CN105359408B - 具有通用解调能力的对数放大器 - Google Patents

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Abstract

描述了一种对数放大器(LDA)，其包括被配置成使调制输入信号振荡的放大器、建立放大器输入和输出之间的180度相移并且维持输入信号的振荡的反馈、连接到放大器输出以使放大器在中心频率或中心频率周围谐振的并联谐振电路、以及连接到放大器输入以循环地每当检测到预定电流阈值就终止输入信号的振荡的控制器，该控制器包括被配置成生成具有重复频率的第二输出信号的低通滤波器。该LDA可以用于具有或不具有PLL和/或超外差的AM。该LDA可以被实现为混频器并且用于相位解调。该LDA可以用于相位解调。该LDA可以用于替换低噪声放大器。

Description

具有通用解调能力的对数放大器
相关申请的交叉引用
本申请要求在2013年3月15日提交的题为“Logarithmic Amplifier withUniversal Demodulation Capabilities”的美国临时申请No.61/798,521的优先权。
技术领域
本公开涉及再生选择性对数检测器放大器(LDA)。
背景技术
本公开涉及关于LDA的改进以及新型的应用。LDA在美国专利No.7,911,235中被首先描述。
本公开的LDA在电路拓扑上在某些方面与超再生接收器(SRO)相似。SRO是幅度灵敏再生器件。SRO还具有外部猝灭(quenching)和高增益。在美国专利No.1,424,065中首先描述了SRO。当用于窄带信号时，SRO典型地受到差的选择性和较高的输出噪声的困扰。当振荡器基于LC时，SRO还会温漂。SRO接收器迅速被用于主流无线电的超外差接收器所替换，因为后者具有出众的选择性和灵敏度。然而，SRO是简单的和低功率的，并且数十年来已被用于遥控系统、短程遥测和无线安全。通过使用表面声波(SAW)器件已解决了选择性和漂移限制。在21世纪的首个十年中，已出现重新将SRO用在高达GHz范围的低功率接收器以及中等至高数据速率应用的兴趣。
SRO在1MHz带宽的接收灵敏度在中等至高的范围，约为-80dBm至-90dBm。SRO的动态范围(最小至最大信号水平范围)是中等的，约为20至60dB。SRO不能固有地或以其他方式对相位调制(PM)解调。SRO不能降低噪声。SRO可以被设置在接收链中的任何位置，但是会损失接收灵敏度，除非靠前设置。SRO被外部猝灭(或同步)。SRO的放大模式是幅度灵敏再生。电路拓扑通常基于Colpitt振荡器。SRO的增益是高的。
本公开还具有与DC或基带对数放大器的某些相似性，DC或基带对数放大器旨在提供宽动态范围上的对数放大。基带对数放大器基于多个Gilbert单元，并且典型地在中等至大的动态范围上在低至高的频率提供良好的线性。更简单的对数放大器(例如，DC对数放大器)基于晶体管的对数电流相对于电压的传输特性，并且专注于从DC到低频的范围的应用。
1MHz带宽的对数放大器的接收灵敏度处在中等至高的范围，约为-80dBm至-90dBm。对数放大器的动态范围(最小至最大信号水平范围)是高的，约为40至90dB。对数放大器不能直接地或间接地对PM解调。对数放大器不能降低噪声。对数放大器不能用在接收链中并且不牵涉猝灭。对数放大器的放大模式是多级放大。电路拓扑典型地是多级Gilbert单元。对数放大器的增益是高的至极高的，约为30至70dB。
因此，SRO和对数放大器均没有能力固有地以高的伞裙比(skirt ratio)、极高的灵敏度和噪声抑制、极高的动态范围、出众的辨别和接收器链中的灵活设置来对相位、幅度和相位、频率以及幅度和频率进行解调且没有缺陷。
已开发了另外的方法对埋入在噪声中的弱信号进行处理，诸如取平均、选择性放大、滤波、同步检测、扩频和非线性RAMAN光学放大器。
在取平均中，在n个周期上降低噪声；然而，信号未被放大。再者，取平均需要关于基准的准确触发，并且该触发在低信号水平可能是有噪声的和成问题的。
在选择性放大和/或滤波中，放大和/或滤波依赖于频率并且是固定的，因此它们不提供频率通带中的随时间的任何改进，也不降低该通带中的噪声。如果带宽是大的，则这是成问题的。再者，选择性放大器具有有限的噪声抑制。
在同步检测中，需要锁相环(PLL)将其锁定到输入信号，该选择性意味着窄带，除非使用更复杂的方法。该方法在极低的信号水平也可能是成问题的。
在直接序列-扩频(DS-SS)中，在传送调制处理期间在宽频谱上对位(bit)进行扩频，并且最终通过有损介质传递位。接收器展开能量并且使得解调信号呈现为比噪声本底高得多(例如，具有1000的典型扩频因子的GPS)。这种方法允许克服极高的衰减，但是这种方法需要DS-SS传送器，这对于许多应用是不实际的。
在RAMAN分布式光学放大器中，可以提高信噪比(SNR)并且能够以仅最小的再生通过数百或数千公里的光纤线路输送数据，但是该解决方案限于光学应用。
发明内容
本公开涉及一种再生对数检测器放大器(LDA)，其通过添加诸如锁相环(PLL)的外部电路而具有集成幅度调制(AM)和相位调制(PM)。该LDA能够以相对于现有技术的解决方案的增加的灵敏度、干扰抑制和带宽来接收有线的或无线的AM信号、PM信号、或者AM信号和PM信号。该LDA还可以在使噪声最小的同时放大信号。该LDA利用整体硬件，当输入信号随时间达到特定幅度(阈值)时，该整体硬件在不利用外部部件的情况下通过自动重启其循环来提高AM输入信号的SNR。从而该LDA电路将AM输入转换成低中频(IF)脉冲的输出流，其中瞬时频率通过输入波(即，转移至IF带的AM)进行调制。提高该输出流作为准数字频率调制信号。在被AM调制时，通过固有对数标度进行转换并且随后输出。通过添加模拟频率-幅度转换器、峰值检测器或数字计数器、逻辑反相器和数字变标(rescaling)电路，同一频率调制输出也可以被转换到基带或者被解调(0Hz至F_max)成随时间变化的电压。
这里描述的LDA可以执行若干功能，某些功能是同时执行的，所述若干功能包括对数放大、信号再生、频率转换、噪声过滤、干扰抑制和模拟/数字幅度/相位解调。在AM模式中，输出频率与输入电压的对数成比例。通过在n次循环中降低噪声的同时对信号进行放大，作为非传统的频率变换处理的一部分，该LDA用作再生接收器和放大器。固有的对数功能将线性输入转换成对数输出，使得可以在极低输入水平进行检测，这允许约100dB的可用动态范围。该LDA可以将PM输入转码至不同的频率。该LDA能够使用可调频率来处理各种信道和电路板。该LDA接收器电路提供极高的灵敏度。该LDA是成本有效的、可升级的并且能够直接集成到IC芯片中。该LDA能够适于模拟、数字和AM解调。由于利用输入信号的LDA相位同步再生，通过添加附加电路，诸如PM的其他类型的解调也是可行的，使得LDA可用在范围广泛的实际应用中。
该LDA的应用众多。LDA技术可以集成到几乎每个电子系统中，所述电子系统将受益于更高的灵敏度、更高的动态范围、更低的功耗、更好的干扰抑制、增加的带宽、更好的SNR、更长的范围和/或更干净的放大。
附图说明
在附图通篇中可以重新使用附图标记来表示所指元件之间的对应性。提供附图用于说明这里描述的示例并且附图并非旨在限制本公开的范围。
图1是图示根据一个实施例的LDA的操作效果的信号图。
图2是进一步图示根据一个实施例的LDA的操作效果的信号图。
图3A和3B是图示根据一个实施例的输入影响LDA的输出频率的时间标度的长度的信号图。
图4是进一步图示根据一个实施例的LDA的非线性振荡和猝灭循环的信号图。
图5是图示根据一个实施例的具有集成AM解调电路的LDA的框图。
图6是图示根据一个实施例的具有集成AM/ASK/OOK解调电路和替选解调的LDA的框图。
图7和8是图示根据一个实施例的具有集成AM/ASK/OOK解调电路和替选解调配置的LDA的框图。
图9是图示根据一个实施例的具有AM解调电路的LDA的示意图。
图10是图示根据一个实施例的伪数字频率输入到数字输出脉冲流的转换的框图。
图11是图示根据一个实施例的数字脉冲流到数字等效电压样本的转换的框图。
图12是图示根据一个实施例的模拟频率-电压转换器的框图。
图13是图示根据一个实施例的模拟检测器的示意图。
图14是图示根据一个实施例的LDA的框图。
图15是图示根据一个实施例的具有替选输出的LDA的框图。
图16A和16B是图示根据一个实施例的用于匹配两个频率的解决方案的框图。
图16C和16D是图示根据一个实施例的用于匹配两个频率的解决方案的示意图。
图17是根据一个实施例的将串联支路CRLH-TL A连接到LDA和将并联CRLH-TL B连接到LNA的方式的图示。
图18是图示根据一个实施例的作为混频器的LDA的框图。
图19是图示根据一个实施例的LDA生成模拟输出或半数字输出的方式的框图。
图20是图示根据一个实施例的作为混频器的LDA的第二实施例的框图。
图21是图示根据一个实施例的作为混频器的LDA的第三实施例的框图。
图22是图示根据一个实施例的被实现为具有模拟I、Q输出的QPSK解调器的LDA混频器的框图。
图23是图示根据一个实施例的被实现为具有模拟I、Q输出的QPSK解调器的LDA混频器的框图。
图24是图示根据一个实施例的双LDA混频器的LO实现方案的变型的框图。
