CN108199793B - 宽带毫米波系统基于时延预补偿的混合预编码方法 - Google Patents

宽带毫米波系统基于时延预补偿的混合预编码方法 Download PDF

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CN108199793B CN201810119551.8A CN201810119551A CN108199793B CN 108199793 B CN108199793 B CN 108199793B CN 201810119551 A CN201810119551 A CN 201810119551A CN 108199793 B CN108199793 B CN 108199793B
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    • Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks

Abstract

本发明涉及一种宽带毫米波系统基于时延预补偿的混合预编码方法，其利用信号在毫米波频段传输过程中，主要的信号能量集中在直达径上，以此对在基站端对直达径做时延预补偿，将频率选择信道模型转换成近似平坦衰落信道模型，并针对该平坦衰落信道模型构建以和速率最大优化设计问题，求解优化问题获得在基站端发射总功率受限和射频单元数目受限情况下的最优预编码向量，从而降低了射频单元开销同时抑制了单载波传输过程中的码间干扰问题，改善了移动通信的传输特性。

Description

宽带毫米波系统基于时延预补偿的混合预编码方法
技术领域
本发明涉及无线通信系统技术领域，具体涉及一种宽带毫米波系统基于时延预补偿的混合预编码方法。
背景技术
大规模MIMO(Multiple-Input Multiple-Output，指在发射端和接收端分别使用多个发射天线和接收天线通过在基站端配置数几十根至上百根天线，能够深度挖掘空间维度资源，使得基站能够利用同一个时频资源同时服务多个用户，充分发掘系统的空间自由度，从而在不需要增加基站密度和带宽的条件下大幅度提高系统频谱效率、能量效率、以及数据传输的可靠性。
MIMO系统目前常采用微波频段(小于6GHz)。相比低频段非常有限的频谱资源，毫米波(工作频段在30Hz到300GHz)能够为通信系统提供更高的带宽，成为下一代移动蜂窝通信技术的必然选择。业界普遍认为毫米波技术非常适合与大规模MIMO技术相结合,两者通过充分利用空间维度资源和丰富的频带资源，极大地提升了系统容量，成为下一代移动通信系统的关键技术。然而在毫米波大规模MIMO系统中，每根发射天线对应一条RF链路，而RF链路包括RF混频器，ADC，功率放大器等等，其中核心器件ADC通常采用高精度(如8-12bit)模数转换器(ADC)单元，这种结构不仅成本高昂，实现复杂度高且功耗大，特别是对于超过10GHz采样频率和10bit精度量化的ADC器件，芯片集成难度大，产生的海量数据给基带端数字信号的处理带来了巨大的压力。因此在毫米波大规模MIMO系统中，随着基站端天线个数的增加和宽带采样频率的提高，系统面临硬件成本高昂、系统复杂度高以及功率消耗大等瓶颈问题。因此，在毫米波大规模MIMO系统中，为了实现低成本高能效的实现低成本高能效的无线信号传输，要求RF单元的数目远小于发射天线数量并且是有限的，要求在RF链路受限情况下实现更好的系统性能。
另外，由于传输带宽非常大，毫米波通信系统会工作在频率选择性信道。然而，信号在频选信道中传输时会产生严重的码间干扰。为克服码间干扰，现在无线通信系统一般采用正交频分复用或单载波频域均衡技术。然而，在高频毫米波系统中，正交频分复用技术对系统的同步性相对于低频环境中更加的敏感，以及更高的峰均比。而单载波频域均衡会出现同相和正交相位不平衡等问题。由于上述这些问题，在毫米波宽带传输环境下，传统的码间干扰消除技术并不适用。
发明内容
本发明的目的在于公开一种宽带毫米波系统基于时延预补偿的混合预编码方法，以降低射频单元开销以及抑制单载波传输过程中的码间干扰问题，改善移动通信的传输特性。
为了实现以上目的，本发明公开的一种宽带毫米波系统基于时延预补偿的混合预编码方法，包括：
A：对基站端与所有用户端之间的直达路径作时延预补偿，将宽带毫米波频率选择性信道模型转换为等效近似的平坦衰落信道模型，并获得每个用户端的信干噪比；
