CN112511180A - 基带信号镜像干扰抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于移动通信技术领域，公开了一种基带信号镜像干扰抑制方法，包括以下步骤：S1、配置前端宽带接收器，偏置接收本振频率和接收信号频率，然后进行ADC采样；S2、对采样后的I、Q两路信号进行Hilbert变换滤波；同时对I、Q两路信号进行延时，延时等于Hilbert滤波的处理时延；S3、判断接收信号、镜像信号的频率的分布范围，并通过计算抑制掉镜像干扰后的信号；S4、对抑制掉镜像干扰后的信号，进行数字变频处理，把步骤S3处理产生的信号转换成零中频的基带I、Q信号。本发明解决了零中频I、Q失调带来的镜像干扰问题。

Description

基带信号镜像干扰抑制方法

技术领域

本发明属于移动通信技术领域，尤其涉及基带信号镜像干扰抑制方法。

背景技术

传统接收机采用超外差接结构，射频信号经过射频滤波器和低噪声放大器后进入混频器，和本振信号混频产生中频信号输出，镜像抑制滤波器滤出混频的镜像信号，中频滤波器滤除带外干扰信号，起到信道选择的作用，然后对中频信号进行增益调整和ADC采样，转换成数字信号进行数字域的信号处理。

随着射频器件集成度的发展和提升，零中频接收机目前获得了广泛的应用，具有体积小，功耗低和易于集成化的特点。相对传统的超外差接收机，除了射频模拟前端的滤波器和低噪声放大器外，零中频接收机集成了射频本振，宽带的I、Q解调器，多级可变增益放大器PGA，可调带宽滤波器，自适应的直流和I、Q校准模块，以及ADC驱动放大器和ADC，把传统超外差接收机的多个模块集成在单个射频收发器芯片内，设备的体积、功耗大大降低。

超外差接收机采用良好选择性的中频滤波器，具有优异的邻道选择性，同时ADC采样信号是中频信号，在数字域才进行中频到零中频的转换，不存在直流失调和I、Q失调问题。而零中频接收机因为实现架构的原因，信道选择性，I、Q失调带来镜像干扰等问题比较突出，这些问题都会降低接收信号的信噪比，影响接收性能。

目前零中频宽带收发器的镜像抑制指标达到50dB以上，可以满足高阶单载波和多载波通信的需求。因为零中频宽带收发器集成度高，对硬件和调试参数校正配置的要求很高，实际应用中会出现I、Q失调带来严重镜像干扰的问题，严重影响ADC采样的零中频基带数字信号的性能，同时零中频镜像干扰混叠在信号的通带内，降低了接收信号的信噪比，无法实施高阶调制信号的有效接收，对低阶调制信号接收也有明显的影响。

发明内容

本发明的目的在于提供一种基带信号镜像干扰抑制方法，解决零中频I、Q失调带来的镜像干扰问题。

为达到上述目的，本发明的技术方案提供一种基带信号镜像干扰抑制方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1、配置前端宽带接收器，偏置接收本振频率和接收信号频率，然后进行ADC采样；

S2、对采样后的I、Q两路信号进行Hilbert变换滤波；同时对I、Q两路信号进行延时，延时等于Hilbert滤波的处理时延；

S3、判断接收信号、镜像信号的频率的分布范围，并通过计算抑制掉镜像干扰后的信号；

S4、对抑制掉镜像干扰后的信号，进行数字变频处理，把步骤S3处理产生的信号转换成零中频的基带I、Q信号。

本方案的技术原理是：偏置宽带收发器的接收频率，把镜像干扰分离到正负频率，即零中频的两侧，然后进行ADC采样，在数字域对采样后的复数信号进行Hilbert变换，通过计算抑制掉镜像干扰后的信号，再进行数字变频，产生性能优异的零中频信号，提高零中频宽带收发器在工程上的适用性，简化硬件设计和参数配置的难度。

本方案的技术效果是：通过偏置接收信号频率，对采样后的I、Q信号进行简单处理，能有效抑制镜像干扰；通过简单的Hilbert滤波数设计和相关计算，可以有效抑制干扰，相对通过复数带通滤波器方式实现干扰抑制，具有易于实现的优点，有效解决零中频I、Q失调带来的镜像干扰问题。

进一步的，S1中偏置接收本振频率和接收信号频率需满足零中频采样镜像信号和接收基带信号分别分布在正、负频率范围内。零中频采样镜像信号和接收基带信号分别分布在正、负频率范围，实现对镜像信号和邻道信号与接收基带信号的分离，能有效抑制镜像干扰。

进一步的，S1中偏置接收本振频率和接收信号频率还需满足采样的基带接收信号在采样频率范围内，不会出现频率混叠。采样的基带接收信号在采样频率范围内不出现频率混叠可以确保基带接收信号不失真，确保采样的过程中满足采样定理。

