CN103957182B

CN103957182B - 一种基于mppsk调制的共信道全双工系统

Info

Publication number: CN103957182B
Application number: CN201410214289.7A
Authority: CN
Inventors: 王继武; 吴乐南; 卢从慧
Original assignee: SUZHOU DONGQI INFORMATION TECHNOLOGY Co Ltd
Current assignee: SUZHOU DONGQI INFORMATION TECHNOLOGY Co Ltd
Priority date: 2014-05-21
Filing date: 2014-05-21
Publication date: 2017-03-08
Anticipated expiration: 2034-05-21
Also published as: CN103957182A

Abstract

本发明公开了一种基于MPPSK调制的共信道全双工系统，该系统在射频端对收发信号进行正常隔离后，只需在数字基带完成对泄漏自干扰信号的对消：该对消方法在对MPPSK收发混叠信号冲击滤波、提取并乘以相干载波、带通滤波及数字化后进行，利用在正式通信前对起于调制器输出端、止于接收机ADC间的全部自干扰通路的初始信道估计结果重建自干扰抵消信号，再结合“冲击滤波‑乘以相干载波‑带通滤波‑相关解调”的“码率域滤波”与“双匹配滤波”方法进一步滤除残差并可靠解调出MPPSK接收信号。该系统无需射频自干扰对消，对ADC的动态范围及采样率要求低，且对自干扰信号隔离度高，结构简单、复杂度低，频谱效率高、解调性能好。

Description

一种基于MPPSK调制的共信道全双工系统

技术领域

本发明属于数字通信中的抗干扰与解调领域，设计一种数字通信系统，具体的说，涉及一种基于MPPSK调制的共信道全双工系统。

背景技术

双工技术是通信节点进行双向通信的关键，传统双工模式主要是频分双工(FDD)或时分双工(TDD)。频分双工系统使用相同时隙但不同频段来双向传输数据，从而利用滤波器的通带和禁带隔离上下链路间的干扰；时分双工使用相同频率但不同时隙完成双向传输，从而隔离上下行链路间的干扰。在隔离上行或下行链路过程中，这两种双工方法分别牺牲了频率资源或与之具有等效性的时间资源，为实现双工通信系统都付出了双份开销，导致两者的频谱效率低下。当今社会对无线数据业务需求日益增加，空间无线信道也日益拥挤，而频谱是宝贵的且有限的战略性资源，这就迫使人们不断寻求提高系统频谱利用率和抗干扰性能的新方法。

1、现有的同频全双工技术

鉴于传统双工技术低下的资源利用率，在无线通信频谱资源甚为匮乏的今天，自然会提出一个问题：是否可将FDD/TDD的资源开销减半？新兴的同频全双工技术给出了肯定的答案。总体而言，同频全双工系统按其同一端使用天线的数量，可分为多天线同频全双工系统(也称天线分离型)和单天线同频全双工系统(也称天线共享性)，前者在同一端的收发使用不同的天线，而后者则共用一副天线进行收发。

1)研究现状

北京大学焦秉立教授早在2006年首次提出了同频同时全双工(CFDD)概念，此后持续进行了同频同时全双工的研究，且于2013年6月率先实现了同频同时双工单小区试验演示系统，该系统包括一个基站和两个移动终端：基站工作方式为同频同时全双工，其覆盖直径为100米，终端为TDD模式，其带宽效率为TDD系统的两倍。此外，电子科技大学唐友喜教授团队在2013年1月18日完成了4G中的同时同频全双工(CFDD)技术实验验证：在相同的时间及频率资源条件下，使4G空中接口提高了一倍的频谱效率，是国内第一个4GFFD实验床测试场景，完成了从理论研究到工程实现的跨越。华为、大唐电信、中国电信北京科学院等企事业单位也参与了相关研究与技术验证。

2010年9月，美国斯坦福大学Sachin Katti等人指出采用天线对消技术并结合自干扰对消技术可以在802.15.4个域网的2.4GHz频段实现单信道全双工无线通信(SCFD)，其中采用的干扰对消包括射频干扰对消和数字干扰对消两种干扰对消技术，据称可消除多达73dB的泄漏干扰信号，通信距离达到2m左右。2010年底，美国奥斯汀大学的Melissa Duarte的研究表明在2.4GHz频段范围，采用天线分离和合理的干扰对消技术组合方案，可以使得近端自干扰衰减高达80dB左右。2011年6月，美国莱斯大学的Melissa和Achaleshwar给出了基于FPGA的单信道全双工无线通信系统完整的硬件设计电路，同时给出了采用该实验电路所获得的关于物理层研究的实验结果，证实了在2.4GHz频段范围内，通过发射天线与接收天线的合理配置和射频自干扰对消方案，能够对消达78dB的自干扰信号，实现单信道全双工通信的目标。2012年，美国纽约理工大学M.E.Knox通过采用基于平衡馈线网络的环形器设计在天线端同时取得了多达40-45dB的自干扰抑制和较低的插入损耗，并结合射频或数字自干扰对消技术，率先实现了基于单天线的同频全双工系统。其他国外科研院所也取得了一定进展。

2)关键技术

同频全双工系统需在相同的时间和频带发送与接收信号，这必然会使同一端节点的发射信号泄漏并落入接收通道形成对有用接收信号的干扰，我们将这种泄露的发射信号称为自干扰信号，该自干扰信号的强度将远远大于来自远端发射天线的有用接收信号，一般认为将超出60dB-120dB(即信干比在-120dB与-60dB之间)，从而严重影响对远端无线设备发送信号的接收，导致接收灵敏度降低、通信性能恶化；严重情况下，接收通道将被堵塞导致接收功能完全丧失，甚至烧毁接收机前端。因此，研究可实现的自干扰对消技术是实现同频全双工无线通信系统的第一步也是最为关键的一步。

总体来说自干扰对消技术可分为三大类：天线(也称空间)自干扰对消、射频(也称模拟电路)自干扰对消、数字基带自干扰对消，如图1所示，为获取更高的自干扰信号隔离度、更优的通信性能，现有全双工系统一般都综合采用这3种技术，这不可避免也增加了系统的复杂度。

①天线(空间)自干扰对消

对于多天线同频全双工系统，由于收发天线分离，则若可使发射天线的发射信号尽可能少地落入接收天线，则即可达到一定程度的自干扰消除效果，已有的技术包括：收发天线分离、采用分布式天线、直接屏蔽自干扰信号、采用鞭式极化天线、配备多发射或接收天线使得多路自干扰信号之和为零。

对于单天线同频全双工系统，因收发共用一副天线，因此并不适用上述天线分离办法，通常采用极化分离(例如振子天线发射采用垂直极化、接收采用水平极化；面天线发射采用左圆极化、接收采用右圆极化；反之亦然)，或波束分离(例如相控阵天线分别指派不同的波束用于发射和接收)，但这都将极大地增加天线的体积和复杂性，且在收发完全同频时的隔离效果也很不理想。另外就是采用“双工器”，通常为所谓的“环形器”(Cirucator)，分离原理在于利用磁场偏置铁氧体材料的各向异性特性，使得其电磁波的传输只能沿单方向环行，反方向是隔离的，也即发送信号只能沿着“Tx→天线”的方向发射出去，而不能再反向传输至接收节点，如此便可有效隔离发送信号对接收信号的自干扰，如图1(c)或图2所示。但受限于物理电路、工艺实现、阻抗难匹配等因素，环形器的隔离度并不会太高。另外，环形器也可使用所谓的“定向耦合器”来实现。

