CN105978602A - 一种同时同频全双工非线性干扰抑制的装置与方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种同时同频全双工非线性干扰抑制的装置与方法，在分析同时同频全双工发射、接收、重建三个通道的非线性自干扰特征的情况下，针对发射、接收、重建三个通道的非线性特征，通过增加的反馈通道，并通过建立数学模型、自干扰重建通道的非线性信号提取、自干扰非线性信号建模、自干扰重建通道的非线性自干扰抑制、精确的数字自干扰抵消等方式对整个全双工系统的非线性进行抑制，最终将接收信号中的非线性自干扰抑制到接收机底噪附近。本发明针对大功率、大带宽、多径自干扰信号等环境下，联合发送端和接收端消除同时同频干扰，将自干扰抵消性能做到最好，不仅使频谱利用率翻倍，且改善系统的通信质量，提高通信设备在同时同频的环境下工作的稳定性与可靠性。

Description

一种同时同频全双工非线性干扰抑制的装置与方法

技术领域

本发明涉及一种同时同频全双工非线性干扰抑制的装置与方法。

背景技术

当前无线通信系统采用时分双工或者频分双工的方法进行双向通信。时分双工系统在移动通信系统中接收和传送是在同一频率信道即载波的不同时隙，用保证时间来分离接收与传送信道，从而隔离接收信道与传送信道之间的干扰。频分双工系统在移动通信系统的接收和传送是在分离的两个对称频率信道上，用保证频段来分离接收与传送信道，从而隔离接收信道与传送信道之间的干扰。这两种双工方法，在隔离接收和传送通道的过程中，分别牺牲了时间资源和频率资源，导致频谱利用率低下。

近20年来，随着无线通信业务量爆炸增长与电磁频谱短缺之间的矛盾愈加突出，驱动着无线通信理论与技术的变革，相继产生了码分多址、多载波、多天线、认知无线电等标志性的信号设计思想，促进了更高频谱效率无线通信技术的标准化与产业化。但是这些技术革命仍没有涉及到双工方式。如果无线通信设备使用相同的时间、相同的频率，同时发射和接收无线信号，无疑将使得无线通信链路的频谱效率提高了一倍。

然而，无线通信设备的发送端和接收端同时同频工作时，会使发送端产生的发送信号进入接收端的接收通道，形成自干扰信号，该自干扰强度远强于接收端收到的来自远端无线通信设备信号的强度，从而严重影响接收端对远端无线设备发送信号的接收。通常情况，这将会降低接收端的灵敏度，增加误码率，导致通信性能下降；严重情况下，接收端接收通道将被堵塞，导致接收功能完全丧失，甚至烧毁接收机前端。

但是目前对同时同频全双工非线性自干扰抑制的研究尚处于起步阶段，从我们收集到的国内外研究现状所涉及到的文献及现有技术中：

如文献E.Ahmed,A.Eltawil,and A.Sabharwal,“Self-interferencecancellation with nonlinear distortion suppression for full-duplex systems,”Asilomar Conf.Signals,Syst.and Comput.,Pacific Grove,CA,Nov.2013,pp.1199-1203.没有进行射频域自干扰抑制，只建议了一种完全数字域的迭代算法。针对发射通道功放的非线性、接收通道低噪放的非线性、振荡器的相位噪声、AD的量化噪声，以发射机的基带信号作为重建非线性自干扰的参考信号，联合估计自干扰信道系数和非线性系数，实现线性自干扰和非线性自干扰的共同抑制。

文献Ahmed E,Eltawil A M.“All-Digital Self-interference CancellationTechnique for Full-duplex Systems,”arXiv preprint arXiv:1406.5555,2014，采集发射机功放后 的射频信号作为重建非线性自干扰的参考信号，采用多项式非线性模型估计发送通道的非线性失真系数，然后进行非线性自干扰重建和消除。

中国专利申请号201510263934.9公开了一种同时同频全双工极限自干扰抵消方法。该专利所公开的技术方案中，主要通过信号预校正、非线性及相噪提取、射频干扰重建、数字干扰抵消完成自干扰信号抵消。

以上文献及技术均针对如何抑制发射和接收通道引起的非线性自干扰分量问题，没有考虑射频重建通道的非线性影响。由于自干扰射频重建通道是工作在大信号状态，其非线性影响也十分严重，必须解决此问题。并且根据现有资料，同时同频全双工发射机的发射功率均很小，最大只有25dBm。考虑到一般意义的无线通信，需要研究同时同频全双工发射机的发射功率在100mW～1kW范围时，非线性自干扰的抑制问题。

综上，现有的自干扰抵消技术方案，没有考虑在射频重建通道的非线性影响下，如何将自干扰抵消做到最好。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种同时同频全双工非线性干扰抑制的装置与方法，通过增加额外的反馈通道和非线性提取通路并联合发送端和接收端消除同时同频自干扰，提高频谱利用率，将自干扰抵消性能做到最好，从而使通信设备在同时同频环境下工作的更为稳定。