B：对时延预补偿后的平坦衰落信道模型，结合每个用户端的最大信干噪比，构建以宽带毫米波系统和速率最大化为优化目标，以基站端发射总功率受限和射频单元数目受限为约束条件的优化问题模型；
C：将优化问题模型的非凸优化问题转化为凸优化问题，通过求解凸优化问题获得在基站端发射总功率受限和射频单元数目受限的情况下的最优预编码向量。
进一步的，步骤A中，宽带毫米波系统中基站端对直达路径做时延补偿之后对第k个用户端的发射信号为：
xk[n]＝Fwksk[n+nk,LoS]
其中，
Figure GDA0002493132880000031
为模拟预编码矩阵，wk为第k个用户端的预编码向量；nk,LoS为第k个用户端对应的LoS径的时延预补偿因子；sk[n]为归一化功率的发射给第k个用户端的符号，n为符号因子；
通过累加K个用户端后的发射信号为：
Figure GDA0002493132880000032
第k个用户端的接收信号为：
Figure GDA0002493132880000033
其中，
Figure GDA0002493132880000034
为基站端与第k个用户端之间第l条路径的快衰落信道因子；zk[n]为高斯白噪声；*表示卷积运算；
从而，用户端的信干噪比表达式为：
Figure GDA0002493132880000035
其中，
Figure GDA0002493132880000041
为基站端与第k个用户端之间直达路径的信道系数；wk为第k个用户端的数字预编码向量，wk'为第k'个用户端的数字预编码向量，F为模拟预编码矩阵，σ2表示噪声功率；|·|表示绝对值运算。
进一步的，步骤B中，第k个用户端的和速率表达式为：
Rk＝log2(1+SINRk)
宽带毫米波系统和速率最大化表示为：
Figure GDA0002493132880000042
基站端发射总功率受限表示为：
Figure GDA0002493132880000043
其中，P为基站端最大发射功率，
Figure GDA00024931328800000413
表示模拟预编码器的矩阵集合，||·||2表示向量的2范数的平方；
射频单元数目受限表示为：
Figure GDA0002493132880000044
其中，MRF为射频单元数目，
Figure GDA0002493132880000045
为天线m上对应所有用户端的波束成型向量，
Figure GDA0002493132880000046
表示向量
Figure GDA0002493132880000047
的无穷范数。
进一步的，步骤B中优化问题模型表示为：
Figure GDA0002493132880000048
Figure GDA0002493132880000049
其中，
Figure GDA00024931328800000410
为预先设定的维度为M×N的码书矩阵，N表示在码书
Figure GDA00024931328800000411
中码字的数目，
Figure GDA00024931328800000412
表示维度为M×N的常模射频预编码码字空间；之后，等效的基带预编码转换成
Figure GDA0002493132880000051
进一步的，步骤C中，将优化问题模型的非凸优化问题转化为凸优化问题具体如下：
Figure GDA0002493132880000052
Figure GDA0002493132880000053
Figure GDA0002493132880000054
Figure GDA0002493132880000055
Figure GDA0002493132880000056
其中，αk，ak和bk为引入的辅助变量；λ为正则化参数，它控制解的稀疏性；
Figure GDA0002493132880000057
和
Figure GDA0002493132880000058
为
Figure GDA0002493132880000059
在点
Figure GDA00024931328800000510
一阶周围，tr(·)表示对矩阵求迹运算，1N表示维度为N×N的单位矩阵。