值得注意的是，天线技术对自干扰的隔离度与其插入损耗成正比，虽然已有成果在极端情况下可取得对自干扰信号高达50-60dB的抑制，但它对发射信号和对有用接收信号的损失也更多，且高隔离度的获取通常需同时结合上述几种天线分离技术或在环形器的基础上搭建平衡馈线网络等，这也使得全双工系统的天线环节变得较为复杂。综合考虑，我们一般认为现有天线域技术可将自干扰信号的强度降低20-40dB。

②射频(模拟电路)自干扰对消

射频自干扰对消技术是利用泄露自干扰信号的先验知识，在发射环节预先保留一份发射信号的副本，然后在接收环节向总的模拟接收信号(包括自干扰信号与期望接收信号)中减去该参考抵消信号，并不断调整该参考抵消信号的衰减和相位，使其与接收到的自干扰信号一致，从而求得较理想的对消自干扰信号，图3给出了射频对消的典型结构。

现有的射频自干扰对消方法可细分以下几种：

a)基于RF发射链路的自干扰对消(又称平行无线链路对消)：它在发射机数字基带电路产生基准信号并上变频，通过估计从发端上变频后到接收端下变频前的射频自干扰信道来重建自干扰抵消信号。

b)基于相位抵消原理的射频自干扰对消：指通过两条或多条路径来发射信号，信号碰撞后处于相加增强或相减对消模式来加强信号或者削弱信号。

c)基于矢量调制原理的射频自干扰对消:一般将输入信号被分成相差90°的同相分量与正交分量，同相分量与正交分量分别使用单独的变量放大器来进行尺度变换，然后对矢量调制器不断调整输入信号的幅度与相位，以合成干扰对消基准信号所需的幅度与相位。

d)基于信号反转原理的射频自干扰对消：研究发现任何设备若通过调整相位来产生对消信号，都会遭遇带宽限制，从而限制了自干扰对消量。为打破这一限制则需对信号进行完全反转，即产生的对消信号在任何瞬间都应与干扰信号完全相反。使用平衡-不平衡转换器(BALUN)可获得与发射信号的完全相反值，从而可有力消除自干扰信号。

一般而言，射频对消技术相对天线技术可获得更高自干扰对消量，在30-50dB之间，但也其不如意之处：对基于RF发射链路的自干扰对消，它需要对该模拟自干扰信道进行准确的估计并实时跟踪，算法复杂度高；对于后3种方法，则需严格控制重建的两路自干扰抵消信号的幅度和相位，以使它们可以互相抵消或叠加后与期望干扰信号一致，这不仅需要对相位和幅度进行实时的不断调整，且由于自干扰信道的时变性，往往很难达到两者的完全合一；另外，它仅对在经天线对消后残留的直接路径自干扰信号更为有效，而对依赖于外部时变环境的反射路径自干扰信号的对消效果则并不明显。

③数字基带自干扰对消技术

它发生在数字基带，即在接收信号通过模数转换器(ADC)数字化之后进行，由图1可知，数字干扰对消是整个自干扰对消系统的最后一步。它的典型做法是：接收机首先解码干扰数据包，然后重新对其调制，将调制后的信号从原始的接收碰撞信号中减去，对于同频全双工系统，发射信号对于接收节点是已知的，因此可省略解码干扰数据包这一步骤。该方法的关键问题是如何估计发射与接收信号间的延迟与相移，达到抵消信号与干扰信号的匹配，现有的方案是通过原始信号与输入信号的相关操作来获取干扰对消所需要的延迟与相移参数。

但是，这种数字自干扰对消技术只完成了约10-20dB的消除量，效果非常不理想，原因在于没有考虑自干扰信道的时变影响，这就要求现有许多数字基带对消技术需进行信道估计并自适应跟踪信道变化，比如采用LLMS，NLMS和RLS算法等自适应滤波方法；另外，许多数字基带对消技术在实施时并未全面考虑从发射通道调制器输出端起始到接收通道ADC间所有电路环节的非理想情况，比如量化噪声、振荡器的相位噪声、HPA和LNA的非线性失真等因素，而这是为实现更精确的自干扰信号对消必须考虑的。

另外，将该接收到的模拟信号数字化后才可使用数字基带自干扰对消技术。而此时数字化最大的问题就是自干扰信号与接收的有用信号相比功率相差太大，模数变换时势必会因ADC的分辨率低或动态范围不够而无法获取接收信号中的有用信号，导致接收信号中有用信号在量化过程中丢失。这样即便采用数字基带自干扰对消技术使得自干扰信号减少到或低于噪声基底水平，也无法获取任何关于期望的有用接收信号的信息。现有同频全双工系统都必须首先“捆绑”采取天线与射频自干扰对消技术，以使自干扰信号降低到能满足期望信号能够被ADC分辨的程度。以802.11WiFi系统为例，使用最常见的12位ADC，经分析必须保证自干扰信号的发送功率至少降低40dB，才可确保接收机不被自干扰信号完全侵占；而万一前端对自干扰信号的抑制度不够高，或泄漏的自干扰信号的瞬时强度仍过大，则必须再提高ADC的量化位数，这不可避免会增加系统成本与数字基带对消时的系统开销与运算复杂度。

3)不足与改进

综合来看，现有同频全双工系统一般需综合采用天线、射频和数字基带3种自干扰对消技术才可获得对强自干扰信号较理想的隔离度，这首先就会增加系统的结构复杂度，且这3种自干扰技术的结合难免会影响到原各自分离使用时的效果，又应额外考虑并协调处理相互间的影响；而无论是射频或是数字基带技术，都将涉及到对重建信号的相位和幅度进行实时的不断的调整，或对自干扰信道进行初始估计和实时跟踪的处理过程，这又将增加系统复杂度；更进一步的，数字基带自干扰对消技术对ADC动态范围的要求提高了对天线和射频对消技术的依赖程度，并有可能要求增加ADC的量化位数或分辨率，这不利于系统的灵活性与成本降低。所有这些现有技术的不足，都启示着后续的改进方向。

2.共信道全双工系统

正如上文所述，现有同频全双工系统按多天线或天线分离型同频全双工系统和单天线或天线共享型同频全双工系统，其结构示意绘于图1，其中图1(a)和图1(b)为多天线同频全双工系统，前者类似于MIMO系统，后者则同一端通信节点的收发各只使用一副天线；图1(c)则为单天线同频全双工系统。