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：一种同时同频全双工非线性干扰抑制的装置，它包括发射单元基带处理模块、发射通道、第一耦合器、反馈通道、第二耦合器、重建通道、第三耦合器、环形器、天线、射频域自干扰非线性提取模块、非线性提取通路、数字信号处理系统、第一加法器、接收通道和第四耦合器，其中数字信号处理系统包括非线性自干扰重建模块、第二加法器和数字自干扰抵消模块；

发射信号经过发射单元基带处理模块和发射通道处理后变为射频信号x(t)，发射单元基带处理模块的输出端与发射通道输入端相连，发射通道的输出端输出射频信号x(t)并送往第一耦合器；第一耦合器的输出端口将射频信号x(t)分别发送至环形器、重建通道，第一耦合器的耦合端口将耦合部分功率分别发送至反馈通道和射频域自干扰非线性提取模块的第一输入端；

所述的环形器的第一端口接收第一耦合器输出的射频信号x(t)，环形器的第二端口接天线，环形器的第三端口将天线接收到的信号与泄露的信号合成的信号r(t)+x(t)*h(t)输出至第一 加法器的第一输入端，其中r(t)为天线接收信号，h(t)为自干扰传输信道；天线在发射信号的同时，也接收到来自远端的同频率信号。考虑收发共天线场景，即这种结构采用一根天线同时发送和接收信号，并通过环行器实现接收与发送信号的隔离。市面上的环行器仅能够提供18dB的典型收发隔离度，即自干扰信号经历18dB的衰减后泄漏到接收射频单元中。因此，考虑发射通道功率放大器输出为23dBm，则接收到的最强自干扰信号约为5dB，远远高于其他干扰信号，因此该自干扰信号是接收机的主要干扰信号。

耦合至反馈通道的射频信号x(t)经过反馈通道处理后变为数字信号fb(n)，反馈通道的输出端与第二耦合器连接，经过第二耦合器的信号fb(n)分别输出至非线性自干扰重建模块的第一输入端和数字自干扰抵消模块第一输入端；

耦合到重建通道的射频信号x(t)经过重建通道里的射频域自干扰重建模块处理后变为 信号，射频域自干扰重建模块的输出端与第三耦合器连接，经过第三耦合器的信号分别送往第一加法器第二输入端与射频域自干扰非线性提取模块的第二输入端，其中送往第一加法器的信号与信号r(t)+x(t)*h(t)进行线性抵消，消除接收通道的线性干扰，为自干扰重建估计信道，x_nl(t)为自干扰重建通道的非线性信号；

第一加法器的输出端连接接收通道，经接收通道处理后变为数字信号r₁(n)，接收通道后接第四耦合器，经过第四耦合器的信号r₁(n)分别输出到非线性自干扰重建模块和第二加法器的第一输入端；

射频域自干扰非线性提取模块的输出端与非线性提取通路连接，非线性提取通路的输出信号fb_nl(n)与非线性自干扰重建模块的第二输入端连接；

非线性自干扰重建模块的输出端连接第二加法器的第二输入端，第二加法器对重建通道和接收通道的非线性干扰进行抵消；第二加法器的输出端连接到数字自干扰抵消模块的第二输入端，数字自干扰抵消模块的输出端输出接收信号。

所述的发射通道包括顺次连接的数模转换器和第一射频模块；所述的反馈通道包括顺次连接的第二射频模块和第一模数转换器；所述的接收通道包括顺次连接的第三射频模块和第二模数转换器；所述的非线性提取通路包括顺次连接的第四射频模块和第三模数转换器。

所述的射频域自干扰重建模块由固定延时d_n、可调衰减器a_n、可调相移器p_n构成，其中可调衰减器和可调相移器由最小化自干扰功率的自适应算法进行调整，从而模拟发射信号传 输到接收端的信道h(t)。

所述的射频域自干扰非线性提取模块由自干扰重建单元和自干扰对消单元两部分组成；自干扰重建单元由固定延时h_n、可调衰减器b_n、可调相移器f_n构成，其中可调衰减器和可调相移器由最小化自干扰功率的自适应算法进行调整，从而模拟重建通道的信道重建出的信号与耦合信号进行线性抵消，输出非线性信号，非线性信号经过非线性提取通路处理后变为fb_nl(n)信号。

一种同时同频全双工非线性干扰抑制的方法，包括以下步骤：

S1：发射信号经过发射单元基带处理模块和发射通道模块处理后发射信号变为射频信号x(t)并送往第一耦合器；

S2：经过第一耦合器输出端口的射频信号x(t)分别发送至环形器、重建通道，第一耦合器的耦合端口将耦合部分功率分别发送至反馈通道和射频域自干扰非线性提取模块的第一输入端；

