KR102497453B1

KR102497453B1 - 무선 통신 시스템에서 하이브리드 프리코딩을 위한 장치 및 방법

Info

Publication number: KR102497453B1
Application number: KR1020160045993A
Authority: KR
Inventors: 젠화 모; 샤디 아부-수라; 아메드 알카티브; 라케쉬 타오리
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2015-07-13
Filing date: 2016-04-15
Publication date: 2023-02-08
Also published as: KR20170008143A; US10027389B2; US20170019157A1

Abstract

본 개시는 LTE(Long Term Evolution)와 같은 4G(4^th generation) 통신 시스템 이후 보다 높은 데이터 전송률을 지원하기 위한 5G(5^th generation) 또는 pre-5G 통신 시스템에 관련된 것이다. 무선 통신 시스템에서 하이브리드 프리코딩(hybrid precoding)을 수행하기 위한 것으로, 수신단은, 수신 신호에 대한 하이브리드 프리코딩을 수행하는 송수신부와, 상기 송수신부를 제어하는 처리회로를 포함한다. 여기서, 상기 하이브리드 프리코딩은, 아날로그 프리코딩 및 디지털 프리코딩을 포함하며, 상기 아날로그 프리코딩을 위한 적어도 하나의 아날로그 프리코딩 행렬은, 송신단에서 사용되는 송신 아날로그 프리코딩 행렬 및 상기 수신단에서 사용되는 수신 아날로그 프리코딩 행렬로부터 결정되는 유효 채널에 기초하여 결정된다.

Description

무선 통신 시스템에서 하이브리드 프리코딩을 위한 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR HYBRID PRECODING IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}

일반적으로, 아래의 설명들은 무선 통신 시스템에 관한 것으로, 보다 구체적으로 하이브리드 프리코딩(hybrid precoding)을 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.

4G(4^th generation) 통신 시스템 상용화 이후 증가 추세에 있는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해, 개선된 5G(5^th generation) 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템은 4G 네트워크 이후(Beyond 4G Network) 통신 시스템 또는 LTE(Long Term Evolution) 시스템 이후(Post LTE) 시스템이라 불리어지고 있다.

높은 데이터 전송률을 달성하기 위해, 5G 통신 시스템은 초고주파(mmWave) 대역(예를 들어, 60기가(60GHz) 대역과 같은)에서의 구현이 고려되고 있다. 초고주파 대역에서의 전파의 경로손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위해, 5G 통신 시스템에서는 빔포밍(beamforming), 거대 배열 다중 입출력(massive MIMO), 전차원 다중입출력(Full Dimensional MIMO, FD-MIMO), 어레이 안테나(array antenna), 아날로그 빔형성(analog beam-forming), 및 대규모 안테나(large scale antenna) 기술들이 논의되고 있다.

또한 시스템의 네트워크 개선을 위해, 5G 통신 시스템에서는 진화된 소형 셀, 개선된 소형 셀(advanced small cell), 클라우드 무선 액세스 네트워크(cloud radio access network, cloud RAN), 초고밀도 네트워크(ultra-dense network), 기기 간 통신(Device to Device communication, D2D), 무선 백홀(wireless backhaul), 이동 네트워크(moving network), 협력 통신(cooperative communication), CoMP(Coordinated Multi-Points), 및 수신 간섭제거(interference cancellation) 등의 기술 개발이 이루어지고 있다.

이 밖에도, 5G 시스템에서는 진보된 코딩 변조(Advanced Coding Modulation, ACM) 방식인 FQAM(Hybrid Frequency Shift Keying and Quadrature Amplitude Modulation) 및 SWSC(Sliding Window Superposition Coding)과, 진보된 접속 기술인 FBMC(Filter Bank Multi Carrier), NOMA(Non Orthogonal Multiple Access), 및 SCMA(Sparse Code Multiple Access) 등이 개발되고 있다.

또한, 5G 기술에서 고려 중인 밀리미터 파(mmWave) 대역에서의 이용 가능한 넓은 대역폭은 근거리 통신망(local area network, LAN)과 셀룰러 시스템(cellular system) 모두를 위한 무선 통신의 전망을 밝게 한다(promising). 그러나, 충분한 수신 링크 마진(received link margin)을 얻기 위해서, 거대 안테나 어레이들(large antenna arrays)을 이용한 빔포밍(beamforming)이 송신기 및 수신기 모두에서 채용될 필요가 있다. 유감스럽게도, 전통적인 프리코딩 솔루션(solution)이 주로 의존하는 혼합 신호(mixed-signal) 구성요소(component)들의 높은 전력 소비는 기저대역에서 프리코딩/컴바이닝(combining)을 실행 불가능하게(unfeasible) 한다.