图25是图示作为具有替选输出的AM解调器的LDA的框图。
图26是图示根据一个实施例的具有极化调制输出的超外差AM-LDA LNA/QPSK/M-QAM解调器的框图。
图27是图示根据一个实施例的具有极化调制输出的AM-LDA LNA/QPSK直接解调器的框图。
图28是图示根据一个实施例的具有极化调制输出的另一AM-LDA LNA/QPSK直接解调器的框图。
图29是图示根据一个实施例的具有正交功分器和双PLL的AM-LDA LNA/QPSK直接解调器的框图。
图30是图示根据一个实施例的具有作为第一级的QPSK的超外差AM-LDA LNA/QPSK解调器的框图。
图31是图示根据一个实施例的具有极化调制计算输出和作为第一级的QPSK的超外差AM-LDA LNA/QPSK解调器的框图。
图32是图示根据一个实施例的具有作为第一级的QPSK和正交功分器的超外差AM-LDA LNA/QPSK解调器的框图。
图33是图示根据一个实施例的具有作为第一级的QPSK和双PLL的超外差AM-LDALNA/QPSK解调器的框图。
图34、35和36均是图示根据一个实施例的作为QPSK解调器的LDA的框图。
图37是图示替换LNA的AM-LDA的模型的示图。
图38是图示根据一个实施例的替换LNA的超外差AM-LDA的框图。
图39是图示根据一个实施例的替换LNA的AM-LDA和PLL的框图。
图40是图示根据一个实施例的用于复杂调制QPSK、n-PSK或n-NQAM的基于正交功分器、双AM-LDA和PLL的LNA的替换的框图。
图41是图示根据一个实施例的用于复杂调制QPSK、n-PSK或n-NQAM的没有输出选项的基于正交功分器、双AM-LDA和PLL的LNA的替换的框图。
图42是图示根据一个实施例的用于复杂调制QPSK、n-PSK或n-NQAM的基于作为前端的QSPK解调器以及双AM-LDA和PLL的LNA的替换的框图。
图43是图示根据一个实施例的用于复杂调制QPSK、n-PSK或n-NQAM的基于作为前端的QSPK解调器以及双AM-LDA的LNA的替换的框图。
图44是图示根据一个实施例的基于AM-LDA和包络消除恢复EER的LNA的替换的框图。
图45是图示根据一个实施例的超反差无线转发器的框图。
具体实施方式
如整体内容通过引用合并于此的美国专利No.7,911,235中描述的LDA在达到给定阈值时产生自猝灭的间歇振荡。该LDA还嵌入电路用于执行直接或间接AM或PM解调。这些因素与再生增益偏低的事实相结合，允许该LDA检测被埋入噪声的小幅度信号。该LDA对模拟或数字AM调制信号进行转换并且在宽动态范围上在中间频率产生几乎恒定幅度和准数字脉冲的队列。数字频率-电压转换器(VFC)可用于通过简单的处理将脉冲频率转换成数字电压。替选地，简单的模拟VFC或峰值检测器可用于将输入信号解调到具有音频或视频带宽的基带。该LDA实现了直接AM解调、高灵敏度和从噪声水平的信号再生、高伞裙比和准数字输出数据，而不需要自动频率控制(AFC)。
在图1中进一步示出了LDA的操作效果。假设LDA接收其频率捕获带宽内的、被白高斯输入噪声104(在图1顶部示出的短虚线)掩蔽的低水平输入信号102(在图1顶部示出的长虚线)，则LDA将对输入信号102进行再生和放大作为许多个周期中的输出信号106(在图1底部的点-点虚线)，直到达到阈值水平为止。当达到输入阈值水平时，LDA生成输出脉冲，并且重启其循环。由于高斯噪声是随机的并且与输入信号102不相关，随着再生信号106的增加，噪声108(在图1底部示出的实线)被取平均并且保持于相同的值，因此在许多个周期上没有被放大。
当针对LDA的输入信号在许多个周期中组合时(图2的实线)，如图2的短虚线所示的得到的曲线表示具有减小的随时间的抖动的经再生和放大的信号。该效果与激光相似，诸如垂直腔激光(VCSEL)，其中光子在特定波长在腔中被放大。在LDA的情况下，在谐振频率，驻波在同步放大器的帮助下随时间构造性地建立能量。在建立周期结束时，产生较高能量的放电，并且该处理重启。
说明通过缓慢建立相干能量(以及减少幅度抖动)从噪声本底进行的再生处理的另一示例如下：假设存在大的噪声空间，其中存在两个相似的机械叉，每个机械叉具有高品质因数和相同的谐振频率，并且每个机械叉位于该空间的相对侧。假设第一叉(激励源)在低的和恒定的水平击打。由于高水平的噪声，第二叉几乎不能“听到”第一叉。在某个时间之后，由于两个叉之间的弱耦合并且最终由于其缓慢的机械能量的同步建立，第二叉因其高品质因数将在音调频率以高幅度水平放大并且谐振而与空间中的噪声水平无关。这里的关键是“缓慢”，以便建立信号但是对随机噪声取平均。
在图3A和3B中进一步图示了该原理，其图示了输入影响输出频率的时间标度的长度。在这两幅图中，输入信号(包括噪声)被示出为每幅图顶部的实线并且再生输出信号被示出为每幅图中间的短虚线。输出重复率被示出为每幅图底部的长虚线。如将注意到的，当输入信号处于低水平时，LDA需要时间(t1)再生信号并且达到恒定阈值。在图3A的时间窗口中，在t1期间创建五个脉冲，而图3B示出了更高的输入信号和相应的更快的再生时间以达到阈值，导致LDA在相同的时间窗口中产生更多的脉冲(八个脉冲)。
此外，对于任何低-高输入信号，输出脉冲在幅度上几乎恒定，这明显提供了所牵涉的巨大动态范围。
考虑AM模式，LDA的输出频率与输入电压的对数成比例，其被表示为：
FOUT(t)＝F0+K*20log(VIN_RMS(t))(Hz)
或者
FOUT(t)＝F0+K*(LIN_dB(t))(Hz)
其中：
F0是最小固定频率，
K、K2是恒定值，
VIN_RMS(t)是输入信号VIN(t)的RMS值，
LIN_dB(t)是以dBm为单位的输入水平LIN(t)，以及
FOUT(t)是输出频率。
在有线系统和无线系统二者中LDA技术的增强信息输送的能力基于能够容易地转换成具有逻辑电平的数据脉冲流的输出频率的生成。该信息在于频率，而非幅度域。该方法提高了效率并且降低了长导线上的以及无线的数据通信中的噪声。
如果需要，输出频率可以转换成模拟形式或数字形式的电压调制。在该情况下，低通滤波之后的输出电压变为：
VOUT_RMS(t)＝K3*20log(VIN_RMS(t))(V)
或者
VOUT_RMS(t)＝K3*LIN_dB(t)(V)
其中：
VOUT_RMS(t)是输出电压，以及
K3,K4是恒定值。
可以在范围广泛的不同实施例中利用具有PM或AM解调电路的LDA，其包括如下非排他性的列表：
1. LDA的在IF范围中将电压调制输入信号转换成FM输出信号的能力，以及其对数解压缩的使用，在减少噪声和相对于噪声扩展弱信号的动态范围方面是特别有效的，使得LDA理想地适用于许多应用，诸如：
a.散点俯伏(splatter-prone)雷达；微信号医疗设备如超声、MRI和CAT扫描；一般的探鱼器和声呐；以及碰撞避免；
b.信号分析器、功率计和RF传送器放大器；
c.无线网络，诸如Wi-Fi；
d.基于LDA的简单的、低功耗的频率-数字转换器，作为高分辨率、快速但是昂贵的AD转换器的替换；
e.油、水和气工业中的管线计量和通信；以及
f.以LDA、PLL、数字计数器、快速时钟、数字反相器和数字定标的若干可能的配置替换昂贵的模数转换器(ADC)。
2. LDA从较弱的信号过滤随机噪声的能力向LDA提供了用于智能电话设备或蜂窝基站接收器的从噪声本底提取例如几个dB的信号的能力。为了进一步降低蜂窝电话的输出功率(改进的RF预算链路)，并且从而使它们的电池寿命和范围延长n倍，可以将LDA技术集成到移动电话中。此外，蜂窝基站可以使用LDA恢复较弱的信号。
3.由于LDA再生输入信号并且有源地降低噪声，因此LDA可以显著提高SNR比，即便被设置在放大链中的第一或第二模块之后。
4. LDA可以直接地对模拟/数字AM以及诸如ASK、OOK和PSK的其他调制解调。在某些情况下通过添加更多的电路，诸如PLL、混频器、合成器、功分器、组合器、放大器和滤波器等，LDA还可以对模拟/数字PM、正交相移键控(QPSK)和n-QAM调制解调，并且可以对更加复杂的方案诸如DS-SS(使用BPSK或QPSK)和OFDM(使用BPSK、QPSK和n-QAM)解调。在该背景下：
a.应用包括Wi-Fi、GPS、LTE以及许多其他通信方法；
b.如果在RF调制频率或其附近调谐，则LDA可以再生许多类型的低水平RF信号；
c. LDA可用于通过替换标准数字接收器的若干功能来简化无线数字接收器(通过直接数字转换从RF到低中间频率或者到基带)；以及
d.在基带微伏传感器中(例如，音频带宽20Hz-20KHz)，LDA可以用作具有数字输出的极低噪声和高辨别转换增益放大器。
5. LDA对埋入在噪声中的弱信号的高灵敏度以及针对在基带中或者已被早先调制的宽动态信号(即，弱到高)的使用，使得LDA特别好地适用于医疗工业应用，诸如超声。
现在回到LDA的描述及其基本操作，LDA可以被大致视为具有可变电导的LC电路，后者从正到负循环地变化。在负时，振荡建立，直到达到阈值水平为止，其中振荡逐渐转向零，对应于正电导循环。在图4中示出了该效果，其示出了LDA的信号响应，其中再生处理开始于点402，其中由于输入信号埋入在噪声中，因此提供最小检测。在404处非线性振荡开始建立，直到在406处达到最大再生为止，在该点处振荡转向，点408，并且振荡下降，因此信号一旦被再次埋入噪声中，开始下一猝灭循环，点410。