S3：耦合到环形器的射频信号x(t)通过天线发送出去的同时，一部分功率通过环形器泄露到信号接收通道，泄露到的信号与接收通道的接收的信号合为r(t)+x(t)*h(t)并送至第一加法器的第一输入端,其中r(t)为接收信号，h(t)为自干扰传输信道；

S4：耦合到反馈通道的射频信号x(t)经过反馈通道处理后变为数字信号fb(n)；

S5：数字信号fb(n)经第二耦合器后分别耦合到非线性自干扰重建模块的第一输入端和数字自干扰抵消模块的第一输入端；

S6：耦合到重建通道的射频信号x(t)经过重建通道里的射频域自干扰重建模块处理后变为信号，并通过第三耦合器后分别耦合到第一加法器的第二输入端与射频域自干扰非线性提取模块的第二输入端，其中送往第一加法器的信号与r(t)+x(t)*h(t)进行线性抵消，为自干扰重建估计信道，x_nl(t)为自干扰重建通道的非线性信号；

S7：第一加法器的输出端连接接收通道，接收通道输出的数字信号r₁(n)经第四耦合器后分别耦合到非线性自干扰重建模块的第二输入端和第二加法器第一输入端；

S8：射频域自干扰非线性提取模块的输出端连接非线性提取通路，非线性提取通路输出端连接非线性自干扰重建模块的第三输入端；

S9：非线性自干扰重建模块的输出端连接第二加法器的第二输入端，

S10：第二加法器的输出端连接到数字自干扰抵消模块的第二输入端，数字自干扰抵消模块的输出端即为接收信号。

本发明的有益效果是：

本发明是专为同时同频全双工通信系统所设计的，主要目的是为抑制全双工通信中的自干扰信号，最终将接收信号中的非线性自干扰抑制到接收机底噪附近，实现全双工的稳定通信。本发明的核心在于增加反馈通道，非线性提取通路和非线性自干扰重建模块，使射频重建通道的非线性得到抑制。

本发明相较于其他的自干扰抑制方式，具有如下优点：

(1)本发明通过考虑射频重建通道的非线性，对射频通道的非线性进行抑制，将接收信号中的非线性自干扰抑制到接收机底噪附近。

(2)本发明针对大功率、大带宽、多径自干扰信号等环境下，可将自干扰抑制做到最好。

(3)本发明可与其余的抵消方式共同在通信系统中起作用。

综上，本发明提出了一种对全双工系统非线性干扰抑制的新的方法和新架构，可以有效抑制自干扰重建通道产生的非线性干扰。新的架构增加了一条从发射通道功放输出端耦合至接收机的反馈通道，结合反馈通道的参考信号和天线接收信号，对射频自干扰重建通道的非线性自干扰进行测量、估计，然后将非线性自干扰的估计值从接收信号中除去，从而实现对重建通道非线性自干扰的有效抑制。考虑了之前的一些抵消方式没有重视的问题，不仅使频谱利用率翻倍，且改善系统地通信质量，有利于全双工系统性能的提高。

附图说明

图1是同时同频全双工装置示意图；

图2是射频域自干扰重建模块的结构示意图；

图3是接收通道示意图；

图4是射频域自干扰非线性提取模块的结构示意图；

图5是非线性干扰重建模块示意图；

图6是数字信号处理系统示意图。

具体实施方式

下面结合附图进一步详细描述本发明的技术方案：

本发明提出了一种同时同频全双工非线性干扰抑制的方法并且提出一种新的架构。针对发射、接收、重建三个通道的非线性特征，通过增加的反馈通道，实现了实时采集、量化、分析发射、接收、重建三个通道的非线性，并对上述三个通道的非线性进行抑制。如图1所 示，装置包括发射单元基带处理模块、发射通道、多个耦合器(图中未给出)、反馈通道、重建通道、环形器、天线、射频域自干扰提取模块、非线性提取通路、数字信号处理系统、加法器1、接收通道，其中发射通道包括数模转换器、射频模块、反馈通道包括射频模块和模数转换器，重建通道包括射频域自干扰重建模块，非线性提取通路包括射频模块和模数转换器，数字信号处理系统包括非线性自干扰重建模块、加法器2、数字自干扰抵消模块，接收通道包括射频模块和模数转换器。

具体的，在已有的关于全双工的研究中，接收机收到的自干扰功率在-40dBm～-20dBm范围内，与相位噪声等其他影响全双工干扰抑制性能的因素相比，射频自干扰重建通道的非线性失真相对较小。但是，当发送、接收天线距离很近，或者采用同一根天线发送和接收时，接收前端的自干扰功率将会急剧增加。考虑发射端功放输出功率为23dBm、环行器隔离度为18dB的单天线基站，接收机接收到的自干扰信号功率约为5dB，远远大于已有方案中的自干扰功率水平。

在这种场景下，如果要保证-90dBm的总噪声水平，射频域自干扰重建模块的三阶交调(IM3)必须低至-95dBm。按照已有的惯例，以三阶输出交调截取点(OIP3)作为衡量非线性射频器件的非线性失真指标，则要求射频域自干扰三阶输出交调点的计算如下：