아래의 설명들은 무선 통신 시스템에서 하이브리드 프리코딩(hybrid precoding)을 수행하는 장치 및 방법을 제공하고자 한다.

아래 설명들은 저 비트(few bit) ADC(analog to digital converter)를 구비한 MIMO(multiple input multiple output) 시스템에서 하이브리드 프리코딩을 위한 시스템 및 방법을 제공한다.

일 실시 예에 따르는 이동 장치(mobile device)는 무선 통신 신호를 송신하고 수신하기 위해 구성된 복수의 안테나들을 포함한다. 이동 통신 단말은 또한, 복수의 안테나들을 통해, 넓은 대역폭 통신 전반에 걸쳐 데이터 및 제어 신호를 통신하도록 구성된 송수신기를 포함한다. 상기 송수신기는 데이터와 제어 신호를 수신하기 위한 하이브리드 프리코딩(hybrid precoding)을 수행하도록 구성된 저 비트(few bit) ADC(analog to digital converter)를 포함한다. 이동 장치는 데이터와 제어 신호를 송신 및 수신하기 위한 송수신기를 제어하도록 구성된 처리 회로를 더 포함한다.

일 실시 에에 따르는 수신단은 넓은 대역폭 통신을 통해 무선 통신 신호를 수신하기 위해 구성된 복수의 안테나들을 포함한다. 수신단은 또한, 데이터 및 제어 신호를 수신하기 위해 프리코딩을 수행하도록 구성된 저 비트 ADC를 각각 포함하는 다수의 RF(radio frequency) 체인(chain)를 포함한다. 수신단은 기저대역 검출(baseband detection)을 수행하기 위해 구성된 기저대역 프로세서를 더 포함한다.

일 실시 예에 따르는 방법은 넓은 대역폭 통신을 통해 무선 통신 신호를 수신하는 것을 포함한다. 상기 방법은 또한, 저 비트 ADC에 의해 수신 신호를 프리코딩하는 것을 포함한다. 상기 방법은 기저대역 프로세서에 의해 기저대역 검출을 수행하는 것을 더 포함한다.

일 실시 예에 따르는 무선 통신 시스템에서 수신단 장치는, 수신 신호에 대한 하이브리드 빔포밍(hybrid beamforming)을 수행하는 송수신부와,

상기 송수신부를 제어하는 처리회로를 포함하고, 상기 하이브리드 빔포밍은, 아날로그 빔포밍 및 디지털 빔포밍을 포함하며, 상기 아날로그 빔포밍을 위한 적어도 하나의 아날로그 빔포밍 행렬은, 송신단에서 사용되는 송신 아날로그 빔포밍 행렬 및 상기 수신단에서 사용되는 수신 아날로그 빔포밍 행렬로부터 결정되는 유효 채널에 기초하여 결정된다.

일 실시 예에 따르는 무선 통신 시스템에서 송신단 장치는, 송신 신호에 대한 하이브리드 빔포밍을 수행하고, 상기 송신 신호를 송신하는 송수신부와, 상기 송수신부를 제어하는 처리회로를 포함하고, 상기 하이브리드 빔포밍은, 아날로그 빔포밍 및 디지털 빔포밍을 포함하며, 상기 아날로그 빔포밍을 위한 적어도 하나의 아날로그 빔포밍 행렬은, 상기 송신단에서 사용되는 송신 아날로그 빔포밍 행렬 및 수신단에서 사용되는 수신 아날로그 빔포밍 행렬로부터 결정되는 유효 채널에 기초하여 결정된다.

일 실시 예에 따르는 무선 통신 시스템에서 수신단의 동작 방법은, 수신 신호를 수신하는 과정과, 상기 수신 신호에 대한 하이브리드 빔포밍을 수행하는 과정을 포함하며, 상기 하이브리드 빔포밍은, 아날로그 빔포밍 및 디지털 빔포밍을 포함하며, 상기 아날로그 빔포밍을 위한 적어도 하나의 아날로그 빔포밍 행렬은, 송신단에서 사용되는 송신 아날로그 빔포밍 행렬 및 상기 수신단에서 사용되는 수신 아날로그 빔포밍 행렬로부터 결정되는 유효 채널에 기초하여 결정된다.