这两种同频全双工系统在自干扰对消技术虽然大都互通共享，但它们在天线端的区别也使得各自的对消技术存在一定差异，例如图3展示的射频对消的典型结构，对于单天线全双工系统而言，则可认为其中的“发射天线”和“接收天线”为图2中与环形器相连的“发射节点”与“接收节点”，这就使得后者无需使用收发天线分离、采用分布式天线、直接屏蔽自干扰信号、采用鞭式极化天线等在多天线同频全双工系统中复杂多样的天线对消技术，而只需使用较为普遍的环形器或定向耦合器就可有效地进行收发隔离。更为重要的，多天线同频全双工系统由于同一端的收发天线相互分离，在物理空间上是各自独立的，它们之间存在瞬息万变的无线传播空间，而单天线同频全双工系统的收发节点通过固定的物理器件连接，因此前者在对自干扰信道的估计上更为困难，也必须进行实时跟踪才有可能进行准确的自干扰信号对消，而后者的时变性则微弱得多，完全有可能进行精确的自干扰信道估计并无需或仅需定时更新。这些特点使得后者在实际应用中十分广泛。

本发明针对的重点即在单天线同频全双工系统，更进一步的，不仅允许该双工系统的上下行信号处于同一频段，同一端通信节点的收发共用一副天线，还允许上下行两端的天线具有相同的极化方向、一致的方向图和相同的波束，以最大程度地降低天线的尺寸和复杂度。因此，本申请书将这种允许同频点、同天线、同极化、同波束、同时间的单天线同频全双工的系统定义为“共信道全双工系统”，这正是本发明的研究对象和实用性所在。

3.MPPSK传输体制

1)MPPSK调制

我们曾发明一种保留载波的信号调制方法，称之为扩展的二元相移键控(EBPSK：Extended Binary Phase Shift Keying，见“一种统一的二元正交偏移键控调制和解调方法”，发明专利号：ZL200710025203.6)，其信号功率谱表现出高载波和低边带的鲜明特点，但传输码率还不够高，且功率谱中仍含有较高的离散线谱；而将EBPSK调制拓展到多进制，可得到更高的传输码率并降低甚至彻底消除线谱，即利用多元信息符号键控正弦载波的不同相位跳变位置，又得到一种多元位置的相移键控(MPPSK：M-ary Phase PositionKeying)调制(见“多元位置相移键控调制和解调方法”，发明专利号：ZL200710025202.1)，其表达式如下：其在一个码元周期[0，T＝NT_c]的表达式如下：

其中，T＝NT_c＝N/f_c为符号周期，T为载波周期，f_c为载波频率，N为符号周期与载波周期的比值，K为相位跳变所持续的载波周期数，0≤θ≤π为调制角度，r_g＞0为符号保护间隔控制因子，由r_g和整数M、N、K构成了改变信号带宽、传输效率和解调性能的“调制参数”，实际中一般取A＝B＝1、θ＝π。

由(1)式可知，码元0的调制波形不存在“相位跳变”，故其冲击滤波响应在整个码元周期内产生不了类似非0码元的幅度冲击，对两者的判决基本依赖于这种幅度或延伸得到的其它类型的阈值差异，而这一“合理门限”往往需要人工干预，且其最优值较难获取，因而限制了(1)式MPPSK信号的解调性能的提升。因此，我们不妨对(1)式进行微调：即在产生码元序列时直接舍弃码元0，将原来的码元类型从(0，1，2，......M-1)调整为(1，2.....M)，或可理解为将改进后的0码元置于改进前的1码元位置上，改进后的1码元置于改进前的2码元位置上，其它码元依此顺延类推，如下式所示：

仿真结果表明，当M≥50时，改进后MPPSK调制信号对功率谱及频谱利用率的影响几乎可忽略，而其无论是抗邻道干扰性能或是抑制噪声能力都明显改善，而且无需判决门限，简化了解调器结构，扩大了应用场景。本申请书将该种MPPSK调制信号命名为“改进MPPSK调制”。

很明显，MPPSK调制方式的码元速率(以下简称“码率”)为

R_B＝f_c/N (3a)

而其信息传输速率则提高到

R_b＝(f_c/N)*log₂M (3b)

更重要的是：分析与实测均表明在适当的调制参数下，MPPSK调制信号可在仅几十Hz的-60dB带外衰减带宽下传输多达50kbps的信息速率，其频谱利用率高达数百甚至数千bps/Hz，远超过现有常规的通信体制，如图4所示。

2)冲击滤波器

为提高频谱利用率，MPPSK调制信号的“0”码元与“非0”码元在时域上的差异很小，而在解调器中为突出这一差异，我们曾发明了一种所谓的“冲击滤波器”，用以突出MPPSK调制信号的相位跳变信息。

该冲击滤波器最早采用一类特殊的无限冲激响应(IIR)的窄带数字带通滤波器来实现，该滤波器由谐振频率非常靠近的一对共轭零点和至少两对共轭极点构成，在其通带内呈现出一个图5(a)所示极窄的陷波-选频特性，从而将MPPSK调制信号在“非0”码元处的信息调制转变为明显而强烈的寄生调幅冲击，输出信噪比得到显著提升，故称之为数字冲击滤波器，但在码元“0”处则无相应的波形冲击，如图5(b)所示(见“用于增强不对称二元调制信号的冲击滤波方法”，发明专利号：ZL200910029875.3。本发明所涉及的“冲击滤波”，出处均在于此，以下不再声明)。此时便可利用简单的幅度判决即可进行可靠的解调。

虽然上述IIR型数字冲击滤波器具有优异的解调性能，但由于其独特且苛刻的构成条件，也存在着诸多缺陷(详见“基于同一窄带滤波器的双载波ABSK通信系统”，发明专利公开号：CN102932298A”)。同时，我们发现凡具有陡峭过渡带的窄带有限冲激响应(FIR)滤波器，无论是带通或带阻滤波器，在一定条件下都可以利用“斜率鉴相”，达到类似于IIR型冲击滤波器对MPPSK信号优越的冲击解调效果。由于FIR滤波器较IIR滤波器实现简单，又可避免IIR滤波器的诸多缺陷，尤其是对信号为线性相移，因此在某些场合，可优先考虑FIR型冲击滤波器。如图6(a)所示的FIR带通滤波器，对MPPSK信号的冲击滤波响应为图6(b)所示，可见其仍具有优异的解调性能。

为寻求更窄的等效矩形带宽和更高的接收机灵敏度，同时为与MPPSK信号频谱形成更完美的“匹配”，在IIR型数字冲击滤波器的基础上，我们又曾发明一种“双零点冲击滤波器”(详见“基于双零点冲击滤波器的MPPSK相干解调方法，发明专利申请号：201310088183.2)，该双零点冲击滤波器实质仍为一类特殊的无限冲激响应(IIR)窄带数字带通滤波器，只是改为由谐振频率非常靠近的两对共轭零点和至少两对共轭极点构成，且因此在通带内的中心频率处呈现出左右2个极窄的陷波-选频特性，如图7(a)所示，同样可使MPPSK接收信号在信息调制处产生明显而强烈的寄生调幅冲击，如图7(b)所示。

理论上，任何数字滤波器都可通过一定的变换方法设计出与之对等的模拟滤波器；而MPPSK系统的接收机性能与模数转换器(ADC)的采样率直接相关，采样率越高，解调性能越好。为此，我们又曾发明了一种适用于MPPSK调制的模拟冲击滤波器(详见“一种不对称二元调制信号接收机”，发明专利公开号：CN102843323A)，并定量得到了其传递函数的理论表达式。模拟滤波器相当于无穷采样，因而可极大提升接收机的误码性能；更为重要的是，冲击滤波器的模拟化可省去无论对量化位数或采样率都要求甚高的造价高昂的ADC，解除了对该系统在应用方面的限制，并极大降低了运算复杂度。图8(a)与图9(a)是分别以陶瓷滤波器和晶体滤波器实现的模拟冲击滤波器，图8(b)与图9(b)则是其对应的MPPSK冲击滤波响应，后者更是展示了以不到6kHz的-40dB带宽却通过了码率高达2Mbps的MPPSK信号的神奇效果，其冲击功效令人“叹为观止”。