$P_{OIP3}\left(dBm\right)=P_{OUT}\left(dBm\right)+\frac{P_{IMD3}}{2}\left(dBc\right)---\left(1\right)$

其中P_IMD3＝P_OUT-P_IM3是输出功率和三阶交调功率之差。

因此，在这种场景下，射频域自干扰重建模块的OIP3为55dBm。在实际工程应用中，OIP3高达55dBm的射频干扰重建电路实现起来成本高、效率低。此外，该电路工作时回退功率较大，射频重建通道将消耗大量功率，效率低下。因此，随着发射功率的增加，必须抑制射频域自干扰重建通道的非线性。

具体的，如图2所示，我们从发射通道功放的输出信号x(t)中，耦合部分信号能量作为重建自干扰信号的参考信号。射频域自干扰抑制模块由自干扰重建单元和自干扰对消单元两部分组成。自干扰重建单元由固定延时d_n、可调衰减器a_n、可调相移器p_n构成，其中可调衰减器和可调相移器由最小化自干扰功率的自适应算法进行调整，从而模拟发射信号传输到接收端的信道h(t)。在进入ADC单元前，将重建的自干扰信号从接收信号中减去。中接收端收到的信号：

$r_1\left(n\right)=r\left(n\right)+x\left(n\right)*\[h\left(n\right)-\hat{h}\left(n\right)\]-x_{nl}\left(n\right)+w\left(n\right)+r_{nl}\left(n\right)---\left(2\right)$

其中，r_nl(n)为接收通道产生的非线性。

从式(2)可以看出，即使重建通道精确无误的估计了自干扰传输信道，经过射频域自干扰抑制之后，射频自干扰重建通道的非线性信号混入经过ADC之后的剩余接收信号中。

具体的，为了将自干扰重建通道的非线性和接收通道的非线性抵消掉，需要实现重建通道和接收通道的非线性自干扰重建。如图3所示，接收信号r₁(n)含有有用信号r(n)和接收通道失真信号r_nl(n)以及残留的自干扰信号，用该信号和反馈信号fb(n)及非线性提取通道进行自干扰重建，若无非线性提取通道，将导致模型不准确，因此需要非线性提取通道。

如图1所示，在发射机功放输出端耦合出一条额外的反馈通道用以获取参考信号，通过自干扰非线性信号提取通路获得自干扰非线性信号αx_nl(n)，其中α为一个比例因子。

具体的，如图4所示，我们从发射通道功放的输出信号x(t)中，耦合部分信号能量作为射频域自干扰非线性提取的的参考信号，耦合部分的能量作为耦合信号。射频域自干扰非线性提取模块由自干扰重建单元和自干扰对消单元两部分组成。自干扰重建单元由固定延时h_n、可调衰减器b_n、可调相移器f_n构成，其中可调衰减器和可调相移器由最小化自干扰功率的自适应算法进行调整，从而模拟重建通道的信道重建出的信号与耦合信号进行线性抵消，输出非线性信号，非线性信号经过非线性提取通路处理后变为fb_nl(n)信号。

具体的，非线性提取通道输出的信号fb_nl(n)为：

$\begin{array}{c}{\mathrm{fb}}_{nl}\left(n\right)=\mathrm{\α}\left(x\right(n)*\hat{h}(n)+x_{nl}(n\left)\right)-\mathrm{\α}x\left(n\right)*\hat{h}\left(n\right)+w_{fb}\left(n\right)\\ ={\mathrm{\αx}}_{nl}\left(n\right)+w_{fb}\left(n\right)\end{array}---\left(3\right)$

其中w_fb(n)为非线性提取通道的噪声；α为耦合因子，其取值范围综合考虑非线性提取通道的非线性和信号质量。α取值越小，非线性提取通道的非线性产物就越低，但是该通道的噪声对自干扰重建的非线性信号影响就越大。

以上述情况为例，接收端收到自干扰信号5dBm，为了保证非线性提取通道的非线性功率低于-95dBm，射频域自干扰非线性提取链路的采用易于实现的25dBm的OIP3链路，这样就要求的功率小于-15dBm，则α取小于0.01。

理想情况下，r₁(n)直接减掉βfb_nl(n)，就可以将接收信号的自干扰重建通道的非线性信号抵消掉。但是由于r₁(n)和fb_nl(n)同步精度等原因，直接相减性能并不理想。当获取fb(n)和fb_nl(n)后，我们可以精确建立自干扰重建通路的非线性传输模型w(t)。

具体的，如图5所示，由于r₁(n)中残留未抵消的自干扰信号，且其功率远大于接收信号，因此接收通道的非线性主要由自干扰信号引起。当获取r₁(n)和fb(n)后，这两个信号可以精确同步，然后利用得到的g(t)模拟出自干扰重建通道的非线性信号，从而在接收信号中抵消掉自干扰重建通道的非线性信号。