일 실시 예에 따르는 무선 통신 시스템에서 송신단의 동작 방법은, 송신 신호에 대한 하이브리드 빔포밍을 수행하는 과정과, 상기 송신 신호를 송신하는 과정을 포함하며, 상기 하이브리드 빔포밍은, 아날로그 빔포밍 및 디지털 빔포밍을 포함하며, 상기 아날로그 빔포밍을 위한 적어도 하나의 아날로그 빔포밍 행렬은, 상기 송신단에서 사용되는 송신 아날로그 빔포밍 행렬 및 수신단에서 사용되는 수신 아날로그 빔포밍 행렬로부터 결정되는 유효 채널에 기초하여 결정된다.

저 비트(few-bit) ADC(analog to digital converter)를 고려한 효율적인 하이브리드 프리코딩(hybrid precoding)이 가능하다.

보다 완전한 이해를 위해, 첨부된 도면을 참조하여 아래의 설명들이 이루어진다. 도면에서 동일한 참조번호는 동일한 구성요소를 나타낸다.
도 1은 무선 네트워크를 도시한다.
도 2a 및 2b는 무선 송신 경로 및 무선 수신 경로들을 도시한다.
도 3는 eNB(evolved Node B)을 도시한다.
도 4는 UE(user equipment)를 도시한다.
도 5는 하이브리드 프리코딩(hybrid precoding) 및 저 비트(few bit) ADC(analog to digital converter)를 이용하는 MIMO(multiple input multiple output) 채널을 도시한다.
도 6은 채널 추정 및 하이브리드 프리코딩을 위한 절차를 도시한다.
도 7은 빔포밍 행렬 결정을 위한 알고리즘의 선택 절차를 도시한다.
도 8은 무선 통신 시스템에서 송신단 및 수신단 간 신호 교환의 예를 도시한다.
도 9는 무선 통신 시스템에서 송신단 및 수신단 간 신호 교환의 다른 예를 도시한다.
도 10은 무선 통신 시스템에서 빔포밍 행렬 결정을 위해 사용되는 알고리즘들의 성능을 도시한다.

본 개시에서 사용되는 용어들은 단지 특정한 실시 예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 다른 실시 예의 범위를 한정하려는 의도가 아닐 수 있다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함할 수 있다. 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 용어들은 본 개시에 기재된 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가질 수 있다. 본 개시에 사용된 용어들 중 일반적인 사전에 정의된 용어들은, 관련 기술의 문맥상 가지는 의미와 동일 또는 유사한 의미로 해석될 수 있으며, 본 개시에서 명백하게 정의되지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다. 경우에 따라서, 본 개시에서 정의된 용어일지라도 본 개시의 실시 예들을 배제하도록 해석될 수 없다.

이하에서 설명되는 본 개시의 다양한 실시 예들에서는 하드웨어적인 접근 방법을 예시로서 설명한다. 하지만, 본 개시의 다양한 실시 예들에서는 하드웨어와 소프트웨어를 모두 사용하는 기술을 포함하고 있으므로, 본 개시의 다양한 실시 예들이 소프트웨어 기반의 접근 방법을 제외하는 것은 아니다.

이하 본 개시는 무선 통신 시스템에서 하이브리드 프리코딩(hybrid precoding)을 수행하기 위한 장치 및 방법에 대하여 설명한다. 구체적으로, 이하 본 개시는 저 비트(few-bit) 아날로그 디지털 변환기(few-bit analog to digital converter)들을 구비한 다중 입력 다중 출력(multiple input multiple output, MIMO) 시스템에서 하이브리드 프리코딩(hybrid precoding)을 위한 장치 및 방법에 대하여 설명한다. 비록 본 개시가 밀리미터 파(mmWave) 통신에 관한 것일 수 있다 하더라도, 본 개시의 실시 예는 광대역 통신에도 동일하게 적용될 수 있다.