总之，冲击滤波器的引入拓展了经典的滤波理论，极大提升了MPPSK通信系统的解调性能；而其在实现方式上数字或模拟滤波器、IIR或FIR滤波器、单零点或双零点的多样性，又增添了它的灵活性和通用性。

3)基于冲击滤波的MPPSK相干解调器

为进一步提高MPPSK通信系统的解调性能，拓展匹配滤波理论，我们提出了“基于双零点冲击滤波器的MPPSK相干解调方法”(发明专利申请号：201310088183.2，公开号：CN103209152A)。该方案将MPPSK接收信号分为两路：一路经窄带带通滤波器从富含载波信息的MPPSK接收信号中提取出本地相干载波，另一路则采用一等效矩形带宽极窄的冲击滤波器将MPPSK接收信号的相位跳变信息转化为显著的寄生调幅冲击；然后对两路输出信号相乘后低通滤波以提取出包络信号；最后在抽样脉冲的指导下，即可采用简单的门限判决进行解调。由于再次充分利用了载波能量，并利用冲击滤波器对MPPSK信号进行了更进一步的“粗匹配”，因而与基于直接幅度判决的MPPSK非相干解调方案相比，该方法可大幅提升MPPSK信号的解调性能。

4)MPPSK系统的“码率域滤波”

我们曾在“一种兼容中波模拟调幅广播的复合调制系统”(发明专利申请号：201310464224.3)，在对AM-MPPSK复合调制接收信号进行冲击滤波并乘以相干载波转到基带频段后，直接利用模拟音频信号和MPPSK数字信号在频谱分布上的差异即可进行二者的完美分离，其关键则在于两者信息传输速率的合理设置，一般要求MPPSK信号的主要有用频谱的最低频率(一般取为该MPPSK信号的码率)必须高于音频信号所处频段的最高频率，此时分别采用相应通带和阻带的带通滤波器即可分离提取出所需信号。由于信号的频谱分布与其对应的码率或信息速率直接相关，因此本申请书又将上述做法重新命名为“码率域滤波”。

我们知道，对称型的话音业务在2G通信以前占据了主导业务，但随着2.5G、3G及现在4G的大范围商用与移动通信数据网络业务需求的大规模增长，上下行承载业务总量的不对等愈加显著，上行链路的传输总量与下行链路间的差异越渐增大，也即两者间的信息传输速率可以存在较大的差异，而这正天然契合上述的“码率域滤波”思想，从而有可能拓展应用到同频全双工系统中。

5)MPPSK信号的相关解调

我们曾在“一种兼容中波模拟调幅广播的复合调制系统”(发明专利申请号：201310464224.3)，在使用带通滤波器分离出MPPSK数字接收信号后，采用接收端预存的一段经带通滤波后的冲击序列m(t)作为相关运算模板或匹配滤波冲激响应，用来与带通滤波后的MPPSK接收信号在码元0，1，2_M-1的冲击的出现位置处分别相乘后进行积分判决，将其中的积分值最大者判决为对应的MPPSK码元。模板m(t)可通过预先训练得到，噪声大时可取多个m(t)的平均值。在冲击滤波器对MPPSK信号的第一轮“粗匹配”后，这种乘以相干载波转为基带后的相关解调，可认为是对MPPSK信号的第二轮、频率更低的真正的匹配滤波，从而又进一步提升了系统的解调性能。

发明内容

为克服现有技术中的不足，本发明旨在提出一种基于MPPSK调制的共信道全双工系统。

为解决上述技术问题，实现上述技术效果，本发明通过以下技术方案实现：

一种基于MPPSK调制的共信道全双工系统，包括对称的近端通信节点和远端通信节点，任意一端通信节点的发射端和接收端共用一副天线，所述天线的射频端对收发信号通过一隔离器进行隔离，其特征在于：所述的任意一端的通信节点还包括有一MPPSK调制器和一数字基带自干扰对消模块；

所述数字基带自干扰对消模块主要包括下变频器、冲击滤波器、窄带带通滤波器、带通滤波器、模数转换器和自干扰信道估计器；

首先，接收的MPPSK混叠信号经过所述下变频器变频后分成两路，一路进入所述冲击滤波器，另一路进入所述窄带带通滤波器，将两路输出波形相乘后依次经所述带通滤波和所述模数转换器输出；然后，所述自干扰信道估计器以在正式通信前对起于发端的所述MPPSK调制器的输出端、止于收端的所述模数转换器间的全部自干扰通路的初始信道估计结果重建自干扰信号，所述的模数转换器输出与所述自干扰信号完成数字干扰对消。

进一步的，所述的任意一端的通信节点还包括一数模转换器，所述自干扰信道估计器以在正式通信前对起于发端的所述数模转换器的输出端、止于收端的所述模数转换器间的全部自干扰通路的初始信道估计结果重建自干扰信号，所述的模数转换器输出与所述自干扰信号完成数字干扰对消。

进一步的，所述的任意一端的通信节点还包括上变频器、高功率放大器、低噪声放大器、相关解调器；所述调制解调器一路连接所述数模转换器，另一路连接所述自干扰信道估计器，所述数模转换器连接所述上变频器，所述上变频器连接所述高功率放大器，所述高功率放大器通过所述隔离器连接所述天线，所述天线通过所述隔离器连接所述低噪声放大器，所述低噪声放大器连接所述下变频器，所述下变频器分成两路，一路连接所述冲击滤波器另一路连接所述窄带带通滤波器，两路输出波形相乘后连接所述带通滤波器，所述带通滤波器连接所述模数转换器，所述自干扰信道估计器的输出与所述模数转换器输出对消后连接所述相关解调器。

优选的，所述窄带带通滤波器为通带极窄的点频滤波器，所述窄带带通滤波器的中心频率为接收信号的载频f_c，其3dB带宽应控制在f_c的至少10^-5数量级，且左右过渡带的带宽应不高于f_c的10^-4数量级，从而从所述MPPSK接收信号提取出本地相干载波。

进一步的，带通滤波器的左截止频率大于零频，通带频率设置为R_B～(8～10)*R_B，式中R_B为接收信号的码元速率。

进一步的，所述接收端在对自干扰信号进行所述天线和数字基带的自干扰对消后，利用预存的经带通滤波后展宽的整个冲击波形样本序列作为相关运算模板或匹配滤波冲激响应，依次滑动固定步长至码元0,1，2_M-1或码元1，2，3_M的冲击出现位置后，分别与经带通滤波后的当前码元的MPPSK接收信号相乘并进行积分判决，将积分值最大者解调为对应的发送码元。