抵消掉自干扰重建通道的非线性信号后，利用同样的方法，重建接收通道的非线性信号，将接收通道的非线性信号抵消。

具体的，对自干扰非线性建模本专利采用具有偶数阶非线性分量的MP模型，该模型由于其简单性和有效性已经被广泛采用。MP模型可以写为如下形式：

$y_{AC}\[n\]=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\Σ}}\underset{q=0}{\overset{Q-1}{\Σ}}{w}_{kq}x\[n-q\]|x\[n-q\]{|}^k---\left(4\right)$

其中y_AC[n]是模型的输出，K是非线性分量的阶数，Q是模型的记忆深度。已知输出信号x(n)和输出非线性信号fb_nl(n)，因此使用最小二乘法估计参数w_kq。

设：

x(n,k,l)＝x(n-l)|x(n-1)|^k-1 (5)

则等式(4)可以转换成矩阵等式：

$y_{AC}\left(n\right)=W^T{\tilde{X}}_n---\left(6\right)$

其中

在模型识别中，为输出信号，和y_AC(n)是非线性信号，均是是已知的，因此求解非线性模型的代价函数为：

$\begin{array}{c}J\left(W\right)=E\left(\right|e\left(n\right){|}^2)\\ =E\left({(y_{AC}\[n\]+n_0(n)-W^H\tilde{X}(n\left)\right)(y_{AC}\[n\]+n_0(n)-W^H\tilde{X}(n\left)\right)}^{\mathrm{\Θ}}\right)\\ =E\left(\right|y_{AC}\[n\]{|}^2)-P_1^{H}W-W^H{P}_1+W^H{R}_{1}W+{\mathrm{\σ}}^2\end{array}---\left(7\right)$

其中：

$R_1=E\left(\tilde{X}\right(n\left){\tilde{X}}^H\right(n\left)\right)---\left(8\right)$

$P_1=E\left(\tilde{X}\right(n\left)y_{AC}{\[n\]}^{\mathrm{\Θ}}\right)---\left(9\right)$

为了求解最优非线性模型参数，利用基于梯度的迭代算法，可以获取逼近于维纳解的参 数模型。

具体的，迭代算法根据代价函数的瞬时梯度，对权值向量进行更新，更新方式为：

$\hat{W}(n+1)=\hat{W}\left(n\right)-\mathrm{\λ}\▿\hat{J}\left(n\right)---\left(10\right)$

其中λ为遗忘因子，瞬时梯度为：

$\▿\hat{J}\left(n\right)=2\hat{R}\hat{W}\left(n\right)-2\hat{P}---\left(11\right)$

其中：

$\hat{R}=\tilde{X}\left(n\right){\tilde{X}}^H\left(n\right)---\left(12\right)$

$\hat{P}=\tilde{X}\left(n\right)y_{AC}{\[n\]}^{\mathrm{\Θ}}---\left(13\right)$

则迭代更新可以改写为：

$\begin{array}{c}\hat{W}(n+1)=\hat{W}\left(n\right)-\mathrm{\λ}\left(2\tilde{X}\right(n\left){\tilde{X}}^H\right(n\left)\hat{W}\right(n)-2\tilde{X}(n\left)y_{AC}{\[n\]}^{\mathrm{\Θ}}\right)\\ =\hat{W}\left(n\right)+2\mathrm{\λ}\tilde{X}\left(n\right)(y_{AC}{\[n\]}^{\mathrm{\Θ}}-{\tilde{X}}^H(n\left)\hat{W}\right(n\left)\right)\\ =\hat{W}\left(n\right)+2\mathrm{\λ}\tilde{X}\left(n\right)e^{\mathrm{\Θ}}\left(n\right)\end{array}---\left(14\right)$

初始化设模型识别模块根据输入的信号和公式(14)，经过多次迭代后，可以计算得到非线性模型估计参数

具体的对自干扰重建通道的非线性自干扰抑制得到自干扰重建通道的非线性模型后，利用与接收通道同步后的反馈信号可以精确的重建自干扰重建通道的非线性信号：

${\hat{y}}_{AC}\[n\]=\underset{k=1}{\overset{K-1}{\Σ}}\underset{q=0}{\overset{Q-1}{\Σ}}{\hat{w}}_{kq}fb\[n-q\]|fb\[n-q\]{|}^k---\left(15\right)$

通常情况下，fb[n]可以认同与发射信号x[n]一致，因此重建的自干扰重建通道的非线性信号可写为：

${\hat{y}}_{AC}\[n\]=\underset{k=1}{\overset{K-1}{\Σ}}\underset{q=0}{\overset{Q-1}{\Σ}}{\hat{w}}_{kq}x\[n-q\]|x\[n-q\]{|}^k---\left(16\right)$