进一步的，S2中Hilbert变换滤波的通带增益为1。使得前后的幅值保持一致。

进一步的，S3中判断接收信号、镜像信号的频率的分布范围，并通过计算抑制掉镜像干扰后的信号具体判断和计算如下：

S31、当接收信号的频率分布在正频率范围内，镜像信号分布在负频率范围内，用的I路延时数据减去Q路Hilbert滤波数据，获得抑制镜像干扰后信号的实部，I路Hilbert滤波数据和Q路延时数据相加，获得期望的虚部数据。

S32、当接收信号的频率分布在负频率范围内，镜像信号分布在正频率范围内，用的I路延时数据和Q路Hilbert滤波数据相加，获得期望信号的实部，Q路Hilbert滤波数据减去I路延时数据，获得期望的虚部数据。通过判断接收信号的频率和镜像信号分布范围来确定I路延时数据和Q路Hilbert滤波数据的加减操作，从而获得镜像干扰抑制后的信号，计算步骤简单，判断条件也不复杂，使得获取镜像干扰抑制后的信号更为快捷、迅速。

进一步的，对S31处理产生的信号进行数字下变频，对S32处理产生的信号进行数字上变频。针对不同的信号进行不同的数字变频，S31处理产生的信号进行数字下变频，S32处理产生的信号进行数字上变频，从而获得镜像干抑制后的零中频信号，产生的零中频信号性能优异。

附图说明

图1为本发明实施例一基带信号镜像干扰抑制方法流程框图。

图2为本发明实施例一数字域负频率干扰抑制流程图。

图3为本发明实施例一数字域正频率干扰抑制流程图。

图4为本发明实施例一ADC采样信号频谱图。

图5为本发明实施例一干扰抑制后信号频谱图。

图6为本发明实施例一数字下变频信号频偏图。

具体实施方式

下面通过具体实施方式进一步详细说明：

实施例一

实施例一基本如附图1所示：基带信号镜像干扰抑制方法，包括以下步骤：

S1、配置前端宽带接收器，偏置接收本振频率和接收信号频率，把镜像干扰信号分离到正负频率，比如接收信号在正频率，镜像信号在负频率，即零中频的两侧，然后进行ADC采样。

偏置频率必须同时满足如下条件：

S11、零中频采样镜像信号和接收基带信号分别分布在正、负频率范围内。

S12、采样的基带接收信号在采样频率范围内，不会出现频率混叠。

S2、对采样后的I、Q两路信号进行Hilbert变换滤波，同时对I、Q两路信号进行延时，延时等于Hilbert滤波的处理时延。本实施例中Hilbert滤波的通带增益为1。

S3、判断接收信号、镜像信号的频率的分布范围，并通过计算抑制掉镜像干扰后的信号，具体步骤如下：

S31、当接收信号的频率分布在正频率范围内，镜像信号分布在负频率范围内，用的I路延时数据减去Q路Hilbert滤波数据，获得抑制镜像干扰后信号的实部，I路Hilbert滤波数据和Q路延时数据相加，获得期望的虚部数据。

S32、当接收信号的频率分布在负频率范围内，镜像信号分布在正频率范围内，用的I路延时数据和Q路Hilbert滤波数据相加，获得期望信号的实部，Q路Hilbert滤波数据减去I路延时数据，获得期望的虚部数据。

S4、对抑制掉镜像干扰后的信号，进行数字变频处理，把步骤S3处理产生的信号转换成零中频的基带I、Q信号。

如图2所示，本实施例中对S31处理得到的镜像干扰抑制后的信号进行数字下变频处理。

镜像干扰信号在负频率范围，期望接收信号在正频率范围，对ADC采样的I、Q信号，分别进行Hilbert滤波和延时，然后进行加减操作，获得干扰抑制后的信号UP_I、UP_Q，对UP_I、UP_Q进行数字下变频，获得干扰抑制后的零中频信号。

如图3所示，本实施例中对S32处理得到的镜像干扰抑制后的信号进行数字上变频处理。

镜像干扰信号在正频率范围，期望接收信号在负频率范围，对ADC采样的I、Q信号，分别进行Hilbert滤波和延时，然后进行加减操作，获得干扰抑制后的信号DN_I、DN_Q，对DN_I、DN_Q进行数字上变频，获得干扰抑制后的零中频信号。

具体实施过程如下：

配置前端宽带接收器，偏置接收本振频率和接收信号频率，把镜像干扰分离到正负频率，即零中频的两侧，然后进行ADC采样。如图4所示，本实施例中ADC采样速率61.44MHz，偏置接收本振频率和接收信号频率15.36MHz，采样后信号中心频率在15.36MHz，对应镜像干扰信号在-15.36MHz，即镜像干扰信号在负频率范围，期望接收信号在正频率范围。

对采样后的I、Q两路信号进行Hilbert变换滤波，同时对I、Q两路信号进行延时，延时等于Hilbert滤波的处理时延，并进行判断接收信号、镜像信号的频率的分布范围，并通过计算抑制掉镜像干扰后的信号。如图5所示，-15.36MHz处的镜像干扰信号被有效抑制。