图5中图示了具有集成AM解调能力的LDA(AM-LDA)的示意性框图。所示电路的行为原理如下：使放大器502利用电容器504通过反馈环路振荡。放大器502可以是NPN、PNP晶体管，FET晶体管，MOS晶体管，双栅极FET晶体管等。再者，有源电路的配置可以是Darlington、共基极、共集电极、共发射极、级联、差分对等。可以使用诸如单级或多级放大器和逻辑放大器的其他类型的放大器。制造工艺可以是硅、Bi-CMOS、GaAs或可以创建放大器的任何其他工艺。
最简单的实现方案是具有从放大器502的输入到输出的180度相移以及由电容器504维持的振荡作为增益限制因子。并联谐振电路506或者通常谐振四极电路可以被添加到放大器502的输出。由于电路506的通带中的较低的衰减，使放大器在中心频率或中心频率附近谐振。AM-LDA的AC分析响应典型地具有连接到地的并联谐振器并且在频域来起来大致是钟形。
当输入信号频率被调整到LDA的钟形的中心时出现最优AM或相位解调模式。LDA趋于在其频率带宽内生成任何相干信号；因此可以在该带宽中增加功率。
AM-LDA的行为的另一重要部分是RC电路，其包括电阻器508和电容器510。当连接到放大器时，RC电路循环充电并且随着其电位增加，电阻器508两端的电压增加，使得放大器502的输出电流增加。同时，放大器502的输入偏置电流减小并且在给定的电压阈值断开放大器502并且因此停止振荡。在该点，积累到电容器510中的电荷在电阻器508中放电，并且结果，电阻器508和电容器510上的电压下降到零。猝灭循环随后重启并且由于电阻器508和电容器510上的电位低，因此放大器偏置电流趋于增加并且在小的时间段之后振荡再次建立。
用于放大器502输入的偏置511可以被设计成对放大器502进行温度补偿。例如，如果放大器502由双极型晶体管制成，则其VBE将以-2mV/度改变。如果使DC偏置电压也按-2mV/度降低，则发射极上的DC电压将保持恒定并且因此通过电阻器508的DC电流也保持恒定。
替选偏置方法是向放大器502或晶体管电路馈送经温度补偿的恒定电流。通过这样做，并且由于晶体管是电流放大器，VBE随温度的变化变得无关，并且由于集电极电流等于Beta(β)乘以基极电流，因此集电极电流也变为经温度补偿。再者，由于基极电压随时间变化，因此恒定电流偏置提供了更线性的行为。
在低通滤波之后，电阻器508和电容器510上的信号是输出重复频率并且其形状类似于图4中所示的循环振荡频率的包络。
二极管512将放大器耦接到RC电路或者电阻器508和电容器510，并且用作具有良好的RF行为的低通滤波器。二极管512在导通时(输入电压的正半周期)具有低阻抗并且在不导通时具有高阻抗(输入电压的负半周期)。对放大器502的输入弱耦接到二极管512的顶部。输入匹配是重要的并且良好的匹配可以显著提高性能，如下文将进一步讨论的那样。未示出的可选的电容器可以连接在二极管512的阴极和放大器502的偏置之间以增加耦合并且便利重复循环。
在另一实施例中，二极管512可以被替换为相对高的值的电感器，例如10μH至1mH。如果LDA振荡操作频率过高，则寄生可能不利地影响低通效果并且可以使用更理想的部件如二极管。在另一实施例中，二极管512可以被有源部件替换，诸如适当偏置的晶体管。
图6中图示了具有集成AM/ASK/OOK解调电路的LDA的另一实施例。图6基本上与图5相同，相同的元件被相同地编号，但是添加了生成替选输出604的低通滤波器602和被温度控制的偏置611。替选输出604上的信号可以基本上是输入信号的经再生时间采样的副本，其包括通过低通滤波器602去除RF频率分量之后的任何AM/ASK/OOK。在低通滤波器602之前可以添加匹配电路(图6中未示出)以隔离能量传输并且使能量传输最大。
输出信号的抽取可以在传导模式中进行，诸如在放大器的输出上进行，或者可以在无线模式中进行，诸如与耦合互感的磁耦合。由于时间采样，频谱可能看起来是重复的。在一些情况下，猝灭频率脉冲可能是小的，使得系统行为如同不存在猝灭频率并且输出上的调制信号可能呈现为在时间上连续。然而，在替选输出节点604处抽取会减轻该问题并且提供较高功率输出信号F_rep(t)。
在低通滤波器之前的替选输出604上的频谱包含具有调制的RF信号(如果存在)、具有调制的中间频率IF中的重复率f_rep(t)频率(如果存在)、以及在零赫兹处在基带中的调制信号(如果存在)。在该点处，两种情况是可能的：
1.对RF信号和IF频率(f_rep)进行低通滤波并且恢复已再生/放大的基带信号。基带信号是解调AM输出。可以可选地接有抗锯齿滤波器和ADC以创建数字信号v(k)。
2.对RF信号和基带(BB)频率进行低通滤波(或带通滤波)并且恢复已再生/放大的f_rep(t)信号。
a.通过频率-电压转换器、f/v转换器和改进型放大器以模拟方式处理f_rep(t)以恢复基带解调AM信号。可以可选地接有抗锯齿滤波器和ADC以创建数字信号v(k)。
b.通过数字整形、瞬时频率计(或跟随有数字1/x功能的周期测量仪)和定标对f_rep(t)进行数字处理，以获得数字解调输出信号。
图7中示出了另一实施例，与图5和图6相同的元件被相同地编号。图7图示了具有集成AM/ASK/OOK解调电路和取自并联谐振电路中的节点的替选解调重复频率F_rep(t)输出的LDA。根据图7的实施例，输出信号702抽取自并联谐振电路506内部的节点。抽取可以在传导模式中进行，诸如在电路506的两个电容器之间的中点进行，或者可以在无线模式中进行，诸如与耦合互感的磁耦合。
图8中示出了另一实施例，与图5和图6相同的元件被相同地编号。图8图示了具有集成AM/ASK/OOK解调电路和取自放大器的输入的第二替选解调重复频率F_rep(t)输出的LDA。在该实施例中，输出802抽取自放大器502的输入。未示出的可选的匹配电路可以设置在低通滤波器602之前以改进隔离并且使能量传输最大。
图9中示出了具有AM解调能力的LDA的典型实现方案。并联和串联谐振器电路L1、C3设置在放大器T1的集电极上，在该情况下放大器T1是NPN晶体管。晶体管T1提供了集电极和发射极之间的180度相移。C1是反馈振荡器电容器。VG1是通过电容器(未示出，但是如同图5至8中所示的电容器C2)耦合的输入源信号。偏置是VS2、R3和C6。D2是耦接到RC电路R4、C11的二极管。输出是VM1。示出了用于改进猝灭处理的可选的C7。
如前面讨论的，来自图5至8的输出、替选输出或者第二替选输出的重复频率速率是准数字的并且需要极少处理即可被整形为数字信号。首先，如果幅度峰峰值小于约0.5Vpp，则输出需要被放大。如果如图10中所示，幅度是0.1Vpp，则所需的增益约为5至20。放大可以在一个步骤或若干步骤中进行。随后，可以将经放大的信号与基准电压进行比较以在V_ref时创建逻辑“1”并且在其他情况创建逻辑“0”。可以添加一个或更多个逻辑门以将锐利边缘和TTL电平提供给现在的数字信号。数字重复频率输出信号包含在于相位和瞬时频率的信息。如前面提及的，该信号可以长距离传送或者在噪声环境中传送，并且由于该信息不在于幅度，因此对噪声不敏感。
如图11中所示，来自图5至8的输出、替选输出或者第二替选输出的数字重复频率信号也可以通过穿过瞬时频率计被转换成数字电压V(k)信号。替选地，可以使用跟随有数字反相功能的瞬时周期测量仪。在定标之后获得的数字电压V(k)如下：
V(k)＝F(k)*K1+V0
其中：
F(k)是瞬时频率的第k个样本；
K1是以V/Hz为单位的常数；以及
V0是与LDA输入终止于50ohm时生成的电压(频率)对应的恒定失调电压。在50ohm处V(0)＝F(k)*K1。
如图12中所示，可以结合AM-LDA使用频率-电压转换器(FVC)。该转换器连接到LDA的重复频率输出并且提供具有经转换的电压的平均值的输出。可以添加另外的低通滤波。图12图示了简单的FVC，但是由于简单而具有某些限制，即转换速率(slew rate)低于例如前面的数字方法，并且其典型地需要少量脉冲以建立到准确的电压值。
图13图示了模拟检测器，其是牵涉LDA的另一可能的实现实施例。模拟检测器可以连接到图9的重复频率输出(VM1)，或者图9的放大器T1的输入。可以添加另外的低通滤波和放大。
到此为止所说明的AM-LDA是可操作的，但是由于它们受到某些弱点的困扰而不一定是理想的，即遍及输入端口的来自其振荡器的RF能量的泄漏。这出于如下两个关键原因而是恶化的因素：
1.当LDA被用作RF接收器中的第一级时，RF能量被反馈到天线。这使得天线在可能非预期的频带中辐射不需要的能量并且引起EMI噪声。
2.泄漏的能量可以通过相对输入信号的不同的相位被反射回到LDA输入，即阻挠再生目的的事实(再生是与输入信号相干的谐振相位的缓慢建立)。因此该反射降低RF灵敏度。
当在对数检测器放大器LDA前设置低噪声放大器LNA时还可以获得增益的另外的用途。事实上作为再生器件和时变电路，LDA可能不能通过关于线性电路的噪声定律来完全描述，诸如传统的接收器链，其中链的第一放大器是确定接收器的噪声系数(noisefigure)的关键因素，如根据Friis公式所定义的那样：
以dB为单位的NF＝10*log(F)，以及
F＝FA1+(FA2-1)/GA1+(FA3-1)/GA1GA2+…in(.)