具体的，反馈信号将本地收发机之间的多径自干扰信道建模为一个FIR滤波器

$y_{SI}\[n\]=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\Σ}}{h}_{m}x\[n-m\]---\left(17\right)$

其中y_SI[n]是自干扰信号，h_m是信道等效的数字FIR滤波器中第m个抽头系数。

具体的，经过射频域自干扰抵消后，接收信号中剩余自干扰信号为：

$\begin{array}{c}{y}_{RA}\[n\]=y_{SI}\[n\]-y_{AC}\[n\]\\ =\underset{m=0}{\overset{M-1}{\Σ}}{h}_{m}x\[n-m\]-\underset{k=1}{\overset{K-1}{\Σ}}\underset{q=1}{\overset{Q-1}{\Σ}}{w}_{kq}x\[n-q\]|x\[n-q\]{|}^k\\ =\underset{m=0}{\overset{M-1}{\Σ}}{h}_{m}x\[n-m\]-\underset{q=0}{\overset{Q-1}{\Σ}}{w}_{0q}x\[n-q\]-\underset{k=1}{\overset{K-1}{\Σ}}\underset{q=1}{\overset{Q-1}{\Σ}}{w}_{kp}x\[n-q\]|x\[n-q\]{|}^k\end{array}---\left(18\right)$

其中为剩余的自干扰重建通道的非线性信号。

具体的，将接收到的信号与自干扰重建通道非线性重建信号相减得到：

$\begin{array}{c}{r}_2\left(n\right)=r_1\left(n\right)+{\hat{y}}_{AC}\[n\]\\ =r\left(n\right)+\underset{m=0}{\overset{M-1}{\Σ}}{h}_{m}x\[n-m\]-\underset{q=0}{\overset{Q-1}{\Σ}}{w}_{0q}x\[n-q\]+w\left(n\right)+r_{nl}\left(n\right)\\ -\underset{k=1}{\overset{K-1}{\Σ}}\underset{q=0}{\overset{Q-1}{\Σ}}(w_{kp}-{\hat{w}}_{kp})w_{kp}x\[n-q\]|x\[n-q\]{|}^k\end{array}---\left(19\right)$

具体的，如图6所示精确的数字自干扰抵消，数字自干扰抵消的参考信号不再是传统的发射机基带信号，而是通过反馈信号下变频到基带并采样得到，这种方式能够排除发射链路中放大器非线性、IQ不平衡对干扰抑制性能的影响。精确的数字干扰抵消包含两个步骤，首先估计自干扰信道，然后利用信道估计值重建剩余自干扰，并将其从接收信号r₁(n)中减去。值得注意的是，为了便于同步，反馈通道和接收通道在下变频时使用同一个晶振。

具体的，在已获得的参考信号上使用离散傅立叶变换(DFT)，则正交频分复用(OFDM)符号为：

X＝DFT{x} (20)

其中X＝[X₀,X₁,...,X_N-1]是发送符号向量，N代表DFT变换的点数。类似的，对向量r₂＝[r₂(0),r₂(1),...,r₂(N-1)]应用DFT操作，对应的OFDM符号为：

R＝DFT{r₂} (21)

其中R＝[R₀,R₁,...,R_N-1]代表经过非线性干扰抑制之后的接收符号向量，应用最小二乘法估计出子载波k的剩余干扰信道响应为：

${\hat{H}}_S\[k\]=\frac{1}{N}\[\frac{1}{X\[k\]}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Σ}}R\[n\]\]---\left(22\right)$

经过离散傅立叶反变换(IDFT)后，剩余自干扰信道的时域响应为：

${\hat{h}}_s\left(k\right)=IDFT\left\{{\hat{H}}_S\right\}---\left(23\right)$

其中IDFT{·}代表离散傅立叶反变换，本发明中的DFT/IDFT操作都是通过快速傅立叶变换(FFT)和快速傅立叶逆变换实现(IFFT)的。由于FFT和IFFT操作常用于OFDM系统的调制解调内核中，OFDM系统中数字自干扰抵消处理可以与调制解调共享计算资源，因而其实现复杂度将大大降低。

自干扰信道的时域响应由典型的时域FIR滤波器来实现，而FIR滤波器在实际中通常采用FPGA实现。此外，应用最小二乘法寻找最佳FIR滤波器系数的运算过程，很容易在已有的实时分组处理软件和硬件平台上实现。

经过信道估计以后，将时域信道响应估计值作用于输入参考信号，得到剩余多径自干扰重建信号。接下来，将数字自干扰重建信号从接收的数字信号里减去，实现对自干扰的进一步抑制。为了估计多径自干扰信号，系统需要将反馈回路输出的采样信号与信道等效FIR滤波器进行卷积，其输出为：

$y_{DSI}\[n\]=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{\hat{h}}_s\left(k\right)x\[n-k\]---\left(24\right)$