有益效果：本发明利用信号在毫米波频段传输过程中，主要的信号能量集中在直达径上，以此对在基站端对直达径做时延预补偿，将频率选择信道模型转换成近似平坦衰落信道模型，并针对该平坦衰落信道模型构建以和速率最大优化设计问题，求解优化问题获得在基站端发射总功率受限和射频单元数目受限情况下的最优预编码向量，从而降低了射频单元开销同时抑制了单载波传输过程中的码间干扰问题，改善了移动通信的传输特性。
附图说明
图1是实施例公开的一种宽带毫米波系统基于时延预补偿的混合预编码方法所应用的宽带毫米波全联通阵列系统框图。
图2是实施例公开的一种宽带毫米波系统基于时延预补偿的混合预编码方法流程示意图。
图3是针对实施例公开的一种宽带毫米波系统基于时延预补偿的混合预编码方法进行仿真实验得出的SNR与可达和速率关系曲线结果图。
图4是针对实施例公开的一种宽带毫米波系统基于时延预补偿的混合预编码方法进行仿真实验得出基站天线数目与可达和速率曲线结果图。
具体实施方式
为了便于本领域技术人员理解，下面将结合附图以及实施例对本发明进行进一步描述。
实施例
请参阅图1至图2，实施例公开的一种宽带毫米波系统基于时延预补偿的混合预编码方法，应用于宽带毫米波全联通阵列系统(本发明简称为宽带毫米波系统)，主要设计构思：首先，利用信号在毫米波频段传播过程中，主要的信号能量集中在直达路径上，因而在基站端对直达路径做时延预补偿，此时宽带毫米波频率选择性信道被转换为平坦衰落信道；其次，针对该平坦衰落信道模型构建以和速率最大优化设计问题；最后，求解优化问题获得在基站端发射总功率受限和射频单元数目受限情况下的最优预编码向量(最优数字预编码矩阵和最优模拟预编码矩阵)。该方法具体包括如下步骤(1)至步骤(3)：
步骤(1)：在基站端，对基站端与所有用户端之间的直达路径作时延预补偿，将宽带毫米波频率选择性信道模型转换为等效近似的平坦衰落信道模型，并获得每个用户端的信干噪比。
步骤(1)中，宽带毫米波系统中基站端对直达路径做时延补偿之后对第k个用户端的发射信号为：
xk[n]＝Fwksk[n+nk,LoS] (公式1)
其中，
Figure GDA0002493132880000071
为模拟预编码矩阵，wk为第k个用户端的预编码向量；nk,LoS为第k个用户端对应的LoS径的时延预补偿因子；sk[n]为归一化功率的发射给第k个用户端的符号，n为符号因子；
通过累加K个用户端后的发射信号为：
Figure GDA0002493132880000072
第k个用户端的接收信号为：
Figure GDA0002493132880000073
其中，
Figure GDA0002493132880000074
为基站端与第k个用户端之间第l条路径的快衰落信道因子；zk[n]为高斯白噪声，服从均值为0、方差为δ2的分布；*表示卷积运算；
将公式3其展开成需要的信号，ISI和用户间干扰(Inter-user Interference,IUI)相累加的形式：
Figure GDA0002493132880000075
其中，△kl,kLoS＝nk,l-nk,LoS表示为第k个用户端的第l条路径与直达路径的最大时延，△kl,k′LoS＝nk,l-nk′,LoS为第k个用户端的第l条路径与第k'个用户端的直达路径之间的最大时延；
基于公式4，可以得到用户端的信干噪比表达式为：
Figure GDA0002493132880000081
其中，
Figure GDA0002493132880000082
为基站端与第k个用户端之间直达路径的信道系数；wk为第k个用户端的数字预编码向量，wk'为第k'个用户端的数字预编码向量，F为模拟预编码矩阵，σ2表示噪声功率；|·|表示绝对值运算。
此时，本实施例将宽带毫米波多用户MISO频选信道转换为平坦衰落，并且获得单载波传输环境下的SINR表达式。
步骤(2)：对时延预补偿后的平坦衰落信道模型，结合每个用户端的最大信干噪比，构建以宽带毫米波系统和速率最大化为优化目标，以基站端发射总功率受限和射频单元数目受限为约束条件的优化问题模型。
步骤(2)中，第k个用户端的和速率表达式为：
Rk＝log2(1+SINRk) (公式6)
该模型中包含常模约束、数字预编码矩阵和模拟预编码矩阵耦合以及目标函数的非凸问题；
宽带毫米波系统和速率最大化表示为：
Figure GDA0002493132880000083
基站端发射总功率受限表示为：
Figure GDA0002493132880000091
其中，P为基站端最大发射功率，
Figure GDA0002493132880000092