对镜像干扰抑制处理后的信号进行数字变频，如图6所示，本实施例中采样后信号中心频率在15.36MHz，对应镜像干扰信号在-15.36MHz，故对干扰抑制处理后载频15.36MHz的信号进行数字下变频，产生零中频基带信号。

实施例二

与实施例一相比，不同之处在于：用于对邻道干扰进行抑制，具体步骤如下：

S1、配置前端宽带接收器，偏置接收本振频率和接收信号频率，把邻道干扰信号分离到正负频率，比如接收信号在正频率，邻道信号在负频率，即零中频的两侧，然后进行ADC采样。

偏置频率必须同时满足如下条件：

S11、零中频采样邻道信号和接收基带信号分别分布在正、负频率范围内。

S12、采样的基带接收信号在采样频率范围内，不会出现频率混叠。

S2、对采样后的I、Q两路信号进行Hilbert变换滤波，同时对I、Q两路信号进行延时，延时等于Hilbert滤波的处理时延。本实施例中Hilbert滤波的通带增益为1。

S3、判断接收信号、邻道信号的频率的分布范围，并通过计算抑制掉邻道干扰后的信号，具体步骤如下：

S31、当接收信号的频率分布在正频率范围内，邻道信号分布在负频率范围内，用的I路延时数据减去Q路Hilbert滤波数据，获得抑制邻道干扰后信号的实部，I路Hilbert滤波数据和Q路延时数据相加，获得期望的虚部数据。

S32、当接收信号的频率分布在负频率范围内，邻道信号分布在正频率范围内，用的I路延时数据和Q路Hilbert滤波数据相加，获得期望信号的实部，Q路Hilbert滤波数据减去I路延时数据，获得期望的虚部数据。

S4、对抑制掉邻道干扰后的信号，进行数字变频处理，把步骤S3处理产生的信号转换成零中频的基带I、Q信号。

本实施例中对S31处理得到的邻道干扰抑制后的信号进行数字下变频处理。

邻道干扰信号在负频率范围，期望接收信号在正频率范围，对ADC采样的I、Q信号，分别进行Hilbert滤波和延时，然后进行加减操作，获得干扰抑制后的信号UP_I、UP_Q，对UP_I、UP_Q进行数字下变频，获得干扰抑制后的零中频信号。

本实施例中对S32处理得到的邻道干扰抑制后的信号进行数字上变频处理。

邻道干扰信号在正频率范围，期望接收信号在负频率范围，对ADC采样的I、Q信号，分别进行Hilbert滤波和延时，然后进行加减操作，获得干扰抑制后的信号DN_I、DN_Q，对DN_I、DN_Q进行数字上变频，获得干扰抑制后的零中频信号。

以上所述的仅是本发明的实施例，方案中公知的具体结构及特性等常识在此未作过多描述。应当指出，对于本领域的技术人员来说，在不脱离本发明结构的前提下，还可以作出若干变形和改进，这些也应该视为本发明的保护范围，这些都不会影响本发明实施的效果和专利的实用性。

Claims (6)

1.基带信号镜像干扰抑制方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1、配置前端宽带接收器，偏置接收本振频率和接收信号频率，然后进行ADC采样；

S2、对采样后的I、Q两路信号进行Hilbert变换滤波；同时对I、Q两路信号进行延时，延时等于Hilbert滤波的处理时延；

S3、判断接收信号、镜像信号的频率的分布范围，并通过计算抑制掉镜像干扰后的信号；

S4、对抑制掉镜像干扰后的信号，进行数字变频处理，把步骤S3处理产生的信号转换成零中频的基带I、Q信号。

2.根据权利要求1所述的基带信号镜像干扰抑制方法，其特征在于：S1中偏置接收本振频率和接收信号频率需满足零中频采样镜像信号和接收基带信号分别分布在正、负频率范围内。

3.根据权利要求2所述的基带信号镜像干扰抑制方法，其特征在于：S1中偏置接收本振频率和接收信号频率还需满足采样的基带接收信号在采样频率范围内，不会出现频率混叠。

4.根据权利要求3所述的基带信号镜像干扰抑制方法，其特征在于：S2中Hilbert变换滤波的通带增益为1。

5.根据权利要求4所述的基带信号镜像干扰抑制方法，其特征在于：S3中判断接收信号、镜像信号的频率的分布范围，并通过计算抑制掉镜像干扰后的信号具体判断和计算如下：

S31、当接收信号的频率分布在正频率范围内，镜像信号分布在负频率范围内，用的I路延时数据减去Q路Hilbert滤波数据，获得抑制镜像干扰后信号的实部，I路Hilbert滤波数据和Q路延时数据相加，获得期望的虚部数据。

S32、当接收信号的频率分布在负频率范围内，镜像信号分布在正频率范围内，用的I路延时数据和Q路Hilbert滤波数据相加，获得期望信号的实部，Q路Hilbert滤波数据减去I路延时数据，获得期望的虚部数据。

6.根据权利要求5所述的基带信号镜像干扰抑制方法，其特征在于：对S31处理产生的信号进行数字下变频，对S32处理产生的信号进行数字上变频。

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