从接收信号中将估计出的多径自干扰信号减去，得到数字对消后的接收信号：

$\hat{y}\[n\]=r_2\[n\]-y_{DSI}\[n\]---\left(25\right)$

因此，根据式(19)、式(24)，式(25)，自干扰抑制后的最终接收信号为：

$\begin{array}{c}\hat{y}\[n\]=r\left(n\right)+\underset{m=0}{\overset{M-1}{\Σ}}{h}_{m}x\[n-m\]-\underset{q=0}{\overset{Q-1}{\Σ}}{w}_{0q}x\[n-q\]-\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{\hat{h}}_s\left(k\right)x\[n-k\]\\ -\underset{k=1}{\overset{K-1}{\Σ}}\underset{q=0}{\overset{Q-1}{\Σ}}(w_{kp}-{\hat{w}}_{kp})w_{kp}x\[n-q\]|x\[n-q\]{|}^k+w\left(n\right)+r_{nl}\left(n\right)\end{array}---\left(26\right)$

具体的全双工非线性抑制的步骤如下：

步骤1：发射信号经过发射单元基带处理模块和发射通道模块处理后发射信号变为射频信号x(t)并送往耦合器；

步骤2：经过耦合器的射频信号x(t)分别送往环形器、重建通道，其中送往重建通道的x(t)信号经过耦合器耦合部分功率到反馈通道和射频域自干扰非线性提取模块；

步骤3：耦合到环形器的射频信号x(t)通过天线发送出去的同时，一部分功率通过环形器泄露到信号接收通道，泄露到的信号与接收通道的接收的信号合为r(t)+x(t)*h(t)并送往加法器1,其中r(t)为接收信号，h(t)为自干扰传输信道；

步骤4：耦合到反馈通道的射频信号x(t)经过反馈通道处理后变为数字信号fb(n)；

步骤5：数字信号fb(n)经耦合器后分别耦合到非线性自干扰重建模块和数字自干扰抵消模块；

步骤6：耦合到重建通道的射频信号x(t)经过重建通道里的射频域自干扰重建模块处理后变为信号,并通过耦合器后分别耦合到加法器1与射频域自干扰非线性提取模块，其中送往加法器的信号与r(t)+x(t)*h(t)进行线性抵消，为自干扰重建估计信道，x_nl(t)为自干扰重建通道的非线性信号；

步骤7:加法器1的输出端连接接收通道，接收通道输出的数字信号r₁(n)经耦合器后分别耦合到非线性自干扰重建模块和加法器2；

步骤8：射频域自干扰非线性提取模块的输出端连接非线性提取通路，非线性提取通路输出端连接非线性自干扰重建模块；

步骤9：非线性自干扰重建模块的输出端连接加法器2；

步骤10：加法器的输出端连接到数字自干扰抵消模块，数字自干扰抵消模块的输出端即为接收信号。

本发明公开了一种同时同频全双工系统非线性干扰抑制的方法及新架构，在分析同时同频全双工发射、接收、重建三个通道的非线性自干扰特征的情况下，针对发射、接收、重建三个通道的非线性特征，通过增加的反馈通道，实现了实时采集、量化、分析发射、接收、重建三个通道的非线性，并通过建立数学模型、自干扰重建通道的非线性信号提取、自干扰非线性信号建模、自干扰重建通道的非线性自干扰抑制、精确的数字自干扰抵消等方式对整个全双工系统的非线性进行抑制，最终将接收信号中的非线性自干扰抑制到接收机底噪附近。本发明针对大功率、大带宽、多径自干扰信号等环境下，联合发送端和接收端消除同时同频干扰，将自干扰抵消性能做到最好，不仅使频谱利用率翻倍，且改善系统的通信质量，提高通信设备在同时同频的环境下工作的稳定性与可靠性。

Claims (5)

1.一种同时同频全双工非线性干扰抑制的装置，其特征在于：它包括发射单元基带处理模块、发射通道、第一耦合器、反馈通道、第二耦合器、重建通道、第三耦合器、环形器、天线、射频域自干扰非线性提取模块、非线性提取通路、数字信号处理系统、第一加法器、接收通道和第四耦合器，其中数字信号处理系统包括非线性自干扰重建模块、第二加法器和数字自干扰抵消模块；

发射信号经过发射单元基带处理模块和发射通道处理后变为射频信号x(t)，发射单元基带处理模块的输出端与发射通道输入端相连，发射通道的输出端输出射频信号x(t)并送往第一耦合器；第一耦合器的输出端口将射频信号x(t)分别发送至环形器、重建通道，第一耦合器的耦合端口将耦合部分功率分别发送至反馈通道和射频域自干扰非线性提取模块的第一输入端；

所述的环形器的第一端口接收第一耦合器输出的射频信号x(t)，环形器的第二端口接天线，环形器的第三端口将天线接收到的信号与泄露的信号合成的信号r(t)+x(t)*h(t)输出至第一加法器的第一输入端，其中r(t)为天线接收信号，h(t)为自干扰传输信道；

