CN113114286B - 低复杂射频前端邻道干扰抑制装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种低复杂射频前端邻道干扰抑制装置，包括发射支路、接收支路和辅助支路，所述装置通过带有滤波拟合的记忆多项式进行非线性参数估计，最终重建并抵消邻道干扰，干扰抑制过程包括：上变频、参数估计、滤波拟合、滤波及下变频和干扰抵消；在数字域完成了参数估计与干扰重建与抵消，较射频域抵消方法电路结构得到了有效简化，相比射频域抵消方法电路结构得到简化，能够更加灵活地进行信号处理，便于工程实现；并且可直接利用接收支路ADC输出的数字信号进行参数估计，所需ADC采样带宽与基带信号相同，有效降低了对系统处理性能的要求。

Description

低复杂射频前端邻道干扰抑制装置

技术领域

本发明涉及接收机信号处理方法技术领域，尤其涉及一种低复杂射频前端邻道干扰抑制装置。

背景技术

如今在蜂窝手机等无线通信设备上越来越多地利用双工滤波器来实现频分双工(frequency-division duplex,FDD)通信，在这些FDD应用中，同时在上行链路和下行链路提供良好的收发隔离仍然是一个严峻的挑战。事实上人们为了得到更小、更便宜的双工器，不得已往往以牺牲隔离度为代价，导致传统的双工器在发射信道能提供45～55dB隔离度，但在接收信道上仅能提供约20～30dB的隔离度，此时经双工器泄露到接收支路的发射信号仍然会对接收信号产生严重干扰，因此对双工滤波器泄露干扰信号的抑制和消除也成为最近研究的热点问题。

在接收端重建并抵消干扰信号是抑制干扰的有效方法，有现有技术将辅助支路产生的射频抵消信号在接收支路低噪放大器输入端与接收信号相减，从而达到抑制干扰的目的，并实现了21.6dB的干扰抑制。但上述方法在具体电路实现中需要用到多个可调带通滤波器及耦合器，射频电路实现结构较为复杂；另外在射频信号处理中容易引入噪声干扰，进而影响干扰抑制效果；并且隔离带宽受到天线频域变化和平衡反射系数的限制，将导致射频(radio frequency,RF)平衡网络的复杂性进一步增加，而高阶RF信号处理不仅会增加射频前端的尺寸和成本，往往还需要高阶多维优化来调整电路参数。

还有现有技术直接在数字域进行了干扰信号的重建与抵消，并最终实现了约20dB的干扰抑制。但上述研究的重点在于如何降低重建支路模数转换器(analog-to-digitalconvertor,ADC)的采样率，同时还要避免由于采样率降低引起的混叠效应对干扰抑制的影响。对20MHz带宽的信号经降采样处理后采样速率由368.64MHz降为61.44MHz，采样带宽为三倍信号带宽，仍然需要较高的系统处理性能。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是如何提供一种电路结构简单，对硬件要求低，处理速度快的低复杂射频前端邻道干扰抑制装置。

为解决上述技术问题，本发明所采取的技术方案是：一种低复杂射频前端邻道干扰抑制装置，其特征在于：包括发射支路、接收支路和辅助支路，所述发射支路中发射基带信号x[n]分为两路，第一路与发射支路DAC模块的输入端连接，第二路与辅助支路中干扰重建模块的一个输入端连接，所述发射支路DAC模块的输出信号经过发射支路变频器处理后输出信号为s[n]，所述信号s[n]经发射支路的功率放大器PA处理后输出功放输出信号x_PA[n]，所述信号x_PA[n]输出给双工滤波器，所述发射支路和接收支路通过双工滤波器共用一个天线，所述双工滤波器的输出端输出信号为接收支路输入信号z[n]，所述信号z[n]经接收支路变频器处理后输出给接收支路ADC模块，所述ADC模块的输出端输出下变频后的基带信号r[n]，所述r[n]分为两路，第一路与时延调整模块的输入端连接，第二路与辅助支路的变频器的输入端连接，经辅助支路的变频器后上变频得到信号z_B[n]，所述信号z_B[n]与所述辅助支路中干扰重建模块的另一个输入端连接，通过所述干扰重建模块对系统非线性特征进行估计并重建出干扰信号，最终在接收信号中减去重建干扰信号实现抑制邻道干扰。