其中
NF是总噪声系数，以dB为单位的比率；
F是总噪声系数，按线性的比率；
FAi是放大链的第i个放大器的线性噪声系数；以及
GAi是第i个放大器的线性增益。
在再生对数放大器的情况下，当被设置在接收链中的第一位置或者任何位置时，再生部分可以提高SNR。因此，再生LDA可以良好利用前面的低噪声放大器，即使是在噪声受限放大器接收器链中。由于在信号的低侧(噪声水平)扩展动态范围，因此这种LDA可以进一步放大埋入在噪声中的信号。而在这种噪声受限接收器中，在没有LDA的情况下，假定添加LNA用处极少，因为系统是噪声受限的。例如，在没有LDA的噪声受限接收器前面添加20dB增益LNA几乎不能使灵敏度水平增加0至2dB。另一方面，通过使用具有多达8dB的再生因子的对数放大器将使灵敏度提高6至8dB。
因此，如作为图5的修改版本的图14中所示，在LDA的输入处添加一个或更多个匹配网络/电路1402可以提高与前级电路的耦合并且减少输入反射。此外，在输入处添加隔离器1404，或者换言之，具有高隔离因子的放大器，可以进一步提高再生和增益机会。
图15进一步修改图14。在图15中，可以在多个节点处抽取f_rep(t)输出，诸如匹配网络1502之后的R1、C3上的输出，或者替选地，在放大器的输出处或者在节点上或者从跟随有匹配网络1504的并联谐振器抽取f_rep(t)输出，或者替选地，在跟随有匹配网络1504的放大器的输入侧抽取f_rep(t)输出。
如前面提及的，LDA可以被视为具有可变电导的LC电路，后者从正到负循环变化。因此，输入阻抗随时间变化并且例如在与LDA振荡周期相关的Smith圆图的右下象限中的弧上移动。结果，设想若干输入匹配情形：
1.在平均值处固定匹配共轭；
2.在与作为从噪声建立的信号的最关注的行为点对应的阻抗值处固定匹配共轭；
3.在最大振荡幅度水平处固定匹配共轭(达到阈值的时间点)；
4.在1.和2.以上双阻抗匹配；和/或
5.例如与LDA行为周期同步的可变阻抗。
如图16A、16B、16C和16D中所示，在通过传统的微带线设计的传统的匹配网络中，例如，串联微带线将改变阻抗的实部并且分路脚线(shunt stub)将调整虚部。分路脚线可以开路或短路。如图16A中所示，分路脚线可以根据归一化负载阻抗在Smith圆图上的位置而设置在串联微带线之前或之后。如果归一化负载阻抗在Smith圆图上的1+jx圆形内部，则脚线应设置在串联微带线之后，并且如果归一化负载阻抗在Smith圆图上的1+jx圆形外部，则分路脚线应设置在串联微带线之前。
如图16中所示，可以将这些传统的微带线更换为复合左-右手传输线(CRLH-TL)以便在不同的频率控制不同的阻抗。CRLH-TL B可以是开路的或者短路的。在图16C和16D中所示的实施例中，为了相似的结果可以对拓扑进行略微的修改。在一种情况下，CLA可以移动到CRA和LLA的右侧。替选地，CLB可以移动到CRB和LLB的右侧。例如，CRLH-TL A可以被设计成具有相位为Φ1的频率f1和相位为Φ2的频率f2。通过使用例如串联电感器LRA、分路电容器CRA、串联电容器CLA和分路电感器LLA来设计CRLH-TL A。CRLH-TL B将具有例如串联电感器LRB、分路电容器CRB、串联电容器CLB和分路电感器LLB。CRLH-TL A和CRLH-TL B的阻抗被限定为
串联CRLH-TL A可以限定阻抗的实部并且分路CRLH-TL B可以限定虚部。还可以通过将固定元件LRA、CRA、LLA、CLA和LRB、CRB、LLB、CLB替换为可变/可调电容器和可变/可调电感器来设计可变阻抗。因此，阻抗可以根据操作频率而改变。例如，这些可变阻抗可以插入在LDA的输入和输出处、LNA输出和LDA输入之间。可变匹配可以插入在重复频率的输出处。或者，为了具有可变/可调LDA，可以通过将固定值的电感器和电容器替换为可变的电感器和电容器来将振荡频率调谐到不同的值。不同的实现方案是可能的。例如，可以具有固定的CRLH-TL A和可变的CRLH-TL B或者可变的CRLH-TL A和固定的CRLH-TL B或者可变的CRLH-TL A和可变的CRLH-TL B。
图17中图示了实现方案的实施例，其中串联支路CRLH-TL A连接到LDA并且并联CRLH-TL B连接到LNA，并且在修改图16D和16D的拓扑的底部使支路开路，诸如将CLA移动到CRA右侧(朝向LDA)。
如图18中所示，LDA还用作混频器。混频器的现有技术的实施例包括双平衡混频器和Gilbert单元有源混频器。双平衡混频器典型地具有所需的高本地振荡器(LO)功率，例如+3dBm，差的噪声系数(NF)，例如5-6dB，相对增益的最小5dB的损耗，以及RF、LO和IF端口之间的有限的隔离，例如35dB LO-RF、25dB LO-IF。Gilbert单元有源混频器典型地需要六个或更多个晶体管，具有有限的增益、NF和隔离，具有通常被内部放大的较低的LO，并且不适合作为LNA。图18中图示了LDA作为混频器的实施例。该实施例可以是小的、可承受的并且需要低元件数量。需要低LO功率，例如-40dBm。相对损耗的增益是高的，例如+25dB。LDA的再生提供了高RX灵敏度和极低的NF。通过匹配网络，还存在LO到IF的出色的隔离，例如60dB，以及LO到RF_IN的好的隔离。最后但同样重要地，如果需要，实施例包括简单的空中方法用于调整LDA-混频器平衡。
此外，LDA的大部分前述特征可以保持，使得该配置在以下方面是极为有用的：其具有高灵敏度、允许从噪声提取弱输入信号的再生、具有低噪声系数的高放大、低功耗、具有高伞裙比的频率选择性、带外抑制以及以作为与输入信号相关的相位的方式对输入RF信号进行频率下转换的混频器功能，以及同时，与本地LO频率同步或者通过其采样。由于在LO的每个半周期处创建的相应相位改变将生成解调之后的电压改变(在f_rep和f/v转换器之后发出)，这种LDA混频器可以容易地对PM信号解调。
在下文要描述的实施例中，通过具有0度和90度相位差的LO可以驱动两个这样的LDA混频器，其允许对正交调制的解调，诸如QPSK或更复杂的调制，诸如n-ary AM或PM，诸如n-PSK和n-QAM。
该实施例还可以作为RF传送器操作：在该配置中，经调制的传送信号在RF中对本地振荡器进行调制并且向LDA混频器馈送与接收器和下转换器相同的连接性。在该模式下，A/V OUT输出未被使用并且LDA混频器的RF_IN端口变为RF输出。输出频率可以与LO的频率基本上相等并且可以作为LO被调制。在该处理中，信号可以在LDA中被放大并且被传送到天线。该实施例还可以作为半双工传送(TX)、半双工RX或全双工RX+TX(在传送另一信号时接收信号)工作。除了全双工或半双工(TDD)之外，可以支持其他行为模式，诸如瞬时FDD(在不同的频率信道中的一个或更多个瞬时传送和接收)和瞬时CDMA(通过不同的PN序列码在相同的频率的一个或更多个瞬时传送和接收)。这些实施例具有低IF或零IF。如图19中所示，LDA可以从F-rep(t)生成模拟A/V输出v(t)或半数字IF。
图20中图示了作为混频器的LDA的第二实施例。在该实施例中，环路增益电容器C1被分成C1’和C1”，馈送LO被拉紧至C1’和C1”的平衡中点，输入包括匹配网络并且Frep节点上的输出包括匹配电路。Frep_out(IF)可以穿过F/V转换器以获得BB A/V_out信号v(t)并且穿过ADC以获得数字信号v(k)。替选地，Frep_out(IF)(与F_rep相同)可以被数字整形、频率计量和定标以获得v’(k)，v’(k)基本上是v(k)。该实施例使得可以通过调整C1’或C1”来进行平衡调整。例如，如果LDA混频器被完美平衡，则LO上的经调制的信号不会在F_rep(t)输出上创建可能等于恒定A/V输出电压的变化。然而，如果LDA混频器未被平衡，则在F_rep(t)上可能存在LO上的调制并且创建F_rep(t)信号中的瞬时频率改变，这是因为这趋向于对输入或LO信号解调。在数字或模拟f/v转换(解调)之后，A/V信号v(t)或配对的数字v(k)将承载具有可能与不平衡水平成比例的幅度的不需要的经调制的信号。
用于校准该混频器的一种方法是对LO进行调制以获得恒定F_rep，这可以是全集成校准。当LDA混频器工作于接收或下转换器时，可以通过调制LO并且因此创建不需要的f_rep(t)变化直至LDA混频器已被良好平衡为止来使其动态平衡。在传送模式中，可以进行相同操作用于平衡LDA混频器。
根据上文，应认识到，C1’、C1”的调整或者C1’和C1”二者的非均匀调整可以动态校正混频器的不平衡。出于该效果，可以使用一个或更多个可变电容器电路并且通过通信单元中的控制单元或电路对其进行控制。在一个实施例中，使用一个或更多个压控变容器替换C1’、C1”或者与之并联，并且通过模拟电压进行控制。在另一实施例中，使用二进制进位(1,2,4,8,…,n)的一个或更多个数字控制的电容器阵列，以相似的方式将其连接，并且允许生成从1*Cref到(2n-1)*Cref的任何电容。