耦合至反馈通道的射频信号x(t)经过反馈通道处理后变为数字信号fb(n)，反馈通道的输出端与第二耦合器连接，经过第二耦合器的信号fb(n)分别输出至非线性自干扰重建模块的第一输入端和数字自干扰抵消模块第一输入端；

耦合到重建通道的射频信号x(t)经过重建通道里的射频域自干扰重建模块处理后变为信号，射频域自干扰重建模块的输出端与第三耦合器连接，经过第三耦合器的信号分别送往第一加法器第二输入端与射频域自干扰非线性提取模块的第二输入端，其中送往第一加法器的信号与信号r(t)+x(t)*h(t)进行线性抵消，消除接收通道的线性干扰，为自干扰重建估计信道，x_nl(t)为自干扰重建通道的非线性信号；

第一加法器的输出端连接接收通道，经接收通道处理后变为数字信号r₁(n)，接收通道后接第四耦合器，经过第四耦合器的信号r₁(n)分别输出到非线性自干扰重建模块和第二加法器的第一输入端；

射频域自干扰非线性提取模块的输出端与非线性提取通路连接，非线性提取通路的输出信号fb_nl(n)与非线性自干扰重建模块的第二输入端连接；

非线性自干扰重建模块的输出端连接第二加法器的第二输入端，第二加法器对重建通道和接收通道的非线性干扰进行抵消；第二加法器的输出端连接到数字自干扰抵消模块的第二输入端，数字自干扰抵消模块的输出端输出接收信号。

2.根据权利要求1所述的一种同时同频全双工非线性干扰抑制的装置，其特征在于：所述的发射通道包括顺次连接的数模转换器和第一射频模块；所述的反馈通道包括顺次连接的第二射频模块和第一模数转换器；所述的接收通道包括顺次连接的第三射频模块和第二模数转换器；所述的非线性提取通路包括顺次连接的第四射频模块和第三模数转换器。

3.根据权利要求1所述的一种同时同频全双工非线性干扰抑制的装置，其特征在于：所述的射频域自干扰重建模块由固定延时d_n、可调衰减器a_n、可调相移器p_n构成，其中可调衰减器和可调相移器由最小化自干扰功率的自适应算法进行调整，从而模拟发射信号传输到接收端的信道h(t)。

4.根据权利要求1所述的一种同时同频全双工非线性干扰抑制的装置，其特征在于：所述的射频域自干扰非线性提取模块由自干扰重建单元和自干扰对消单元两部分组成；自干扰重建单元由固定延时h_n、可调衰减器b_n、可调相移器f_n构成，其中可调衰减器和可调相移器由最小化自干扰功率的自适应算法进行调整，从而模拟重建通道的信道重建出的信号与耦合信号进行线性抵消，输出非线性信号，非线性信号经过非线性提取通路处理后变为fb_nl(n)信号。

5.一种同时同频全双工非线性干扰抑制的方法，其特征在于：包括以下步骤：

S1：发射信号经过发射单元基带处理模块和发射通道模块处理后发射信号变为射频信号x(t)并送往第一耦合器；

S2：经过第一耦合器输出端口的射频信号x(t)分别发送至环形器、重建通道，第一耦合器的耦合端口将耦合部分功率分别发送至反馈通道和射频域自干扰非线性提取模块的第一输入端；

S3：耦合到环形器的射频信号x(t)通过天线发送出去的同时，一部分功率通过环形器泄露到信号接收通道，泄露到的信号与接收通道的接收的信号合为r(t)+x(t)*h(t)并送至第一加法器的第一输入端,其中r(t)为接收信号，h(t)为自干扰传输信道；

S4：耦合到反馈通道的射频信号x(t)经过反馈通道处理后变为数字信号fb(n)；

S5：数字信号fb(n)经第二耦合器后分别耦合到非线性自干扰重建模块的第一输入端和数字自干扰抵消模块的第一输入端；

S6：耦合到重建通道的射频信号x(t)经过重建通道里的射频域自干扰重建模块处理后变为信号，并通过第三耦合器后分别耦合到第一加法器的第二输入端与射频域自干扰非线性提取模块的第二输入端，其中送往第一加法器的信号与r(t)+x(t)*h(t)进行线性抵消，为自干扰重建估计信道，x_nl(t)为自干扰重建通道的非线性信号；

S7：第一加法器的输出端连接接收通道，接收通道输出的数字信号r₁(n)经第四耦合器后分别耦合到非线性自干扰重建模块的第二输入端和第二加法器第一输入端；

S8：射频域自干扰非线性提取模块的输出端连接非线性提取通路，非线性提取通路输出端连接非线性自干扰重建模块的第三输入端；

S9：非线性自干扰重建模块的输出端连接第二加法器的第二输入端，

S10：第二加法器的输出端连接到数字自干扰抵消模块的第二输入端，数字自干扰抵消模块的输出端即为接收信号。