采用上述技术方案所产生的有益效果在于：所述装置通过带有滤波拟合的记忆多项式(memory polynomial,MP)进行非线性参数估计，最终重建并抵消邻道干扰，干扰抑制过程包括：上变频、参数估计、滤波拟合、滤波及下变频和干扰抵消。在数字域完成了参数估计与干扰重建与抵消，较射频域抵消方法电路结构得到了有效简化，相比射频域抵消方法电路结构得到简化，能够更加灵活地进行信号处理，便于工程实现；并且可直接利用接收支路ADC输出的数字信号进行参数估计，所需ADC采样带宽与基带信号相同，有效降低了对系统处理性能的要求。

附图说明

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

图1是本发明实施例所述装置的原理框图；

图2是本发明实施例中邻道干扰信号的等效基带信号频谱图；

图3是本发明实施例中K＝3，Q＝3时的干扰抑制仿真实验结果图；

图4是本发明实施例中K＝5，Q＝9时的干扰抑制仿真实验结果图；

图5是本发明实施例中电路实验实物照片及对应原理框图；

图6是本发明实施例中6K＝3，Q＝3时的干扰抑制电路实验结果图；

图7是本发明实施例中K＝5，Q＝9时的干扰抑制电路实验结果图；

具体实施方式

下面结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是本发明还可以采用其他不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下做类似推广，因此本发明不受下面公开的具体实施例的限制。

如图1所示，本发明实施例公开了一种低复杂射频前端邻道干扰抑制装置，包括发射支路、接收支路和辅助支路，所述发射支路中发射基带信号x[n]分为两路，第一路与发射支路DAC模块的输入端连接，第二路与辅助支路中干扰重建模块的一个输入端连接，所述发射支路DAC模块的输出信号经过发射支路变频器处理后输出信号为s[n]，所述信号s[n]经发射支路的功率放大器PA处理后输出功放输出信号x_PA[n]，所述信号x_PA[n]输出给双工滤波器，所述发射支路和接收支路通过双工滤波器共用一个天线，所述双工滤波器的输出端输出信号为接收支路输入信号z[n]，所述信号z[n]经接收支路变频器处理后输出给接收支路ADC模块，所述ADC模块的输出端输出下变频后的基带信号r[n]，所述r[n]分为两路，第一路与时延调整模块的输入端连接，第二路与辅助支路的变频器的输入端连接，经辅助支路的变频器后上变频得到信号z_B[n]，所述信号z_B[n]与所述辅助支路中干扰重建模块的另一个输入端连接，通过所述干扰重建模块对系统非线性特征进行估计并重建出干扰信号，最终在接收信号中减去重建干扰信号以达到抑制邻道干扰的目的。

发射支路和接收支路通过双工滤波器共用一个天线，并假定发射频率为ω₂，接收频率为ω₁，且有Δω＝ω₁-ω₂。在图1中，发射支路数字基带信号x[n]经过数模转换器(digital-to-analog convertor,DAC)和上变频电路，经过功率放大后的射频信号x_PA[n]进入双工滤波器。由于功放的非线性特性，射频信号x_PA[n]的频谱会发生展宽，同时由于双工滤波器隔离带宽有限，因此对频谱的展宽旁瓣衰减不够大，导致频谱旁瓣会泄露到右侧的接收支路中形成邻道干扰。

所述装置通过构建辅助支路，利用发射基带信号x[n]和接收支路ADC输出信号r[n]，在干扰重建模块中对系统非线性特征进行估计并重建出干扰信号，最终在接收信号中减去重建干扰以达到抑制邻道干扰的目的。

发射支路：

发射支路中的功率放大器(power amplifier,PA)是系统中引入非线性失真的主要原因，为能够准确描述泄露干扰信号对接收支路的影响，本申请采用记忆多项式来描述功放的非线性特性，发射支路中功放的输入信号s[n]可表示为：

相应地功放输出信号x_PA[n]可表示为：

其中Q表示记忆多项式的最大记忆深度，(2K+1)表示最大非线性阶数；w_kq表示记忆多项式模型的复系数；可将发射支路输出信号进一步表示为：

其中式(3)中的c_kq＝exp(-jω₂q)w_kq表示记忆多项式中等效复系数。

接收支路：

接收支路输入信号z[n]可表示为：

z[n]＝x_PA[n]*h_B[n]+(e[n]+w[n])e^jω1n (4)

其中h_B[n]为双工滤波器冲击响应函数，符号*表示卷积运算，e[n]为接收期望信号，w[n]为传输过程中引入的高斯白噪声。经过下变频后的基带信号可表示为

其中h[n]为双工滤波器冲击响应函数的等效低通表示，Δω＝ω₁-ω₂表示收发频率差值。正如前面所讨论的，由于h[n]的隔离带宽有限，因此需要在接收支路中对泄露的干扰信号进行抑制，以提升接收信号信噪比。