表示模拟预编码器的矩阵集合，||·||2表示向量的2范数的平方；
射频单元数目受限表示为：
Figure GDA0002493132880000093
其中，MRF为射频单元数目，
Figure GDA0002493132880000094
为天线m上对应所有用户端的波束成型向量，
Figure GDA0002493132880000095
表示向量
Figure GDA0002493132880000096
的无穷范数。
进一步的，针对数字预编码矩阵和模拟预编码矩阵的耦合问题，实施例将双变量耦合优化问题转化为单变量优化问题，步骤(2)中优化问题模型表示为：
Figure GDA0002493132880000097
其中，
Figure GDA0002493132880000098
为预先设定的维度为M×N的码书矩阵，N表示在码书
Figure GDA0002493132880000099
中码字的数目，
Figure GDA00024931328800000910
表示维度为M×N的常模射频预编码码字空间；之后，等效的基带预编码转换成
Figure GDA00024931328800000911
步骤(3)：将优化问题模型的非凸优化问题转化为凸优化问题，通过求解凸优化问题获得在基站端发射总功率受限和射频单元数目受限的情况下的最优预编码向量。
步骤(3)中，将优化问题模型的非凸优化问题转化为凸优化问题具体如下：
Figure GDA0002493132880000101
其中，αk，ak和bk为本实施例引入的辅助变量；λ为正则化参数，它控制解的稀疏性；
Figure GDA0002493132880000102
和
Figure GDA0002493132880000103
Figure GDA0002493132880000104
在点
Figure GDA0002493132880000105
一阶周围，tr(·)表示对矩阵求迹运算，1N表示维度为N×N的单位矩阵。
此时，转换后的目标函数和约束都为凸函数，可以用凸优化工具包求解。
综上所述，本实施例可以降低射频单元开销(降低射频单元数目)同时抑制了单载波传输过程中的码间干扰问题，改善移动通信的传输特性。
仿真实验
以下可通过仿真结果验证采用上述实施例的宽带毫米波系统下混合预编码方法的性能。我们假设用户端采用传统的单天线，基站端采用均匀线性阵列，其中天线数目M＝128。此外，相移器采用量化相移，预先设定的码书
Figure GDA0002493132880000106
为DFT矩阵。系统工作载波频率为28GHz，对于每个用户信道路径数目L＝3，其中离开角服从
Figure GDA0002493132880000107
之间的均匀分布。此外，时延均匀分布在[0,Tm]之间，其中，Tm＝100ns表示最大路径时延。我们进一步假设系统总带宽为500MHz，因此，BTm＝50＞＞1，即系统工作在频选信道。
图3中，我们假设射频单元数目MRF＝5和10。针对不同的信噪比(SNR)，我们对比传输方案与传输方式下的预编码对应的性能曲线。从图中我们可以看出随着SNR的增加，所有的性能随着SNR的增加，我们观察到提出的单载波方案相对于MISO-OFDM具有更好的性能。其主要的贡献由于节约CP的数目同时利用时延预补偿手段能有效地抑制ISI。然而，随着SNR增加，MISO-OFDM方案能超越单载波性能。这是由于在高信噪比下，对于单载波传输，残留的ISI和IUI变得更严重，然而MISO-OFDM能有效的抑制ISI。此外，在有限射频数目的约束下稀疏预编码设计能逼近与全数字环境。
图4中，提供了毫米波MISO系统下和速率与基站数目的对比曲线，其中射频单元数目MRF＝5和10，SNR＝-20dB。我们发现所有算法的性能随着天线数的增加而增加。此外，该图还表明基于单载波传输的混合预编码相对于MISO-OFDM和模拟预编码有更好的性能。因为，在大规模天线阵列的环境中，我们可以获得更窄的波束，因此它可以被模拟预编码器对齐到直达路径。因此，单载波方案能更有效的抑制ISI。
以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (1)

1.一种宽带毫米波系统基于时延预补偿的混合预编码方法，其特征在于，包括：
A：对基站端与所有用户端之间的直达路径作时延预补偿，将宽带毫米波频率选择性信道模型转换为等效近似的平坦衰落信道模型，并获得每个用户端的信干噪比；