本发明的有益效果如下：

1)系统实现简单、成本低廉

现有同频全双工系统一般须综合使用天线、射频和数字基带自干扰对消技术，而本系统无需进行中间的射频自干扰对消，这一点就极大简化了系统结构；而本系统独有的具有极高隔离度的数字基带自干扰对消技术又可降低在天线射频端对自干扰的隔离度要求，后者直接使用一普通的环形器即可，无需再进行诸如平衡馈线网络的复杂设计；最后，本系统在实施数字基带自干扰对消时也仅需对自干扰信道进行初始估计，而不必再进行运算复杂度高、耗费资源大的实时跟踪。

2)极大降低接收机对ADC的动态范围要求

同频全双工系统中的自干扰信号强度远远超出有用接收信号，其功率在经天线和射频对消技术的初步抑制仍然极大，为在实施数字基带自干扰对消的同时尽可能有效保留其中微弱的接收信号，现有技术一般要求ADC具有更多的量化位数以扩大其动态范围，这必然会增加系统成本和后续处理环节的运算量。本系统在对接收端的MPPSK混叠信号下变频后，在后续的冲击滤波、相干载波提取和带通滤波都以模拟滤波器实现，而经这两轮“匹配滤波”和“码率域滤波”后，残余自干扰信号的能量也被大量衰减，因而可极大降低ADC的量化位数。

3)大幅减小接收机对ADC的采样频率要求

本系统在对MPPSK接收信号进行ADC数字化之前的冲击滤波、相干载波提取并相乘及带通滤波都可采用模拟滤波器实现，而经过这一系列处理后的用于解调的MPPSK主要有用频谱都限制在靠近零频的较窄的基带频段，按照奈奎斯特采样定理，ADC此时只需以大于该频段最高频率的2倍对MPPSK信号采样即可，因而可大大降低ADC的所需的采样率，并大幅减少了相关解调时的运算量。

4)对自干扰信号的隔离度高

本系统虽然只采用了天线和数字基带自干扰信号对消技术，但后者在进行自干扰信道估计时全面考虑了从发端DAC(或MPPSK调制器的输出端)到收端ADC间的通路的所有环节，因而估计结果更精确，数字对消更完美；其次，本系统特有的“码率域滤波”和“双匹配滤波”接收处理方法又可首先或继续大幅滤除自干扰信号残差。

5)频谱效率高，解调性能好

已有研究和公开测试表明MPPSK调制信号本身便具有远超现有常规通信体制的高频谱利用率，与同频全双工技术的结合又有望将频谱效率再提高一倍；而本系统对泄漏自干扰信号极大的对消以及特有的“码率域滤波”和“双匹配滤波”接收方法，又保证了对有用MPPSK信号的可靠解调。

上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，并可依照说明书的内容予以实施，以下以本发明的较佳实施例并配合附图详细说明如后。本发明的具体实施方式由以下实施例及其附图详细给出。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1是现有同频全双工系统的三大类自干扰对消技术的示意图：图1(a)为同一端的收发各有多副天线的多天线同频全双工系统；图1(b)为同一端收发各只一副天线的多天线同频全双工系统；图1(c)同一端收发共用一副天线的单天线同频全双工系统。

图2是单天线同频全双工系统中采用的环形器的连接示意图。

图3是射频自干扰对消技术的典型实施结构框图。

图4是MPPSK调制信号在230MHz射频频段的空中频谱实测图。

图5(a)是IIR型数字冲击滤波器的幅频响应；图5(b)是MPPSK信号通过图5(a)中冲击滤波器的输出波形。

图6(a)是FIR型数字冲击滤波器的幅频响应；图6(b)是MPPSK信号通过图6(a)中冲击滤波器的输出波形。

图7(a)是双零数字冲击滤波器的幅频响应；图7(b)是MPPSK信号通过图7(a)中冲击滤波器的输出波形。

图8(a)是陶瓷冲击滤波器的幅频响应；图8(b)是MPPSK信号通过图8(a)中陶瓷冲击滤波器的输出波形。

图9(a)是晶体冲击滤波器的幅频响应；图9(b)是MPPSK信号通过图9(a)中晶体冲击滤波器的输出波形。

图10是本发明提出的基于MPPSK调制的共信道全双工系统：图10(a)是组成共信道全双工系统的远近通信节点示意图；图10(b)是以图10(a)中某一端通信节点为例的基于MPPSK调制的共信道全双工系统的原理框图。

图11是MPPSK调制器的实现方式：图11(a)为全数字实现，图11(b)为模拟电路实现，图11(c)则适合集成电路实现。

图12是环形器的自干扰信号泄漏示意图。

图13是适用于20.46MHz频段晶体冲击滤波器的幅频响应。

图14是以码元“1”为例的匹配波形的示意图。

图15本发明提出的基于MPPSK调制的共信道全双工系统的解调性能：图15(a)为下行链路；图15(b)为上行链路。

具体实施方式

下面将参考附图并结合实施例，来详细说明本发明。此处所作说明用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。

本发明针对的共信道全双工系统，它首先也是单天线同频全双系统，一般由对称的近端通信节点和远端通信节点构成，如图10(a)所示，这里的远近是相对的，对于特定的某一路上行链路或下行链路信号，接收它的即可认为是近端，发送它的即是远端。由于无线信号在传输过程中会随着距离的增加而迅速衰减，因此由远端通信节点发射出去到达近端通信节点被接收的信号强度将远低于同一端节点落入其接收端的发射信号(即自干扰信号)，虽然两端通信节点的天线因极化方向相同、辐射方向图一致和同波束，能最大程度接收微弱的远端有用信号并减少近端自干扰信号的泄露，但两者天然存在的巨大信号能量差异仍避免不了前者将被后者淹没的窘境，若不采取任何自干扰对消措施，该有用信号将无法被解码。

现有同频全双工系统一般需要综合采用天线、射频和数字基带自干扰对消技术才有可能将强大的自干扰信号抑制在较低的水平，虽然已初见成效并经公开测试，但在背景知识中也曾表明仍有诸多不如意之处，需进一步改进；且共信道全双工系统自身构造有不同于现有同频全双工系统的自身特点，这些都要求我们应寻求更简洁、更创新及更有效的解决措施。

对于本就频谱效率极高的MPPSK调制，若能应用于同频全双工系统，则有望将系统频谱利用率再提高一倍，这对于频谱资源极为紧张的今天具有相当重要的意义。在非同频全双工的应用场合，我们已就MPPSK调制提出了一套实现简单、复杂度低并且具有极强抗干扰和抑噪能力的可靠解调方法，其过程简述如下：在接收下变频后，将MPPSK信号分为两路，一路采用冲击滤波器将MPPSK信号微弱的相位跳变信息转为幅度上的巨大冲击从而明显增强输出信噪比，并利用冲击滤波器特有的幅频响应完成了对MPPSK接收信号的第一轮的“粗匹配”；另一路采用一窄带带通滤波器从富含丰富载波信息的MPPSK信号中提取出相干载波；然后将两路输出波形相乘，如此一来，既可再次充分利用其载波能量以提升自身抗干扰和噪声能力，又完成了从带通频段到基带频带的搬移；而随后经带通滤波，该带通滤波器的通阻带参数经过精心设计，并借助MPPSK在同等带宽内可传输更高码率的优势，利用它与特定邻道干扰或随机干扰在频谱分布上的差异进行“码率域”上的滤波，从而将残余的干扰或噪声信号进一步压缩；这些过程都可以在模拟域实现，最后经ADC转到数字基带对MPPSK信号相关接收，又相当于对它做了第二轮的真正的匹配滤波，这无疑又可最大化MPPSK信号的输出信噪比和最大程度抑制残差。