干扰抑制原理：

实际接收支路中的邻道干扰信号是零频率数字基带信号，为方便和发射信号进行对比分析，将发射支路数字基带信号x[n]频谱、功率放大后的射频信号x_PA[n]以及接收支路的邻道干扰信号的等效基带信号频谱并列表示如图2所示。图中ACI表示的是未进行下变频的邻道干扰信号，即随后在辅助支路中重新上变频得到的信号z_B[n]。

由图中不难看出，发射信号展宽后的旁瓣经过双工滤波器衰减进入到接收支路内，最大幅度仍可达-20dBm左右，远大于接收期望信号幅度，因此必须采取措施加以抑制，以提高接收期望信号的信干噪比。

在进行邻道干扰抑制之前，首先要通过参数训练得到系统的收敛解，即在接收支路没有期望信号参与情况下利用发端训练数字序列来计算系统的非线性参数解。而在随后的干扰抑制阶段，再利用所计算参数和发端数字信号重建干扰信号，并最终抵消泄漏到接收支路中的邻道干扰，从而达到提高期望信号的信干噪比的目的。

下面我们通过重点分析训练阶段中参数的收敛计算过程来研究干扰抑制的原理，参数由辅助支路中的干扰重建模块计算得出，在重建模块中需要完成的信号处理包括：

上变频：

在接收支路中将ADC输出的数字基带信号r[n]重新上变频Δω得到z_B[n]，即发射信号滤波得到的非线性带外分量。

非线性参数估计：

利用数字基带信号x[n]和发射信号x_PA[n]，可以通过MP多项式或GMP多项式等方法估计出系统的非线性参数。为方便表示，把式(5)改写为矩阵形式，即

r＝XΩ+w (7)

其中X是N×kp阶输入数字基带信号的矩阵表示，k为MP多项式阶数，p为MP多项式记忆深度：

X＝[X₀,X₁,...,X_N-1]^T (8)

其中X_n＝[x_n,0,0,...,x_n,k,0,...,x_n,0,p,...,x_n,k,p]^T，x_n,k,p＝x_n(k,p)＝x[n-p]|x[n-p]|^2k+1，而Ω是阶数为kp×1的待估计多项式参数。

滤波拟合：

发射信号x_PA[n]经过双工滤波器滤波后进入接收支路，即信号z[n]，为方便表示，把上述过程也改写为矩阵形式，即

其中r表示进入接收支路信号，

表示带有噪声的观测信号，H是由双工滤波器冲击响应系数h[n]＝{h[0]h[1]...h[N-1]}构造的阶数为(N+N_F-1)×N的矩阵，N为观测信号长度，N_F为滤波器系数的个数：

但在式(9)中需要注意的是，观测信号

的长度为N，而右侧矩阵HXΩ的运算结果为N+N_F-1，式子两侧信号的长度并不一致。这是由于在Simulink仿真中带通滤波器处理的是连续信号，前一帧的帧尾数据在下一帧的帧头数据开始时仍然会滞留在移位寄存器内，从而造成相邻观测信号帧之间产生交叉耦合；而等式右侧则只能按照矩阵乘法规则处理有限长度的帧信号，无法直接求解，因此需要对式(9)进一步处理：

其中Ξ表示对信号进行截短处理，在式中表示截取帧信号中间部分使等式两侧信号等长。为了将帧头和帧尾带有交叉耦合误差的信号数据完全丢弃，以减小参数估计中的引入误差，截短后的信号长度应不大于N-2N_F。

对上式易由最小二乘等方法解得

其中(HX)^H表示矩阵HX的共轭转置。

当迭代计算收敛后，即可利用估计参数

和数字基带信号x[n]重建发射信号

滤波和下变频：

重建信号

需要再次滤波取出带外非线性分量，并将滤波后的信号下变频Δω为零频数字基带信号c[n]：

干扰抵消：

通过微调接收信号r[n]延时使其与重建信号c[n]在时域上波形对齐，最终相减以达到抑制邻道干扰的目的。

经过抵消后的残余干扰为：

最终残余干扰功率与记忆多项式系数估计误差

成正比。

仿真实验验证

仿真实验中系统各项参数设置如表1所示，其中采用有限冲击响应带通滤波器来近似模拟双工滤波器的滤波特性。

表1仿真实验参数设置

发射支路数字基带信号经过带记忆效应的功放后进入双工滤波器，功放的MP模型复系数设置如下：

发射支路数字基带信号和上变频后的邻道干扰信号同时送入辅助支路进行参数估计。辅助支路在进行多项式系数估计时，非线性阶数K分别设置为K＝3和K＝5，而记忆深度Q分别设置为Q＝3和Q＝9来考察不同参数组合对系统邻道干扰抑制能力的影响。