이하 설명에서 사용되는 신호 처리 과정을 지칭하는 용어(예: 프리코딩(precoding), 컴바이닝(combining)), 네트워크 객체(network entity)들을 지칭하는 용어, 제어 정보를 지칭하는 용어, 장치의 구성 요소를 지칭하는 용어 등은 설명의 편의를 위해 예시된 것이다. 따라서, 본 개시가 후술되는 용어들에 한정되는 것은 아니며, 동등한 기술적 의미를 가지는 다른 용어가 사용될 수 있다. 예를 들어, 프리코딩 및 컴바이닝은 '빔포밍(beamforming)', ‘송신 빔포밍’. ‘수신 빔포밍’ 등으로 지칭될 수 있다.

아래의 설명들은, 참고문헌들(J. Wang, Z. Lan, C. Pyo, T. Baykas, C. Sum, M. Rahman, J. Gao, R. Funada, F. Kojima, H. Harada et al., "Beam codebookbased beamforming protocol for multi-Gbps millimeter-wave WPAN systems," vol. 27, no. 8, pp. 1390-1399, Nov. 2009 (REF1); S. Hur, T. Kim, D. Love, J. Krogmeier, T. Thomas, and A. Ghosh, "Millimeter wave beamforming for wireless backhauland access in small cell networks," vol. 61, no. 10, pp. 4391-4403, Oct. 2013 (REF2); Y. Tsang, A. Poon, and S. Addepalli, "Coding the beams: Improving beamforming training in mmwave communicationsystem," Houston, TX, Dec. 2011, pp. 1-6 (REF3); A. Sayeed and V. Raghavan, "Maximizing MIMO capacity in sparse multipath with reconfigurable antenna arrays," IEEEJournal of Selected Topics in Signal Processing, vol. 1, no. 1, pp. 156-166, June 2007 (REF4); J. Brady, N. Behdad, and A. Sayeed, "Beamspace MIMO for millimeter-wave communications: System architecture, modeling, analysis, and measurements," IEEE Trans. on Ant. and Propag., vol. 61, no. 7, pp. 3814-3827, July 2013 (REF5); "IEEE 802.11ad standard draft D0.1." [Online]. Available at: www.ieee802.org/11/Reports/tgad update.htm (REF6); T. Baykas, C.-S. Sum, Z. Lan, J. Wang, M. Rahman, H. Harada, and S. Kato, "IEEE 802.15.3c: the first IEEE wireless standard for data rates over 1 Gb/s," vol. 49, no. 7, pp. 114-121, July 2011 (REF7); O. El Ayach, S. Rajagopal, S. Abu-Surra, Z. Pi, and R. Heath, "Spatially sparse precoding in millimeter wave MIMO systems," vol. 13, no. 3, pp. 1499?1513, Mar. 2014 (REF8); C. Kim, T. Kim, and J.-Y. Seol, "Multi-beam transmission diversity with hybrid beamforming for MIMO-OFDM systems," in Proc. of IEEE Globecom Workshops (GC Wkshps), Atlanta, GA, Dec. 2013, pp. 61-65 (REF9); A. Alkhateeb, O. El Ayach, G. Leus, and R. Heath, "Hybrid precoding for millimeter wave cellular systems with partialchannel knowledge," in Proc. of Info. Th. and App. Workshop, Feb 2013, pp. 1-5 (REF10); J. Singh, O. Dabeer, and U. Madhow, "On the limits of communication with low-precision analog-to-digital conversion at the receiver," IEEE Trans. Commun., vol. 57, no. 12, pp. 3629-3639, 2009 (REF11); A. Mezghani and J. Nossek, "Capacity lower bound of MIMO channels with output quantization and correlated noise," inIEEE International Symposium on Information Theory Proceedings (ISIT), 2012 (REF12); J. Mo and R. W. Heath Jr, "Capacity Analysis of One-Bit Quantized MIMO Systems with Transmitter Channel StateInformation," IEEE Transactions on Signal Processings, vol. 63, no 20, pp.5498-5512, October 2015 (REF13); J. Mo, P. Schniter, N. G. Prelcic, and R. W. Heath Jr, "Channel estimation in millimeter wave MIMO systems with one-bit quantization," Proc. Asilomar Conf. on Signals, Systems and Computers, 2014 (REF14); J. Mo and R. W. Heath Jr., "High SNR capacity of millimeter wave MIMO systems with one-bit quantization," in Proc.of Information Theory and Applications (ITA) Workshop, 2014 (REF15); Q. Bai and J. Nossek, "Energy efficiency maximization for 5G multi-antenna receivers," Transactions on EmergingTelecommunications Technologies, 2015 (REF16); and O. Dabeer, J. Singh, and U. Madhow, "On the limits of communication performance with one-bit analog-to-digitalconversion," in IEEE 7th Workshop on Signal Processing Advances in Wireless Communications, 2006, pp. 1-5 (REF17))을 통합적으로 참고하였다.