可见，对于非同频全双工应用场合下的MPPSK解调方法，已能对与MPPSK信号所处频段部分重合甚至完全重合的干扰和噪声进行较好的抑制，且双工系统对上行链路和下行链路在业务量即传输速率上天然存在的需求差异，正适合该方法的“码率域滤波”条件。更进一步，该解调方法中的冲击滤波、相干载波提取和带通滤波都以模拟滤波器实现，而经在其特有的“码率域滤波”和“双匹配滤波”处理下后，残余干扰信号的能量也被继续大幅衰减，因而MPPSK调制若应用于同频全双工系统中，则极可能在实施数字基带自干扰对消时根本无需考虑ADC动态范围或量化位数的要求；同时，该解调方法对ADC数字化仅要求在相关解调处理前完成即可，而MPPSK信号在经冲击滤波、相干载波提取并相乘及带通滤波后，其主要有用频谱限制在靠近零频的基带频段，按照奈奎斯特采样定理，此时又可大大降低ADC的采样率并因此减少后续环节的运算量。另外，现有数字基带自干扰对消技术之所以效果尚不理想，原因之一在于其自干扰信道估计结果的不准确性，尤其是多天线同频双工系统，其自干扰信道还涉及收发天线间瞬息万变的无线信道，即使进行实时跟踪也较难精确对消；第二个原因则在于自干扰信道的片面考虑，我们知道自干扰信号到同一端接收节点的全部通路，不仅包括天线端收发节点间的自由空间，还包括收发两端的DAC/ADC、上变频/下变频和HPA/LNA等电路环节，它们的非理想性也将影响自干扰信道估计结果。而对共信道全双工系统而言，首先其收发共用一副天线，其隔离器仅是一个固定的物理器件即“环形器”，因而并不涉及时变性极强的无线空间；更进一步，若我们又将上述自干扰信号经历的所有通路全部考虑进去，且对于上述MPPSK解调方法而言，在ADC前还几乎经历所有的接收处理环节，则完全可以对自干扰信道进行准确而全面的估计，并有可能不需进行实时信道跟踪。至此，即可构建出如图10(b)所示的基于MPPSK调制的共信道全双工系统的框图，这里以近端通信节点为例，另一端通信节点与它完全一致。

综上所述，参见图10(a)、(b)所示，本发明的基于MPPSK调制的共信道全双工系统可通过如下技术方案设计：

一种基于MPPSK调制的共信道全双工系统，包括对称的近端通信节点1和远端通信节点2，任意一端通信节点的发射端和接收端共用一幅天线3，所述天线3的射频端对收发信号通过一隔离器4进行隔离，所述的任意一端的通信节点还包括有一MPPSK调制器和一数字基带自干扰对消模块、数模转换器DAC、上变频器、高功率放大器HPA、低噪声放大器LNA和相关解调器；所述数字基带自干扰对消模块主要包括下变频器、冲击滤波器、窄带带通滤波器、带通滤波器、模数转换器ADC和自干扰信道估计器；所述调制解调器一路连接所述数模转换器DAC，另一路连接所述自干扰信道估计器，所述数模转换器连接所述上变频器，所述上变频器连接所述高功率放大器HPA，所述高功率放大器HPA通过所述隔离器4连接所述天线3，所述天线3通过所述隔离器4连接所述低噪声放大器LNA，所述低噪声放大器LNA连接所述下变频器，所述下变频器分成两路，一路连接所述冲击滤波器另一路连接所述窄带带通滤波器，两路输出波形相乘后连接所述带通滤波器，所述带通滤波器连接所述模数转换器ADC，所述自干扰信道估计器的输出与所述模数转换器ADC输出对消后连接所述相关解调器。

优选的，所述窄带带通滤波器为通带极窄的点频滤波器，该点频滤波器的中心频率为MPPSK接收信号的载频f_c，其3dB带宽应控制在f_c的至少10^-5数量级，且左右过渡带的带宽应不高于f_c的10^-4数量级，从而从所述MPPSK接收信号提取出本地相干载波。

1.MPPSK调制器

1)上下行MPPSK调制参数的选择

理论分析认为，在对MPPSK信号进行冲击滤波、与相干载波相乘并经带通滤波后，其主瓣上位于1倍基波频率到8～10倍基波频率间的频谱便可代表其主要有用信息进行后续的相关解调，这里的基波频率即为MPPSK信号的码率；另外，考虑到双工系统中上下行链路对承担业务量的较大非对称性，以及为在带通滤波处理时便于利用两路信号在频谱分布上的差异进行各自的“码率域滤波”，以在提取有用信号的同时最大程度地对消自干扰信号，我们可以取下行MPPSK信号的码率为上行MPPSK信号的10倍，具体调制参数如下：

①下行链路：

K₁＝4，rg＝7，M₁＝64，N₁＝800，fc₁＝20.46MHz；其码率R_B1＝25.575kbps比特率为R_B1＝153.450kbps

②上行链路

K₂＝10，rg₂＝20，M₂＝256，N₂＝8000，fc₂＝20.46MHz；其码率R_B2＝2.5575kbps，比特率为R_B2＝20.460kbps

2)MPPSK调制器的实现

图11(a)给出MPPSK调制器的全数字化实施框图：具有M种取值的MPPSK码元序列控制多路选择器，从M组波形样本中选出与当前码元相对应的MPPSK调制波形数字样本，送数模转换器(DAC)直接转换成载频为f_c的模拟MPPSK已调信号输出。

图11(b)则是MPPSK调制器的模拟实现方式，只需用信息序列即MPPSK码流控制电子开关即可直接输出模拟的MPPSK调制信号，显然比图11(a)的全数字实现方式简单、廉价，且能够用于更高的工作频率。

图11(c)则是对图11(b)的改进，通过加入同相放大器来补偿反相放大器的时延，有利于工作在更高的载波频率和集成电路芯片集成。

需注意的是，图11是以原MPPSK调制方式为例，对于改进MPPSK调制，仅需新增“码元M”的调制波形样本，并舍弃图中“码元0”的部分。

2.自干扰信号的对消

漏述所有数字域全双工系统中，则极可能在实施数字域对于全双工系统，接收端的有用信号与泄漏自干扰信号的信干比一般处于在-60dB～-120dB之间，本实施例假定为-90dB，即自干扰信号的功率强度为有用接收信号的10⁹倍。

1)天线自干扰信号对消

本发明在天线射频端仅采用图2所示的环形器对自干扰信号进行正常的隔离，它是一种常规的天线器件，一般认为环形器可消除20-40dB的自干扰信号，本实施例假定可取得30dB的隔离度，此时还留有-60dB的自干扰信号残差。