尽管最终干扰抵消过程是在基带完成的，但是为了方便观察干扰信号和发射信号之间的对应关系，下面实验结果中我们将接收支路和发射支路信号的等效数字基带信号频谱在频率轴的正半轴并列给出。

在K＝3，Q＝3条件下，对应的干扰抑制仿真实验结果如图3所示，在图中能够看出接收支路中的邻道干扰大约被抑制了20dB。由于此时MP多项式仅仅是对系统三次非线性谐波进行了重建与抵消，而忽略了更高阶次的谐波，因此从整个信道带宽范围内来看对邻道干扰的抑制效果还不够理想。

当MP多项参数取值增大为K＝5，Q＝9，对应的干扰抑制仿真实验结果如图4所示，由于抑制了更多阶数的非线性高次谐波，因此抵消后的残余干扰要远远小于K＝3，Q＝3的情况。此时大约抑制了40dB的邻道干扰，能够明显提高接收期望信号的信干噪比。

电路实验验证：

为进一步验证所述装置计算机仿真与实际电路实现之间的差异，本申请利用软件无线电平台进行了电路实验验证。在电路实验平台中利用软件无线电平台的发射支路和接收支路实现了自发自收，其中发射支路包括DAC(Texas Instruments的12J4000)及上变频电路，接收支路包括ADC(Analog Devices的AD9129)和下变频电路。

在发射支路将16QAM数字基带信号转换为模拟信号并上变频到2.4GHz，再依次通过PA(Mini-Circuits的ZX60-V82+)、衰减器(40dB)送回接收支路。在接收支路中将信号下变频并重新数字化，然后利用Matlab带通滤波器滤出发射信号带外旁瓣作为邻道干扰。同时在Matlab中构建辅助支路，利用发射支路的数字基带信号和接收支路的带通滤波信号进行参数估计，重建干扰信号并最终同接收信号中的邻道干扰完成抵消。电路实验的实物照片及对应原理框图如图5所示。

同仿真实验类似，在电路实验中也分别考察了不同MP多项式参数组合下所提方法对系统邻道干扰的抑制能力。图6是K＝3，Q＝3时所提方法对邻道干扰抑制的电路实验结果，经过抵消后的残余干扰幅度较原始邻道干扰有了明显降低，同样由于此时MP多项式参数取值较小，只是抑制了低阶的3次非线性谐波，从频谱图上看出对应于10M～20M频带内的残余干扰幅度较大，不利于期望信号信干噪比的改善。

图7是K＝5，Q＝9时所提方法对邻道干扰抑制的电路实验结果，从图中可以看出，由于多项式模型对系统的非线性效应有了更加精细的描述，能够抑制更高阶数的非线性失真，因此干扰抑制效果相比图6有了明显改善，此时大约能够抑制25dB的邻道干扰，能有效提升接收期望信号的信干噪比。

本申请所述装置在简化电路结构的前提下，邻道干扰抑制效果也有明显提升，进一步验证了本文所提方法的有效性和可行性，也为干扰抑制的实际应用提供了必要的数据支撑。

同仿真实验结果相比，电路实验中邻道干扰的抑制比还有很大的提升空间，说明实际电路系统中影响参数估计的不确定因素要比仿真系统中大得多，因而需要抑制更多阶数的非线性谐波才能达到和仿真系统相同的效果。如何减小残余干扰、进一步提高邻道干扰的抑制比是后续研究的重点工作。

综上，所述装置直接在数字域通过参数估计、干扰重建与抵消来抑制FDD射频前端邻道干扰的方法，解决了当前干扰抑制方法中电路复杂度高以及需要宽带、高速率采样ADC的问题。并对所提方法的干扰抑制效果进行了实验验证，计算机仿真及电路实验结果表明，所提方法能够有效抑制FDD射频前端发射支路向接收支路泄露的邻道干扰，从而提高了接收期望信号的信干噪比。

Claims (5)