图21图示了作为混频器的LDA的第三实施例，其进一步说明了混频器中的LDA的双向操作。在接收模式中，从混频器的RF_IN端口的天线馈送接收RF输入信号。LO被提供给LDA并且处于下转换模式。输出是F/V转换之后的基带(0Hz)中的A/V_out或者中间频率(IF)即半数字，例如在5MHz的f_rep。在传送模式中，输入信号对LO进行调制并且以较高功率被反相传送到天线。在该实施例中，全双工(TX和RX)或半双工(TX或RX)是可能的。
LDA混频器可以用在许多不同的应用中。图22图示了被实现为具有模拟I、Q输出的QPSK解调器的LDA混频器。该实施例具有元件数量少的简单拓扑，使得其更加是可承受的，并且可以在集成电路中实现。在该实施例中，LDA被组合为窄带(NB)LNA和NB混频器。这提供了高度功能集成，诸如LNA、混频器、RX链和零差转换。通过90度功分器或者通过90度的数字分频器2*LO来进行LO注入。
图23与图22相似，但是在该情况下，LDA混频器被实现为具有数字I、Q输出的QPSK解调器。在该实施例中，F_rep(t)承载作为瞬时频率(或者从脉冲到脉冲消逝的时间的倒数)的数据并且F_rep(t)是半数字的，即被数字整形，并且向N位计数器馈送配置在周期测量仪中的高速时钟。计数器的输出被数字反相为F(k)并且被重定标为
v(k)’＝CF*F(k)+K0
其中，
CG和KO是常数；以及
v(k)’基本上等于通过ADC获得的v(k)。
在该实施例中，一个路径vI’(k)给出I并且另一路径vQ’(k)给出Q。
不论LDA被用作具有模拟I、Q输出还是数字I、Q输出的QPSK解调器，任一实施例的简单拓扑具有生产可承受的低元件数量并且在集成电路中实现。如所提到的，LDA可以是组合的NB LNA和NB混频器。高度集成的功能包括LNA、混频器、RX链、低IF转换。在数字I/Q版本中，ADC可以被快速计数器替换，这可以节约功率和极大的芯片尺寸面积，并且使得能够移除抗锯齿ADC滤波器和缓冲器。如所提到的，可以通过90度功分器或者通过90度的数字分频器进行LO注入。
在该实施例中，RF输入功分器可以使用各种已知的功率组合器技术：电阻功分器、Wilkinson功分器、混合功分器、耦合器、超材料功分器等。电阻功分器创建6dB衰减并且管理仅6dB的从LDA#1至LDA#2的有限隔离，反之亦然。耦合器也受到过度衰减的困扰。Wilkinson功分器引起介于3dB和4dB之间的损耗，但是可以提供约20至35dB的高度隔离。基于LDA的有源功分器可以是差分输出放大器或LNA。该实现方案可以替换使用无源功分器、减少尺寸(由于其可以集成在集成电路中)并且提供从LDA#1至LDA#2输入的良好隔离，并且还提供从LDA#1、2到RF输入的良好隔离。另一方面，低功耗和低NF可能是挑战性的。在接收器设计中，在处于被限制的频带中时，向后至天线的EMI泄漏可能是成问题的。再者，LDA需要输入处的出色的低反射水平以获得最佳的再生性能。可以使用RF工程中公知的其他功分器技术。图24图示了对LO实现方案的另一变型，其中具有在2*fo的PO的PLL 2402通过具有0和90度相移的数字分频器2404被输入到2。
LDA还可以被实现为AM解调器。图25中图示了基于图15的该实现方案的实施例。PLL 2502被添加到LDA以便将LDA的中心振荡频率精确地锁定到具有如下的准确基准频率F_reference中的一个
F_LDA＝(F_ref/N)*M
在该实施例中，在具有低响应时间的PLL中使LDA稳定并且如同慢时间响应压控振荡器那样使用LDA：LDA的振荡频率被锁定到PLL中，使得其可以是准确的并且与输入信号的中心频率基本上相同，例如频带中的特定信道。LDA还可以克服元件的温度漂移或公差。来自输出或者替选输出或者第二或第三替选输出(如图6、7和8中所述)的输出f_rep(t)的副本可以用于控制PLL 2502中的采样器。开关2504实现输出fo。当相位比较器断开连接并且不存在猝灭脉冲时开关2504断开，并且当出现猝灭脉冲时开关2504接通。另一方面，来自放大器输出A1的时间采样输出频率被N分频并且馈送相位/频率比较器。比较器的另一输入被馈送被M分频的基准(ref)频率。相位比较器的输出跟随有开关和低通滤波器并且馈送VCO的输入控制Vt，在该情况下VCO是LDA。控制输入Vt可以改变放大器的偏置条件并且因此略微改变LDA振荡频率，或者附接到谐振器中的可变电容压控变容器以直接改变振荡频率。如图6、7和8中所述可以从输出或者一个替选输出得到经解调的AM信号。在该实施例中，PLL时间响应被设计成比数据速率慢，使得LDA中心频率的控制对于进入的调制信号是缓慢的和透明的。通过如下若干参数可以调整PLL时间响应：分频器因子N、低通滤波器截断频率、相位比较器的增益等。
在另一实施例中，可以使用AM-LDA组合接收LNA前置放大和QPSK/n-QAM解调方法。该组合的LDA和通用解调电路可以使用一个或更多个LDA。具体地，该技术可以对QPSK、诸如无线路由器的设备使用的相位调制(PM)的数字形式解调，具有接收灵敏度的几个dB的提高、干扰抑制、伞裙比、低功耗和减少接收器中的元件。下文将详细说明几个示意性变型，包括具有极坐标的QPSK解调器、具有Cartesian坐标的QPSK解调器、具有作为混频器的LDA和Cartesian坐标的QPSK解调器、以及这两种关键拓扑的变型。
图26图示了跟随有极配置的AM-LDA的标准的超外差拓扑。在该配置中，生成不同于I和Q的模数(module)和相位。可以通过图26中所示的数字处理器计算I和Q。LDA接收固定IF频率中的输入信号。LDA对该信号下转换至低IF F_data_out(t)。在一些有限脉冲整形之后，重复频率速率信号是数字的并且瞬时频率保存数据模数信息。在一个实现方案中，被供给快速时钟的脉冲-脉冲周期测量仪连续测量从脉冲到脉冲的周期。结果被反相以获得频率并且被定标以寻找模数R(k)。可选地，重复频率速率信号F_data_out(t)通过简单频率-电压转换器被转换成基带信号Data_out(t)，并且最终通过ADC采样以创建模数R(k)。
通过FM/相位解调配置的PLL获得相位信息。相位恰好是馈送VCO(LDA振荡器)的校正电压。当然，PLL环路带宽必须被适当设计，并且在该解调配置中必须必进入数据速率快。最终ADC将相位转换成数字字Phase(k)。最后的步骤是通过下式计算I和Q：
I(k)＝R(k)*cos(Phase(k))
Q(k)＝R(k)*sin(Phase(k))
由于LDA的再生性质，该电路带来极高的灵敏度。由于LDA出众的伞裙比，选择性优于标准的超外差电路。因此，在输入混频器之前不需要带通滤波器，或者如果存在带通滤波器，则会劣化。再者，由于输入隔离器和LDA的再生因素对高灵敏度有贡献，因此不需要输入LNA。此外，由于输出已处在高水平并且是准数字的，因此不需要接收链，不需要两个ADC。最终，其是相对简单的电路并且具有低功耗。
可以在LDA的输入处直接使用LNA/隔离器和轭匹配电路以便避免LC能量泄漏到输入端口外并且被重新在天线上发射(EMI问题)，以及通过被反射到具有非相干相位的输入的LDA自身的再生行为的效果(破坏再生目的)。换言之，在LDA的输入处需要具有例如20至50dB隔离的隔离器。由于时变再生处理，其在LDA之前的位置不会降低再生之后的SNR。
图27与图26中所示的电路相似并且图示了具有LNA/QPSK直接极坐标解调的AM-LDA。在图27中，电路提供作为极坐标信号模数加相位的解调信号。然而，在该实施例中，在对LDA 3202的输入处不存在超外差级，因此LDA 2702按照需要在可调整的频率进行下转换，以在PLL 2704和本地基准频率2706的帮助下调谐到正确的输入信道。LDA 2702被放到PLL 2704中以锁定到期望的信道。图27和图26的电路之间的另一差异在于图27的LDA 2702查看所关注的整个频带的输入噪声带宽，而非仅查看所选择的信道。这可能导致接收灵敏度的某种降低和较小的选择性。
在图28中，图示了具有LNA/QPSK直接极坐标解调的AM-LDA的另一实现方案。图28中所示的电路包括输入上的正交功分器2802(示出在0至90度相移，但是其也可以是+45至-45度相移)、均分别锁定在其自身的PLL 2808和2810中的两个AM-LDA 2804和2806。每个PLL2808和2810被馈送相同的基准频率2812和相同的信道选择2814。除了包括数字处理选项和模拟处理选项的输出功能之外，图28中的电路的其他功能和特性与图26中所示的电路相似。
