0度信号输出端	输出
RX_180	本振信号180度信号输出端	输出
			RX_90	本振信号90度信号输出端	输出
RX_270	本振信号270度信号输出端	输出
			TX_0	本振信号0度信号输出端	输出
TX_180	本振信号180度信号输出端	输出
			TX_90	本振信号90度信号输出端	输出
TX_270	本振信号270度信号输出端	输出

表5相位控制编码

s2	s1	s0	RX_0	RX_180	RX_90	RX_270
							0	0	0	0	180	90	270
0	0	1	45	225	135	315
							0	1	0	90	270	180	0
0	1	1	135	315	225	45
							1	0	0	180	0	270	90
1	0	1	225	45	315	135
							1	1	0	270	90	0	180
1	1	1	315	135	45	225

增益平衡算法部分为IQdelta_dig4sim，该部分采用verilog语言编程而得。附图3是编程流程图。IQdelta_dig4sim部分包括一个实现I/Q幅度不平衡调整的一阶梯度算法；需要的不同控制时钟信号的产生；以及控制位的设置，如表1到表5的IQcal_on，deltaIQ_on，delta_I<2:0>，delta_Q<2:0>，phase_control<2:0>等。

Claims (10)

1、一种无线收发器系统中I/Q幅度不平衡调整方法，其特征在于包括以下处理步骤：

(1)通过校准信号发生器产生一个与实际系统信号具有相同主要特征的调制波基频信号，该调制波信号通过接收机通道后恢复出调制基频信号，并分别在I通道、Q通道获得具有不同幅度特性的接收机I通道信号、接收机Q通道信号；

(2)通过接收机I/Q通道选择器截取上述I通道信号或Q通道信号，在交替时钟信号T1的控制下交替进入相敏检测器，将相敏检测器中本振信号与交替进入的调制波基频信号实现单边带乘法，提取出幅度信息，一般地，要求进入相敏检测器的调制波基频信号与本振信号频率一致，即N1＝N5，其中N1、N5分别表示调制波基频信号与本振信号跟同一参考频率源的分频比例因子；

(3)在交替时钟信号T1与复位信号T2共同控制下，上述提取出的幅度信息在积分器中保持I/Q交替并且反相积分，从而提取出I/Q通道幅度偏差的符号信息；

(4)对提取出的I/Q通道幅度偏差符号信息进行增益平衡处理，该处理过程给出相应控制字，直到通道幅度偏差的符号信息的符号发生相反变化，即完成了一次I/Q幅度不平衡调整。

2、根据权利要求1所述的无线收发器系统中I/Q幅度不平衡调整方法，其特征在于该信号为单频调制信号，该信号对外泄漏低于系统最大允许泄漏要求；调制信号居于基带处理带宽的中间位置附近。

3、根据权利要求1所述的无线收发器系统中I/Q幅度不平衡调整方法，其特征在于所述的交替时钟信号T1的占空比保持在50％。

4、根据权利要求1所述的无线收发器系统中I/Q幅度不平衡调整方法，其特征在于对校准信号发生器中产生的调制波基频信号进行延时校准处理，采用N分频器，将π平分为N等份，从而保证基频信号与通过接收机后的信号保持最大不超过π/N的相位偏差。

5、根据权利要求1所述的无线收发器系统中I/Q幅度不平衡调整方法，其特征在于所述复位时钟信号T2保持50％的占空比，交替时钟信号T1与复位时钟信号T2的周期按照ΔT2＝m·ΔT1，其中ΔT1及ΔT2分别表示T1与T2的周期，m为大于零的偶数。

6、根据权利要求1所述的无线收发器系统中I/Q幅度不平衡调整方法，其特征在于增益平衡处理的过程为根据积分器给出的I/Q不同偏差符号A，按照一阶梯度算法，给出的控制基带I/Q增益的控制字W，使得I或Q的幅度朝一个方向变化，当达到I/Q幅度偏差符号与首次给增益平衡算法模块的幅度偏差符号A发生相反变化即-A时，终止该算法，并保持最后的控制字W。

7、权利要求1所述的无线收发器系统中I/Q幅度不平衡调整装置，其特征在于其特征在于包括：

用于产生一个与实际系统信号具有相同主要特征的调制波基频信号的校准信号发生器；

用于交替选择截取I通道或Q通道中输出信号的I/Q通道选择器；

用于提取I/Q通道输出信号幅度信息的相敏检测器；

用于提取出I/Q通道幅度偏差符号信息的积分器；

用于对上述各个组成部分提供各种时钟脉冲的时钟信号发生器；

用于对幅度偏差符号信息进行增益平衡算法增益平衡处理模块。

8、根据权利要求7所述的无线收发器系统中I/Q幅度不平衡调整装置，其特征在于所述相敏检测器包括基于参考时钟的相敏检测本振信号及其相位控制电路、相敏检测电路和两个增益控制电路；输入的基带信号经增益控制电路输出与产生的本振信号在相敏检测电路中交替做乘法运算后输出幅度信息信号。

9、根据权利要求7所述的无线收发器系统中I/Q幅度不平衡调整装置，其特征在于所述积分器包括可变极性积分电路和过零比较电路；输入的幅度信息信号通过可变极性积分电路保留其低频信号部分，同时在可变极性积分电路中做反相积分运算，其结果通过过零比较器检查积分结果是否过零并输出幅度偏差符号信息信号。

10、根据权利要求7所述的无线收发器系统中I/Q幅度不平衡调整装置，其特征在于所述校准信号发生器包括上混频器、两个本振缓冲器、校准信号输出驱动器；高频本振信号经两个本振缓冲器整形输入到上混频器与基带信号上混频变换，再经输出驱动器输出。

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