1.一种低复杂射频前端邻道干扰抑制装置，其特征在于：包括发射支路、接收支路和辅助支路，所述发射支路中发射基带信号x[n]分为两路，第一路与发射支路DAC模块的输入端连接，第二路与辅助支路中干扰重建模块的一个输入端连接，所述发射支路DAC模块的输出信号经过发射支路变频器处理后输出信号为s[n]，所述信号s[n]经发射支路的功率放大器PA处理后输出功放输出信号x_PA[n]，所述信号x_PA[n]输出给双工滤波器，所述发射支路和接收支路通过双工滤波器共用一个天线，所述双工滤波器的输出端输出信号为接收支路输入信号z[n]，所述信号z[n]经接收支路变频器处理后输出给接收支路ADC模块，所述ADC模块的输出端输出下变频后的基带信号r[n]，所述r[n]分为两路，第一路与时延调整模块的输入端连接，第二路与辅助支路的变频器的输入端连接，经辅助支路的变频器后上变频得到信号z_B[n]，所述信号z_B[n]与所述辅助支路中干扰重建模块的另一个输入端连接，通过所述干扰重建模块对系统非线性特征进行估计并重建出干扰信号，最终在接收信号中减去重建干扰信号实现抑制邻道干扰；

发射支路中功放的输入信号s[n]可表示为：

相应地功放输出信号x_PA[n]可表示为

其中Q表示记忆多项式的最大记忆深度，(2K+1)表示最大非线性阶数；w_kq表示记忆多项式模型的复系数；可将发射支路输出信号进一步表示为：

其中式(3)中的c_kq＝exp(-jω₂q)w_kq表示记忆多项式中等效复系数；

接收支路输入信号z[n]可表示为：

其中h_B[n]为双工滤波器冲击响应函数，符号*表示卷积运算，e[n]为接收期望信号，w[n]为传输过程中引入的高斯白噪声；经过下变频后的基带信号可表示为：

其中h[n]为双工滤波器冲击响应函数的等效低通表示，Δω＝ω₁-ω₂表示收发频率差值，ω₂为发射频率，ω₁为接收频率；所述干扰重建模块包括上变频模块、非线性参数估计模块、滤波拟合模块、滤波和下变频模块以及干扰抵消模块；

所述滤波拟合模块的处理方法如下：

发射信号x_PA[n]经过双工滤波器滤波后进入接收支路，即信号z[n]，为方便表示，把上述过程也改写为矩阵形式，即

其中r表示进入接收支路信号，

表示带有噪声的观测信号，H是由双工滤波器冲击响应系数h[n]＝{h[0]h[1]...h[N-1]}构造的阶数为(N+N_F-1)×N的矩阵，N为观测信号长度，Ω是阶数为kp×1的待估计多项式参数，N_F为滤波器系数的个数：

观测信号

的长度为N，而右侧矩阵HXΩ的运算结果为N+N_F-1，因此需要对式(9)进一步处理：

其中Ξ表示对信号进行截短处理，在式中表示截取帧信号中间部分使等式两侧信号等长；为了将帧头和帧尾带有交叉耦合误差的信号数据完全丢弃，以减小参数估计中的引入误差，截短后的信号长度应不大于N-2N_F；

对上式易由最小二乘方法解得

其中(HX)^H表示矩阵HX的共轭转置；

当迭代计算收敛后，即可利用估计参数

和数字基带信号x[n]重建发射信号

2.如权利要求1所述的低复杂射频前端邻道干扰抑制装置，其特征在于，所述上变频模块用于在接收支路中将ADC输出的数字基带信号r[n]重新上变频Δω得到z_B[n]，即发射信号滤波得到的非线性带外分量；

3.如权利要求1所述的低复杂射频前端邻道干扰抑制装置，其特征在于，所述非线性参数估计模块利用数字基带信号x[n]和发射信号x_PA[n]，通过MP多项式或GMP多项式方法估计出系统的非线性参数，为方便表示，把式(5)改写为矩阵形式，即

r＝XΩ+w (7)

其中X是N×kp阶输入数字基带信号的矩阵表示，k为MP多项式阶数，p为MP多项式记忆深度：

X＝[X₀,X₁,...,X_N-1]^T (8)

其中X_n＝[x_n,0,0,...,x_n,k,0,...,x_n,0,p,...,x_n,k,p]^T，x_n,k,p＝x_n(k,p)＝x[n-p]|x[n-p]|^2k+1，而Ω是阶数为kp×1的待估计多项式参数。

4.如权利要求1所述的低复杂射频前端邻道干扰抑制装置，其特征在于，所述滤波与下变频模块的处理方法如下：

重建信号

需要再次滤波取出带外非线性分量，并将滤波后的信号下变频Δω为零频数字基带信号c[n]：

5.如权利要求1所述的低复杂射频前端邻道干扰抑制装置，其特征在于，所述干扰抵消模块的处理方法如下：

通过微调接收信号r[n]延时使其与重建信号c[n]在时域上波形对齐，最终相减以达到抑制邻道干扰的目的，经过抵消后的残余干扰为：

最终残余干扰功率与记忆多项式系数估计误差

成正比。

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