对于数字处理，分别从LDA 2804和2806二者采集R(k)和R2(k)，并且如下从它们之间的差提取相位信息：
Phase(k)＝K*R(k)–R2(k)+Phase(0)
可以得到映射表格和定标以确定K和Phase(0)。由于Phase(k)是数字的，因此可以添加可选的查找表格以校正传输函数dPhase(k)_out相对[R(k)-R2(k)]的非线性。最后，求解R(k)和dPhase(k)并且可以如前面讨论的那样计算I和Q。该实现方案消除了使用两个可能是昂贵元件的高性能快速ADC的需要。
对于模拟处理，电阻分压器R1、R2的中点处的电压被馈送LDA 2804的输出上的Data_out2(t)和LDA 2806的输出上的Data_out1(t)，以便在I和Q之间的相位差是零时提供零电压差。如图28中所示，通过该配置可以解决相位/电压的所有组合，注意相对于四象限数据输出的v_dPhi。最后，提供R(k)和dPhase(k)并且可以如前面讨论的那样计算I和Q。
图29公开了具有正交功分器和双PLL的LNA/QPSK直接解调的AM-LDA的实施例。如所示出的，图29示出了正交功分器2902，其将信号分成0和90度相移。顶部的LDA 2904和底部的LDA 2906被分离地分别锁定到针对期望信道的两个PLL 2908和2910。如前面讨论的，从支路I和Q的重复频率F_Data_out(t)获得输出I和Q并且进行相似的数字化或者使用两个F/V转换器以创建I和Q Data_out(t)。除了LDA 2904和2906查看所关注的整个频带的输入噪声带宽，而非仅查看所选择的信道之外，图29中所示的电路的其他特性与图26中所示的电路相似。结果是接收灵敏度的某种降低和较小的选择性。
图30中图示了AM-LDA的另一实施例。除了在Cartesian坐标中直接创建I和Q之外，该实施例与图26的实施例相似。这需要两个LDA 3002和3004，每个LDA的前端分别通过标准的超外差级3006和3008启动。电路的剩余部分与图26相似，每个LDA对I或Q而非PLL解调。出于两个ADC可以被快速计数器、快速时钟和某种简单的数字处理替换的角度，图30的实施例会是有趣的。
图31中图示了具有LNA/QPSK解调并且具有作为第一级的极调制计算输出和QPSK的超外差AM-LDA的另一实施例。该实施例包括通过跟随有工作于固定IF的一对LDA的输入侧的超外差电路进行的Cartesian I/Q解调。两个LDA是成对的(两个LDA的所有有源元件在同一硅衬底上)，从而在出现随温度的或者来自其他参数的变化或漂移的情况下提供匹配的行为。模拟或数字输出处理以及其他特性与参照图28描述的内容相同。
同样是图28中描述的电路的变型的图32图示了具有LNA/QPSK解调并且具有QPSK作为具有正交功分器的第一级的超外差AM-LDA。在该实施例中，每个前端功分器是创建两个支路之间的90度相位延迟的正交功分器，同时LO将同一信号提供给两个混频器。该实施例可以简化该类型的实施例的实际实现方案。
图33图示了与图29中所示实施例相似的另一实施例，不同之处在于每个LDA添加一个PLL。每个PLL将LDA锁定到准确的频率并且可以防止随温度或其他参数的可能变化(漂移)。该实施例的其他特性与参照图26描述的电路相似。
现在参照图34、35和36，这里描述的LDA还可以被实现为QPSK解调器。在图34中所示的实施例中，频率选择性LDA 3402与PLL 3404耦接以便通过相位解调。输出是模数和相位(极)并且可以基于极到Cartesian变换式被计算为I和Q：
I(k)＝R(k)*cos(Φ(k))
Q(k)＝R(k)*sin(Φ(k))
所示电路的定时是灵敏的并且PLL 3404需要以正确的定时使能。由于PLL的有限的灵敏度，接收(RX)灵敏度可能是有限的。
图35的实施例与图34的相似之处在于其还可以提供RX灵敏度，但是定时不如其灵敏。在该实施例中，LDA 3502与PLL 3504耦接以便对相位解调。输出是模数和相位(极)并且可以基于参照图34描述的相同的变换式被计算为I和Q。对于图35，由于PLL的有限的灵敏度，RX灵敏度可能是有限的。
图36图示了QPSK解调器的另一实施例。如前面讨论的，该实施例包括模拟和/或半数字输出，其能够提供模拟或半数字形式的I和Q。LDA1 3602和LDA2 3602可以组合为NBLNA和ND解调器，并且包括匹配电路M1/M2。LO注入通过90度功分器3606进行，或者如前文所述，通过数字分频器的2*LO(这里没有示出，但是上文已描述)进行。便利地，在两个不同的点可以进行0或90度划分，诸如输入功分器或者LO到LDA1 3602和LDA2 3604功分器。该实施例提供了具有低元件数量的简单拓扑，其制造是可承受的，包括作为IC制造，并且提供了高度功能集成，诸如LNA、混频器、RX链和零差转换。
具有AM-LDA上的形式的LDA还可以用于替换LNA，特别是低噪声RF接收LNA。在图37中示出了该AM-LDA的概念实施例。由于LDA的再生性质，AM-LDA放大器的SNR是更好的。该器件还将具有高灵敏度和高输出水平并且可以用于替换RX链中的最昂贵的LNA。AM-LDA优于低噪声LNA的其他优点包括：高放大水平(例如，相对仅具有12-20dB的LNA，高达100dB)、低功率、对频带和信道的高选择性(不需要带通滤波器)、出众的干扰抑制(相对LNA没有干扰抑制)、高伞裙比(即，从附近的强信道区分弱信道的能力，相对LNA没有该能力)、对远近影响的弹性(即，由于干扰引起的饱和，相对LNA的低弹性)、以及高动态范围和对数转换(即，在大的动态范围上输出水平恒定)。如前面讨论的，RF输出可以是半数字的，其实现与基带块的同步、准数字脉冲的输出和与符号速率的同步。
在图38中图示了参照图37描述的AM-LDA的一个实现实施例。该实现方案包括第一级处的标准的超外差3802，其将RF信道带到固定IF。LDA 3804可以是具有固有AM解调能力的频率选择性LDA(还被称为具有通用解调的LDA)。LDA的输出可以首先以重复速率F_rep_out(t)被下转换到低IF并且随后被下转换到基带BB v_rep(t)，此时信号仍承载幅度和相位信息。随后，基带信号可以被上转换到以前的RF频率。
图38中所示的AM-LDA电路的优点在于，由于LDA已经是频率选择性的，因此可以去除带通滤波器(BPF)(每个电路节约约$0.25)。由于LDA的再生信号的再生性质，该LNA替换还具有高于常规LNA的灵敏度。由于相位被锁定到想要的信道，该LNA替换还可以抑制噪声(共信道噪声或相邻噪声)。AM-LDA的其他特性与前面讨论的图36的电路相似。
在图39中图示了参照图38描述的LNA替换AM-LDA的另一实施例。除了AM-LDA 3804被替换为具有PLL 3904的AM-LDA 3902，该实施例的框图与图38相同。添加PLL 3904用于使LDA的VCO准确地稳定到稳定的本地频率基准并且有助于避免变化，诸如随温度的漂移。
图40中图示了LNA替换的另一实施例。该实施例的拓扑使用QPSK解调和QPSK重新调制。输入RF信号通过正交功分器4002被划分以创建0度和90度分量。使用具有分别锁定到PLL 4008和4010的LDA 4004和4006的双LDA布置。每个PLL 4008和4010使用相同的基准振荡器并且每个PLL接收其锁定到的信道信息。
每个LDA 4004和4006的输出可以使用BB解调数据data_out(t)并且馈送QPSK调制器的I和Q输入端口。最终结果是与输入相同但是具有更高接收水平、更高选择性和更高灵敏度的RF信号。
在另一实施例中，可以根据与上文描述相同的方法对每个LDA的重复频率F_data_out(t)进行数字处理以测量瞬时频率并且将其重新转换成模拟形式，其随后可被QPSK调制器处理。
图41图示了LNA替换的另一实施例，其与图40相同，但是利用LDA模拟输出。
图42和43图示了基于QPSK解调器的LNA替换的两个实施例，但是在其他方面与图40相似。在图42的实施例中，QPSK解调器和调制器与双LDA结合使用，这两个LDA被进一步锁定在PLL中以避免由于温度或其他参数引起的任何变化。在图43的实施例中，QPSK解调器和调制器与双LDA结合使用，但是基于仅存在因温度或其他参数引起的小的变化或漂移的假设，这两个LDA不需要PLL。
图44中图示了LNA替换的最终实施例。在该实施例中，输入信号被分成两个并且相乘以在BPF之后形成与输入信号相似的输出信号，但是通过呈现出众的RF RX灵敏度的极低NF被显著放大。在第一支路4402中，RF输入信号被延迟了固定延迟。在第二支路4404中，通过连接在双环路PLL 4408中的LDA 4406提取输入信号的包络。PLL 4408的第一环路在相位上将LDA锁定到输入CW信号的相位。PLL 4408的第二环路在相位上将PLL锁定到输入信号的调制(包络)。对包络信号进行正确整形(1或0)并且馈送第一支路的乘法器。如果包络的幅度比输入包络高G倍，则输出信号乘以增益值G。