然后，本发明越过射频自干扰对消步骤，直接进入图10所示的数字基带自干扰对消。

2)数字基带自干扰信号对消

该过程实现的关键在于图10中从发端DAC至收端ADC之间全部自干扰信号信道的准确而全面的估计，很明显该自干扰信号通路可细分为以下3个部分：

①第一部分由发端的DAC、上变频、HPA与收端的LNA、下变频和带通后的ADC组成。易知这收发两端的相应环节互为逆过程，故这部分的综合响应可等效为仅是幅度上的变化与一定的时延；又因这些电路器件是已知且确定的，故其幅度衰减与时延均为一固定值且可预先测量得到，该部分的时域响应可建模为：

h₁(t)＝α₁*δ(τ-τ₁) (4)

②第二部分由收端的冲击滤波器h_imp(t)、提取相干载波的点频滤率波器h_NRPP(t)、带通滤波器组成。三者的传递函数均确定且已知，故它们的综合时域响应也是确定并可求的，该部分的等效时域响应h₂(t)可由下式求出：

③第三部分即为图2中环形器发射节点到接收节点间的通路。已有研究表明这种经环形器初步隔离后的自干扰信号残差主要分为2种，如图12所示：第1种为发射节点到接收节点的直接路径泄漏，第二种为因为阻抗不匹配引起的从发射节点反射到接收节点的反射路径泄漏；对于直接路径，一般认为是一个纯阻型或频响在带内平坦，故大都是对发射信号在幅度上的一个固定衰减和固定时延；对于反射路径，一般建模为频率选择性信道(尤其是对于宽频信号)，与外部环境有关，是一个时变信道，但对于本发明提出的共信道全双工系统，其不涉及收发天线间随机的时变的无线空间，因而残余自干扰信号的对消要相对更简单一些，且其反射路径的时变性较弱。

因此，可对该部分冲激响应一般性地采用离散时间FIR滤波器模型表示：

由于本发明中环形器的发射节点与接收节点非常的接近，可认为该信道是准静态的，即可假设信道在一个或几个数据帧传输时间内是近似不变的。基于这个假设，式(6)的信道模型可简化为：

对于(7)式的估计，现已有许多成熟的方法，本发明拟采取在慢衰落信道中常用的基于训练序列的估计方法。

到此，自干扰信道完整时域响应的估计值即为：

h′(τ)＝h₁(τ)*h₂(τ)*h′₃(τ) (8)

在信道估计完成后，即可利用发端预先存储好的MPPSK调制波形样本重建MPPSK自干扰抵消信号，并从收端的MPPSK混叠信号减去，即可完成自干扰信号的数字对消。

式(8)中h₁(τ)、h₂(τ)是确定且可预先求取的，因而本发明的关键在于该自干扰信道第三部分的求取，而现有信道估计算法的精确度已足够支撑它的准确估计，且由于其较弱的时变性以及本发明“码率域滤波”和“双匹配滤波”对自干扰信号的进一步滤除，则在对该自干扰信道进行初始信道估计后，无需后续的实时跟踪。

3.MPPSK解调器

对于同频全双工系统而言，对自干扰信号的尽可能消除是对有用接收信号进行解调的前提，两者往往是前后分离的；而本发明提出的基于MPPSK调制的共信道全双工系统，在对MPPSK信号进行“码率域滤波”和“双匹配滤波”等接收处理的同时也在进行着对自干扰信号的部分消除，这一特点也正使得本发明可取得更高的自干扰信号隔离度，具体过程如下：

1)冲击滤波

在“背景技术”中曾提及，冲击滤波器可采用数字滤波器或模拟滤波器实现，后者因相当于无穷倍采样可极大提升系统性能，且又可避免对ADC大动态范围及高采样率的要求，因此本实施例采用晶体滤波器设计得到冲击滤波器，其幅频响应如图13所示。

2)相干载波提取

尽管从远端接收到的有用微弱信息被近端的强自干扰信号淹没，但因两者载频相同，其实是更增强了近端接收信号中的正弦载波能量，因此采用一个中心频率为fc₁＝fc₂＝20.46MHz的点频滤波器即可从中提取出纯净且与接收信号同频的载波信号，用于后续MPPSK冲击滤波信号包络的相干解调。该点频滤波器实质为一通带极窄的常规带通滤波器，本实施例仍采用晶体滤波器设计。值得注意的是，若该载波信号与接收信号未达到严格同相，可再对它进行相位校正，使用一简单的相位调整电路即可实现，这对于本领域的技术人员是公知的。

3)相干解调

在乘法器中将冲击滤波输出的MPPSK混叠信号与其本地提取的相干载波信号相乘，由于充分利用了载波能量进行相干解调，故可望进一步提升对MPPSK调制的数字信号的解调性能。另外，在与相干载波相乘后，MPPSK混叠信号的频谱被搬移到靠近零频的基带，为便于后续环节在基带进行奠定基础。

4)码率域滤波

在相干解调后，乘法器的输出信号仍为有用MPPSK接收信号与强自干扰MPPSK信号的冲击滤波信号包络的混合(叠加)，二者在时间波形上完全混叠，在频谱上也基本重合，因此本发明在对该全双工系统的上下行MPPSK调制参数的设计之初就要求下行MPPSK调制的符号速率更高，又由于用MPPSK主瓣上位于1倍基波频率到8-10倍基波频率间的频谱便可重建所需的解调信息，因此本实施例设计两者的码率相差10倍，此时即可在上下行两端分别采用不同的带通滤波器在“码率域”(本质上仍为频率域)提取出有用MPPSK接收信号，并有力隔离发端泄漏的MPPSK自干扰信号。

在本实施例中，下行链路的码率为R_B1＝25.575kbps，上行链路的码率为R_B2＝2.5575kbps因此在上行通信节点接收下行MPPSK信号时，可设计其带通滤波器的通带为“R_B1～10*R_B1”，同理，在下行通信节点接收上行下行MPPSK信号时，采用通带为“R_B2～10*R_B2”的带通滤波器，至于两者的左右截止频率，则希望其可尽量靠近相应的通带频率以更多滤除干扰信号，即使得过渡带更短更陡峭，这将同时增大设计难度，因此在具体实现时需综合性能与成本等条件酌情取舍。上述设计则可保证在最大程度保持有用信息的同时尽可能滤除自干扰信号。该带通滤波器以数字或模拟形式都可实现，考虑对降低ADC动态范围及采样率要求的需要，本实施例仍采用晶体滤波器进行设计。

5)相关解调

在经上述带通滤波后，MPPSK信号的频谱已被限制在较窄频段的基带频段内，因而此时的ADC采样频率可大大降低，并同时降低了相关解调的运算量。

在“一种兼容中波模拟调幅广播的复合调制系统”(发明专利申请号：201310464224.3)中，我们曾在接收端保留一段经带通滤波后的冲击序列m(t)作为相相关运算模板或匹配滤波冲激响应，用来与带通滤波后的某个信号s_t(t)中码元0，1，2_M-1或码元1，2，3_M的冲击出现的位置分别相乘后进行积分判决，将其中的积分值最大者判决为解调出的MPPSK码元。其实真正的相关接收应该是带通后的MPPSK接收信号分别与预存上述M种码元经相同处理后的M个MPPSK匹配序列进行在整个码元周期内的积分，而不仅是仅采用冲击最高点左右附近的一小段波形序列，本发明正是采取这种改进的相关接收方法，理论上解调性能更佳。考虑到MPPSK调制波形的特点，在具体实现时可仅先获得码元“1”的匹配序列，再将其冲击部分依次滑动(K+r_g)个载波周期得到其他码元的匹配序列；另外，由于带通滤波已基本滤除MPPSK接收信号中的直流成分(即零频，对应乘以相干载波前的载波成分)，上述匹配波形中的大部分值均接近于0或与冲击部分幅值相比可忽略不计，因此对原本持续一个码元周期的匹配序列又可仅采用其整个冲击展宽波形，如图14所示意，从而在保持相关接收效果的同时又降低了运算量。