B：对时延预补偿后的平坦衰落信道模型，结合每个用户端的最大信干噪比，构建以宽带毫米波系统和速率最大化为优化目标，以基站端发射总功率受限和射频单元数目受限为约束条件的优化问题模型；
C：将优化问题模型的非凸优化问题转化为凸优化问题，通过求解凸优化问题获得在基站端发射总功率受限和射频单元数目受限的情况下的最优预编码向量；
步骤A中，宽带毫米波系统中基站端对直达路径做时延补偿之后对第k个用户端的发射信号为：
xk[n]＝Fwksk[n+nk,LoS]
其中，
Figure FDA0002493132870000011
为模拟预编码矩阵，wk为第k个用户端的预编码向量；nk,LoS为第k个用户端对应的LoS径的时延预补偿因子；sk[n]为归一化功率的发射给第k个用户端的符号，n为符号因子；
通过累加K个用户端后的发射信号为：
Figure FDA0002493132870000012
第k个用户端的接收信号为：
Figure FDA0002493132870000013
其中，
Figure FDA0002493132870000014
为基站端与第k个用户端之间第l条路径的快衰落信道因子；zk[n]为高斯白噪声；*表示卷积运算；
从而，用户端的信干噪比表达式为：
Figure FDA0002493132870000021
其中，
Figure FDA0002493132870000022
为基站端与第k个用户端之间直达路径的信道系数；wk为第k个用户端的数字预编码向量，wk'为第k'个用户端的数字预编码向量，F为模拟预编码矩阵，σ2表示噪声功率；|·|表示绝对值运算；
步骤B中，第k个用户端的和速率表达式为：
Rk＝log2(1+SINRk)
宽带毫米波系统和速率最大化表示为：
Figure FDA0002493132870000023
基站端发射总功率受限表示为：
Figure FDA0002493132870000024
其中，P为基站端最大发射功率，
Figure FDA0002493132870000025
表示模拟预编码器的矩阵集合，||·||2表示向量的2范数的平方；
射频单元数目受限表示为：
Figure FDA0002493132870000026
其中，MRF为射频单元数目，
Figure FDA0002493132870000027
Figure FDA0002493132870000028
为天线m上对应所有用户端的波束成型向量，
Figure FDA0002493132870000029
表示向量
Figure FDA00024931328700000210
的无穷范数；
步骤B中优化问题模型表示为：
Figure FDA0002493132870000031
Figure FDA0002493132870000032
其中，
Figure FDA0002493132870000033
为预先设定的维度为M×N的码书矩阵，N表示在码书
Figure FDA0002493132870000034
中码字的数目，
Figure FDA0002493132870000035
表示维度为M×N的常模射频预编码码字空间；之后，等效的基带预编码转换成
Figure FDA0002493132870000036
步骤C中，将优化问题模型的非凸优化问题转化为凸优化问题具体如下：
Figure FDA0002493132870000037
Figure FDA0002493132870000038
Figure FDA0002493132870000039
Figure FDA00024931328700000310
Figure FDA00024931328700000311
其中，αk，ak和bk为引入的辅助变量；λ为正则化参数，它控制解的稀疏性；
Figure FDA00024931328700000312
Figure FDA00024931328700000313
和
Figure FDA00024931328700000314
为
Figure FDA00024931328700000315
在点
Figure FDA00024931328700000316
一阶周围，tr(·)表示对矩阵求迹运算，1N表示维度为N×N的单位矩阵。
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