如参照图45说明的，AM-LDA还可以被实现为无线转发器。该无线转发器的示意性框图与上文参照图37至44图示和描述的LNA替换实施例极为相似。事实上，上文在图37至44中描述的任何实施例可以通过少量修改用于转发器。首先，混频器输出跟随有可选的功率放大器4502和可选的带通滤波器4504。其次，信号馈送天线并且被无线传送。在任何这样的无线转发器实施例中，如果出现同时转发，则RF输出频率不与源相同。换言之，输出信道不能与输入信道相同。
这里使用的条件语言，诸如“能够”、“可以”、“可能”、“会”、“例如”等，除非另有明确说明，否则在所使用的上下文中被理解，通常旨在表明某些示例包括，而其他示例不包括，特定的特征、元素和/或步骤。因而，这样的条件语言通常并非旨在暗示一个或更多个示例以任何方式需要特征、元素和/或步骤，或者一个或更多个有必要包括用于通过作者的输入或提示或者在没有作者的输入或提示的情况下判定这些特征、元素和/或步骤是否包括在任何特定示例中或者要在任何特定示例中执行的逻辑。术语“包括”、“包含”、“具有”等是同义的并且以开放的方式被内含性地使用，并且没有排除额外的元素、特征、动作、操作等。再者，术语“或者”在其内含性的意义上(而非在其排他性的意义上)被使用，使得在被使用时，例如用于连接元素的列表，术语“或者”意味着列表中的一个、一些或所有元素。
通常，以上描述的各种特征和处理可以彼此独立地使用，或者可以以不同方式组合。所有可能的组合和子组合旨在落在本公开的范围内。此外，在某些实现方案中可以省略某些方法或处理模块。这里描述的方法和处理不限于任何特定的顺序，并且与其相关的模块或状态可以按适当的不同顺序执行。例如，所描述的模块或状态可以按不同于具体公开的顺序来执行，或者多个模块或状态可以组合在单个模块或状态中。示例模块或状态可以被串行执行、并行执行或者以某种其他方式执行。模块或状态可以被添加到所公开的示例或者从其去除。这里描述的示例系统和部件可以按不同于所描述的方式进行配置。例如，可以将元件添加到所公开的示例，从所公开的示例去除或者较之所公开的示例重新布置。
尽管描述了特定示例或说明性示例，但是这些示例仅作为示例而被呈现，并非旨在限制这里公开的主题内容的范围。事实上，这里描述的新型方法和系统可以通过多种其他形式实施。所附权利要求及其等同物旨在涵盖落在这里公开的特定主题内容的范围和精神内的这样的形式或修改。

Claims (54)

1.一种对数放大器，包括：
放大器电路，其被配置成在放大器输入处接收输入信号，使所述输入信号振荡，并且在放大器输出处生成第一输出信号，其中所述输入信号包括要检测的调制信号和电噪声；
锁相环PLL，其耦接到所述放大器电路，所述PLL被配置成对所述输入信号的振荡进行电压馈电，并且被配置成在PLL输出将所述输入信号的相位信息输出；
反馈电路，其耦接到所述放大器输出和所述放大器输入并且被配置成建立所述输入信号和所述第一输出信号之间的180度相移，所述反馈电路包括被配置成维持所述输入信号的振荡的单个电容器；
并联谐振电路，其连接到所述放大器输出并且被配置成使所述放大器电路在中心频率或所述中心频率周围谐振；以及
控制器电路，其连接到所述放大器输入并且被配置成循环地每当检测到预定电压阈值就终止所述输入信号的振荡，所述控制器电路包括被配置成生成具有重复频率的第二输出信号的低通滤波器。
2.根据权利要求1所述的对数放大器，其中所述调制信号是经幅度调制的或经相位调制的，其中所述第一输出信号在频域具有近似的钟形，以及其中在所述输入信号的频率被调整到所述钟形的中心时对所述调制信号解调。
3.根据权利要求1所述的对数放大器，其中所述控制器电路包括RC电路并且所述低通滤波器是RC电路和耦接在所述放大器输入和所述RC电路之间的二极管的组合。
4.根据权利要求1所述的对数放大器，其中所述控制器电路包括RC电路并且所述低通滤波器是RC电路和耦接在所述放大器输入和所述RC电路之间的电感器的组合。
5.根据权利要求1所述的对数放大器，进一步包括耦接到所述放大器输入的偏置。
6.根据权利要求5所述的对数放大器，其中所述偏置被配置成对所述放大器电路进行温度补偿。
7.根据权利要求5所述的对数放大器，其中所述偏置是经温度补偿的恒定馈电流。
8.根据权利要求1所述的对数放大器，进一步包括低通滤波器，所述低通滤波器耦接到所述放大器输出并且被配置成生成第三输出信号，所述第三输出信号是包括任何RF频率分量已被去除之后的任何调制的所述输入信号的包络的基本上再生的时间采样副本。
9.根据权利要求8所述的对数放大器，进一步包括耦接到所述放大器输入的温度控制偏置。
10.根据权利要求8所述的对数放大器，进一步包括耦接在所述放大器输出和所述低通滤波器之间的匹配电路。
11.根据权利要求8所述的对数放大器，进一步包括耦接到所述低通滤波器的输出的抗锯齿滤波器和模数转换器。
12.根据权利要求8所述的对数放大器，进一步包括耦接到所述低通滤波器的输出的频率-电压转换器、抗锯齿滤波器和模数转换器。
13.根据权利要求8所述的对数放大器，进一步包括耦接到所述低通滤波器的输出的数字整形器、频率计和定标电路。
14.根据权利要求1所述的对数放大器，进一步包括耦接到所述放大器输入的输入的一个或更多个匹配电路。
15.根据权利要求14所述的对数放大器，进一步包括耦接到所述放大器输入或者耦接在所述一个或更多个匹配电路之间的隔离器。
16.根据权利要求15所述的对数放大器，进一步包括耦接到所述放大器输出并且被配置成生成第三输出信号的匹配网络和低通滤波器。
17.根据权利要求15所述的对数放大器，进一步包括耦接到所述放大器输入并且被配置成生成第三输出信号的匹配网络和低通滤波器。
18.根据权利要求15所述的对数放大器，进一步包括耦接到所述并联谐振电路并且被配置成生成第三输出信号的匹配网络和低通滤波器。
19.根据权利要求15所述的对数放大器，进一步包括耦接到所述低通滤波器并且被配置成生成所述第二输出信号的匹配网络。
20.根据权利要求1所述的对数放大器，进一步包括：
超外差级，其耦接到所述放大器输入，所述超外差级被配置成将所述输入信号转移到中频。
21.根据权利要求20所述的对数放大器，进一步包括：
模数转换器ADC，其耦接到所述PLL输出，所述ADC被配置成将所述相位信息转换成正交信息。
22.根据权利要求20所述的对数放大器，进一步包括：
一个或更多个匹配电路，其耦接在所述外差级和所述放大器输入之间；以及
隔离器，其耦接到所述放大器输入或者耦接在所述一个或更多个匹配电路之间。
23.根据权利要求20所述的对数放大器，进一步包括：
模数转换器ADC，其耦接到所述PLL输出，所述ADC被配置成将所述相位信息转换成正交信息。
24.根据权利要求1所述的对数放大器，进一步包括：
锁相环PLL，其耦接到所述放大器输出，所述PLL被配置成在PLL输出将所述输入信号的模数和相位信息输出。
25.根据权利要求24所述的对数放大器，其中所述PLL被配置成对所述输入信号的振荡进行电压馈电，以及其中所述PLL进一步包括被馈送所述放大器电路的所述第二输出信号的开关。
26.根据权利要求24所述的对数放大器，其中所述PLL进一步包括：
反馈环路，其与所述放大器输出耦接；以及
相位/频率比较器，其中所述PLL输出耦接到所述相位/频率比较器。
27.一种幅度解调器，包括：
对数放大器检测器LDA电路，包括：
放大器电路，其被配置成在放大器输入处接收输入信号，使所述输入信号振荡，并且在放大器输出处生成第一输出信号，其中所述输入信号包括要检测的调制信号和电噪声；
一个或更多个匹配电路，其耦接到所述放大器输入的输入；
隔离器，其耦接到所述放大器输入或者耦接在所述一个或更多个匹配电路之间；
反馈电路，其耦接到所述放大器输出和所述放大器输入并且被配置成建立所述输入信号和所述第一输出信号之间的180度相移，所述反馈电路包括被配置成维持所述输入信号的振荡的单个电容器；
并联谐振电路，其连接到所述放大器输出并且被配置成使所述放大器电路在中心频率或所述中心频率周围谐振；以及
控制器电路，其连接到所述放大器输入并且被配置成循环地每当检测到预定电压阈值就终止所述输入信号的振荡，所述控制器电路包括被配置成生成具有重复频率的第二输出信号的低通滤波器；以及
锁相环PLL电路，其耦接到所述LDA电路并且被配置成将所述LDA电路的中心频率锁定到基准频率。
28.根据权利要求27所述的幅度解调器，其中所述LDA电路进一步包括耦接到所述放大器输入的经温度补偿的偏置。