4、仿真结果

本实施例将主要比较两个指标：

1)本发明的数字基带自干扰对消方法对自干扰信号的隔离度：首先初始信干比为-90dB；在经接收处理并与重建的自干扰抵消信号对消后，再计算此时的信干比；两者相减并扣除环形器30dB的隔离度，即得到所需值。该指标直接决定着本数字基带自干扰对消方法的优劣，并最终影响本双工系统的传输性能，结果如表1所示。

2)本发明提出的全双工系统的解调性能：这一点主要体现在其误码率曲线，首先求出下行或上行链路在无自干扰时的解调性能，再根据信道估计的偏差大小，分5档求取在“无误差、误差范围在5％、10％、15％、20％”的误码率，结果如图15所示。

表1本实施例的数字基带自干扰对消方法获取的隔离度

从表1可知：

1)信道估计的误差越小，获取的隔离度越高，自干扰信号在无误差时被彻底消除，此时残差为0，这是容易理解且自然而然的。

2)误差范围在20％以内时，上下行链路获取的隔离度都高于60dB，故总隔离度都已大于90dB，从而将B点时的信干比提至0dB以上，此时系统的解调性能保持在可接受的水平，这在图15也可得到印证。据公开资料显示，现有数字基带自干扰对消技术获得的隔离度一般最多也仅在30-40dB，因此本发明相对现有系统具有极大的优势。

3)若估计误差进一步增大超出20％，照表1趋势则有可能使得对消后的信干比仍为负值，解调性能将会较大程度地恶化；但鉴于已有信道估计算法的精确度以及本发明在单天线情形下自干扰信道较弱的时变性，我们认为信道估计的误差不会超出20％；即便在实际通信确实发生(例如在传输中发现误码率明显增加)，则可中断传输对自干扰信道进行一次更新，相比经典自干扰对消方法的实时跟踪，仍然具有实现简单、运算量低的优势。

再分析更为直观的图15：

1)解调性能变化趋势与表1的隔离度情形相同，估计误差为0时的误码率和无干扰基本一致。

2)以误码率在10^-4量级来看，对于下行链路，误差为5％、10％、15％、20％依次相比无干扰时分别有了约0.5dB、2.6dB、5.3dB、8.4dB的损失；对上行链路，则分别为约0.85dB、3.2dB、5.7dB、8.85dB的损失，但总体上都在可接受的水平，以上行链路估计误差在20％为例，其在误码率在10^-4量级时也仅需约8.6dB的SNR。

更进一步，本实施例还尝试对上下行链路采用同一调制参数(即本实施例中的下行链路参数)，此时的干扰程度更为严重，仍采用本发明的数字基带自干扰对消方法，实验结果显示：在同一误差水平下，系统仍可取得较高的自干扰信号隔离度，其解调性能较图15中的上下行链路仅相差4-6dB，仍能正常工作，这可作为本发明“码率域滤波”的特例。

以上结果表明，本发明提出的基于MPPSK调制的共信道全双工系统不仅实现简单、结构与运算复杂度低，且在收端采用模拟滤波器时无ADC动态范围之忧，并同时极大降低了对ADC采样率与量化位数的要求；最为关键的，本双工系统仅通过天线隔离与本发明的数字基带自干扰对消方法，并结合MPPSK独有的“码率域滤波”和“双匹配滤波”接收处理方式，就可获得超出现有同频全双工系统的极高隔离度，保证了本双工系统的可靠通信，因而有望在未来的高效通信中“大显身手”。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种基于MPPSK调制的共信道全双工系统，包括对称的近端通信节点(1)和远端通信节点(2)，任意一端通信节点的发射端和接收端共用一副天线(3)，所述天线(3)的射频端对收发信号通过一隔离器(4)进行隔离，其特征在于：所述的任意一端的通信节点还包括有一MPPSK调制器和一数字基带自干扰对消模块；

所述数字基带自干扰对消模块主要包括下变频器、冲击滤波器、窄带带通滤波器、带通滤波器、模数转换器(ADC)和自干扰信道估计器；

首先，接收的MPPSK混叠信号经过所述下变频器变频后分成两路，一路进入所述冲击滤波器，另一路进入所述窄带带通滤波器，将两路输出波形相乘后依次经所述带通滤波和所述模数转换器(ADC)输出；然后，所述自干扰信道估计器以在正式通信前对起于发端的所述MPPSK调制器的输出端、止于收端的所述模数转换器间的全部自干扰通路的初始信道估计结果重建自干扰信号，所述的模数转换器(ADC)输出与所述自干扰信号完成数字干扰对消；所述共信道全双工系统是指允许同频点、同天线、同极化、同波束、同时间的单天线全双工系统。

2.根据权利要求1所述的一种基于MPPSK调制的共信道全双工系统，其特征在于：所述的任意一端的通信节点还包括一数模转换器(DAC)，所述自干扰信道估计器以在正式通信前对起于发端的所述数模转换器(DAC)的输出端、止于收端的所述模数转换器(ADC)间的全部自干扰通路的初始信道估计结果重建自干扰信号，所述的模数转换器(ADC)输出与所述自干扰信号完成数字干扰对消。

3.根据权利要求2所述的一种基于MPPSK调制的共信道全双工系统，其特征在于：所述的任意一端的通信节点还包括上变频器、高功率放大器(HPA)、低噪声放大器(LNA)、相关解调器；

一调制解调器一路连接所述数模转换器(DAC)，另一路连接所述自干扰信道估计器，所述数模转换器连接所述上变频器，所述上变频器连接所述高功率放大器(HPA)，所述高功率放大器(HPA)通过所述隔离器(4)连接所述天线(3)，所述天线(3)通过所述隔离器(4)连接所述低噪声放大器(LNA)，所述低噪声放大器(LNA)连接所述下变频器，所述下变频器分成两路，一路连接所述冲击滤波器另一路连接所述窄带带通滤波器，两路输出波形相乘后连接所述带通滤波器，所述带通滤波器连接所述模数转换器(ADC)，所述自干扰信道估计器的输出与所述模数转换器(ADC)输出对消后连接所述相关解调器。

4.根据权利要求1或2或3所述的一种基于MPPSK调制的共信道全双工系统，其特征在于：所述窄带带通滤波器为通带极窄的点频滤波器,所述点频滤波器的中心频率为接收信号的载频f_c，其3dB带宽应控制在f_c的至少10^-5数量级，且左右过渡带的带宽应不高于f_c的10^-4数量级，从而从所述MPPSK接收信号提取出本地相干载波。

5.根据权利要求1或2或3所述的一种基于MPPSK调制的共信道全双工系统，其特征在于：所述带通滤波器的左截止频率大于零频，通带频率设置为R_B～(8～10)*R_B，式中R_B为接收信号的码元速率。