기저대역에서 프리코딩 및 컴바이닝, 즉 디지털 프리코딩(digital precoding) 절차를 불가능하게 하는 높은 전력 소모 문제를 극복하기 위해, 본 개시의 실시 예들은 안테나 별 고해상도의 DAC(digital to analog converter)/ADC(analog to digital converter)에 관한 요구조건(requirement)을 완화하는(relax) 새로운 수신기 구조(architecture)를 제공한다. RF(radio frequency) 체인(chain) 개수의 제한을 극복하기 위한 한가지 선택은 필요한 모든 과정을 RF 도메인(domain)에서 수행하는 것이다. 이러한 아날로그에서만의 빔포밍(analog-only beamforming)은 각각의 안테나에서 위상 변환기(phase shifter)들의 네트워크를 통해 송신되는 신호의 위상을 제어하는 것에 의해 의존한다. 적응적 빔포밍 알고리즘(adaptive beamforming algorithm)과 다중 해상도(multi-resolution) 코드북(codebook)은 송신기 및 수신기가 공동으로(jointly) 아날로그 빔포밍 벡터(analog beamforming vector)들을 설계함으로써 개선된다. 고유한 시그니쳐(unique signature)들이 다른 훈련 빔포밍 벡터(training beamforming vector)들에 할당되고, 훈련 오버헤드(training overhead)를 최소화하기 위해 이용된다. 빔공간(beamspace) MIMO(multi-input multi-output)는 다수의 안테나들에 의해 수신된 신호 전력을 점근적으로(asymptotically) 최대화하는 부분공간(subspace)들을 향하도록 송신 신호를 조절하기(direct) 위해 이용되는 이산 푸리에 변환(Discrete Fourier Transform, DFT) 빔포밍 벡터들에서 도입되었다. 아날로그 빔포머(beamformer)들은 추가적인 제약을 받는데, 예를 들어, 위상 변환기들은 디지털적으로 제어되며 양자화된 위상 값들만을 가질 수 있고, 적응적 이득 제어가 실행되지 않을 수 있다.

다중 스트림 다중화(multi-stream multiplexing)를 지원하기 위해서, 하이브리드 프리코딩(hybrid precoding)이 밀리미터파(mmWave) 시스템에 제안되었는데, 하이브리드 프리코딩은 아날로그 및 디지털 도메인들 간 프리코딩 처리를 분리한다. 예를 들어, 밀리미터파 채널들의 희소한 속성(sparse nature)은, 채널 지식의 유용성을 전제한 알고리즘적 개념(algorithmic concept)을 사용한 낮은 복잡도(complexity)의 하이브리드 프리코딩 알고리즘을 개발하는데 활용되어왔다. 게다가, 낮은 복잡도 하이브리드 빔포밍 알고리즘들은 다른 서브 캐리어들에 대하여 합-전송률(sum-rate) 또는 수신된 신호 세기를 최대화할 목적을 갖는 단일 사용자 단일 스트림(single user single-stream) MIMO-OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 시스템들을 위해 제안되었다. 또한, 밀리미터파 채널에 대한 부분적인 지식만을 요구하는 하이브리드 프리코딩 알고리즘이 고안되어 왔다. 하지만, 이러한 예들에서도, 하이브리드 프리코딩은 여전히 RF 체인들이 높은 전력을 소비하는 고해상도의 ADC들을 포함하는 것을 전제한다.

밀리미터파 대역 통신과 같이 넓은 대역폭 통신에 있어서 또 다른 문제는, 고속 고해상도의 ADC들과 관련된 전력 소비이다. 고해상도의 ADC의 대안은, 전력 소비와 비용을 줄이는 초저(ultralow) 해상도의 ADC(1 내지 3 비트)를 수용하는 것이다. REF11 내지 REF16에서, 각 안테나에서 수신된 신호가 어떠한 아날로그 결합 없이 직접적으로 저 비트 ADC에 의해 양자화되는 수신기 구조가 고려된다. 여기서, 저 비트 ADC는 ADC에 의해 변환된 하나의 아날로그 값을 표현하는 디지털 값의 비트수가 저 비트인 것을 의미한다. 즉, n-비트 ADC는 입력되는 아날로그 값을 n-비트의 디지털 값으로 변환한다. 예를 들어, 1-비트 ADC는 비교기(comparator)와 같이 동작할 수 있다. 이러한 구조에서, RF 체인들의 개수는 수신 안테나들의 개수와 동일하며, 이는 하드웨어 비용이 여전히 높음을 의미한다.