29.根据权利要求28所述的幅度解调器，其中所述PLL电路包括耦接到开关的控制器的采样器、耦接到所述开关的第一侧的比较器和耦接到所述开关的第二侧的低通滤波器，其中所述第一输出信号或所述第二输出信号耦接到所述采样器，其中当所述比较器断开连接并且猝灭脉冲不存在时，所述开关断开，并且当所述比较器被连接并且所述猝灭脉冲存在时，所述开关接通，其中所述开关使得所述低通滤波器能够将所述PLL耦接到所述经温度补偿的偏置的输入，以及其中所述比较器由所述放大器输出按N分压馈电并且被馈送被M分频的所述基准频率。
30.一种被配置成低噪声放大器的对数放大器，包括：
本地振荡器LO，其被配置成生成第一振荡频率信号和第二振荡频率信号；
混频器，其耦接到所述LO，所述混频器被配置成接收具有第一频率并且包括调制信号和电噪声的输入信号，接收所述第一振荡频率信号，并且将所述输入信号下转换到第一中频；
放大器电路，其被配置成在耦接到所述混频器的放大器输入处接收经下转换的输入信号，使所述经下转换的输入信号振荡，并且在放大器输出处生成第一输出信号；
反馈电路，其耦接到所述放大器输出和所述放大器输入并且被配置成建立所述经下转换的输入信号和所述第一输出信号之间的180度相移，所述反馈电路包括被配置成维持所述输入信号的振荡的单个电容器；
并联谐振电路，其连接到所述放大器输出并且被配置成使所述放大器电路在中心频率或所述中心频率周围谐振；
控制器电路，其连接到所述放大器输入并且被配置成循环地每当检测到预定电压阈值就终止所述经下转换的输入信号的振荡，所述控制器电路包括被配置成生成具有重复频率并且承载所述输入信号的幅度和相位信息的第二输出信号的低通滤波器；
第二混频器，其耦接到所述LO，所述第二混频器被配置成从所述LO接收所述第二振荡频率信号，并且将所述第二输出信号上转换到基本上所述第一频率。
31.根据权利要求30所述的对数放大器，进一步包括：
频率-电压转换器，其耦接在所述低通滤波器和所述第二混频器之间，所述频率-电压转换器被配置成根据所述重复频率将所述第二输出信号转换成第三中频，将所述第二输出信号转换到基带，或者进行以上两种操作。
32.一种对数放大器检测器LDA混频器电路，包括：
放大器电路，其被配置成在放大器输入处接收输入信号，使所述输入信号振荡，并且在放大器输出处生成第一输出信号，其中所述输入信号包括调制信号和电噪声；
反馈电路，其耦接到所述放大器输出和所述放大器输入并且被配置成建立所述输入信号和所述第一输出信号之间的180度相移，所述反馈电路包括被配置成维持所述输入信号的振荡的至少两个电容器，所述至少两个电容器串联耦接，其中所述至少两个电容器之间的中点耦接到本地振荡器LO，所述LO具有LO频率，以及其中所述中点基本上是电平衡点；
并联谐振电路，其连接到所述放大器输出并且被配置成使所述放大器电路在中心频率或所述中心频率周围谐振；以及
控制器电路，其连接到所述放大器输入并且被配置成循环地每当检测到预定电压阈值就终止所述输入信号的振荡，所述控制器电路包括被配置成生成具有重复频率的第二输出信号的低通滤波器。
33.根据权利要求32所述的LDA混频器电路，其中所述中点通过匹配网络耦接到所述LO。
34.根据权利要求32所述的LDA混频器电路，其中所述LO频率基本上等于输入信号频率，其中所述LO被配置成提供低中频转换输出，以及其中所述第二输出包含输入信号调制。
35.根据权利要求32所述的LDA混频器电路，其中所述LO频率基本上等于输入信号频率，其中所述LO被配置成在将所述第二输出耦接到频率-电压转换器和低通滤波器信号之后提供零中频转换输出，以及其中所述第二输出包含输入信号调制。
36.根据权利要求32所述的LDA混频器电路，其中所述LO频率不等于输入信号频率，其中所述LO被配置成提供非零中频转换，以及其中所述第二输出包含在频率上移位所述输入信号频率和所述LO频率之间的频率差的输入信号调制。
37.根据权利要求32所述的LDA混频器电路，其中第二输出包含输入信号调制，以及其中所述输入信号调制包括AM调制、FM调制、PM调制、PSK调制、QPSK调制、m-PSK调制、m-QAM调制、OOK调制、ASK调制、m-ASK调制、FSK调制、MSK调制、m-FSK调制、高斯滤波调制、滤波调制、OFDM调制、MIMO调制、DS-SS调制或FH-SS调制中的至少之一。
38.根据权利要求32所述的LDA混频器电路，其中所述第二输出的重复频率具有至少两倍于输入信号信息速率的改变速率。
39.根据权利要求32所述的LDA混频器电路，其中所述第二输出的重复频率具有至少两倍于输入信号最大符号速率的频率。
40.根据权利要求32所述的LDA混频器电路，其中所述第二输出的重复频率是输入信号调制带宽的频率带宽的至少两倍。
41.根据权利要求32所述的LDA混频器电路，其中所述第二输出的重复频率至少与输入信号符号速率频率的最大值一样大，或者是输入信号调制的频率带宽，以及其中所述混频器电路与所述符号速率同步。
42.根据权利要求32所述的LDA混频器电路，其中所述LO生成的信号通过调制输入信号进行调制，通过所述放大器电路传送，并且在所述放大器输入上输出。
43.根据权利要求32所述的LDA混频器电路，其中与在所述放大器输入处接收并且从所述控制器电路输出接收信号同时，施加到所述LO并且耦接到所述放大器电路的传送调制信号被传送到所述放大器输入。
44.根据权利要求32所述的LDA混频器电路，其中在所述放大器输入处接收并且从所述控制器电路输出接收信号之前或之后，施加到所述LO并且耦接到所述放大器电路的传送调制信号被传送到所述放大器输入。
45.根据权利要求32所述的LDA混频器电路，其中校准所述电平衡点包括：
将调制信号添加到耦接到所述中点的所述LO生成的信号，其中当在调制中存在不平衡时生成所述第二输出的频率速率的变化；以及
通过改变所述至少两个电容器中的至少一个电容器来使所述第二输出上的重复频率的任何变化最小，从而使所述平衡点平衡。
46.根据权利要求45所述的LDA混频器电路，其中所述至少两个电容器中的至少一个电容器包括压控变容器、通过数字信号控制的二进制电容器系统、通过数字信号控制的十进制电容器系统、或者通过数字信号控制的电容器系统中的至少之一。
47.一种正交解调器，包括：
第一混频器电路和第二混频器电路，所述第一混频器电路和所述第二混频器电路中的每个包括：
对数放大器检测器LDA电路，其包括：
放大器电路，其被配置成在放大器输入处接收输入信号，使所述输入信号振荡，并且在放大器输出处生成第一输出信号，其中所述输入信号包括调制信号和电噪声；
反馈电路，其耦接到所述放大器输出和所述放大器输入并且被配置成建立所述输入信号和所述第一输出信号之间的180度相移，所述反馈电路包括被配置成维持所述输入信号的振荡的至少两个电容器，所述至少两个电容器串联耦接，其中所述至少两个电容器之间的中点耦接到本地振荡器LO，所述LO具有LO频率，以及其中所述中点基本上是电平衡点；
并联谐振电路，其连接到所述放大器输出并且被配置成使所述放大器电路在中心频率或所述中心频率周围谐振；以及
控制器电路，其连接到所述放大器输入并且被配置成循环地每当检测到预定电压阈值就终止所述输入信号的振荡，所述控制器电路包括被配置成生成具有重复频率的第二输出信号的低通滤波器；
其中所述输入信号的一部分耦接到所述第一混频器和所述第二混频器中的每个的放大器输入；
其中所述第一混频器和所述第二混频器耦接到具有两个输出的单个LO，所述两个输出具有90度的相位差；以及
其中所述第一混频器的第二输出和所述第二混频器的第二输出被处理以提供解调的正交输入信号信息。
48.根据权利要求47所述的正交解调器，其中使用功分器将所述输入信号分成两个部分。
49.根据权利要求47所述的正交解调器，其中使用有源电路将所述输入信号分成两个部分。
50.根据权利要求47所述的正交解调器，其中所述LO的具有90度的相位差的所述两个输出通过90度功分器生成。
51.根据权利要求47所述的正交解调器，其中与所述第二混频器相关联的第二LO频率按2*N被分频，具有相对于第一LO频率的90度的相位差，其中N是正整数。
52.根据权利要求47所述的正交解调器，其中所述第一混频器的第二输出和所述第二混频器的第二输出均耦接到频率-电压转换器、低通滤波器和模数转换器ADC，以及其中由所述第一混频器和所述第二混频器中的每个的ADC经由相位和正交电压输出提供信号的正交解调信息。
53.根据权利要求47所述的正交解调器，其中所述第一混频器和所述第二混频器中的每个的第二输出耦接到数字整形功能、N位计数功能、数字反相功能和定标功能，以及其中通过数字相位和正交电压输出提供信号的正交解调信息。
54.根据权利要求47所述的正交解调器，其中所述输入信号被分成第一输入信号和第二输入信号，所述第二输入信号的相位相对所述第一输入信号的相片偏离90度，所述第二输入信号由所述第二混频器电路接收。
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