본 개시의 특정 실시 예들은 하이브리드 프리코딩을 1-비트 ADC와 결합한다. 먼저, 하한(lower bound)은 디지털 프리코딩 기반의 채널 역변환(inversion)을 전제하는 제안된 송수신기 구조를 이용하여 성취 가능한 전송률(rate)에서 발생한다. 또한, 상한(upper bound)은 시스템 용량에 따라 유도되고, 상한 및 하한 사이에 상대적으로 작은 갭(gap)이 존재한다. 나아가, 특정 실시 예들에 따르면, 제안된 구조는 중저(low-to-medium)의 SNR(signal to noise ratio) 범위에서 완전한 디지털 프리코딩에 의해 성취되는 것과 비교할 만한 성능을 성취할 수 있는데, 이는 밀리미터파 통신에서 특별한 중요성을 갖는다.

도 1은 무선 네트워크를 나타낸다. 도 1에 도시된 무선 네트워크 100의 실시 예는 단지 설명을 위한 것이다. 본 개시의 범위를 벗어나지 않는 한, 무선 네트워크 100의 다른 실시 예들이 이용될 수 있다.

도 1에서 보여지는 바와 같이, 무선 네트워크 100은 eNB(evolved Node B) 101, eNB 102, 및 eNB 103을 포함한다. eNB 101은 eNB 102 및 eNB 103과 통신한다. 또한 eNB 101은 인터넷(Internet), 전용 IP(Internet protocol) 네트워크(proprietary IP network), 또는 다른 데이터 네트워크(data network)같은 적어도 하나의 인터넷 프로토콜(Internet Protocol, IP)로 통신한다.

네트워크 종류에 따라, "기지국" 또는 "액세스 포인트(access point)"와 같이 잘 알려진 용어들이 "eNodeB" 또는 "eNB"를 대신하여 사용될 수 있다. 편의상, 용어들 "eNodeB" 또는 "eNB"는 원격 단말들에 무선 액세스를 제공하는 무선 인프라스트럭쳐(infrastructure)의 구성요소들을 지칭하기 위해 본 개시 문서에서 사용된다. 또한, 네트워크 종류에 따라, "이동국(mobile station)", "이용자 기지국", "원격 단말", "무선 단말", 또는 "사용자 장치"와 같이 잘 알려진 용어들이 "UE(user equipment)"를 대신하여 사용될 수 있다. 편의상, 용어 "UE"는 eNB를 무선으로 액세스하는 원격 무선 장비를 지칭하기 위해 사용된다. 여기서, UE는 이동 장치(이동 전화 또는 스마트폰 같은)로 고려될 수도 있고, 고정된 장치(데스크톱 컴퓨터 또는 자판기 같은)로 고려될 수도 있다.

eNB 102는 eNB 102의 커버리지 영역 120 내의 제1 복수의 UE들에 대해 네트워크 130로의 무선 광대역(broadband) 접속을 제공한다. 제1 복수의 UE들은 소형 비즈니스(small business, SB)에 위치할 수 있는 UE 111, 엔터프라이즈(enterprise, E)에 위치할 수 있는 UE 112, 와이파이 핫스팟(WiFi hotspot, HS)에 위치할 수 있는 UE 113, 제1 거주지(residence, R)에 위치할 수 있는 UE 114, 제2 거주지에 위치할 수 있는 UE 115, 및 셀 폰, 무선 랩탑(wireless laptop), 무선 PDA(wireless PDA)와 같은 이동 장치(M)일 수 있는 UE 116을 포함한다. eNB 103은 eNB 103의 커버리지 영역 125 내에서의 제2 복수의 UE들에 대해 네트워크 130로의 무선 광대역 접속을 제공한다. 제2 복수의 UE들은 UE 115 및 UE 116을 포함한다. 일부 실시 예들에서, 하나 이상의 eNB들 101-103은 서로 통신할 수도 있고 5G, LTE(Long Term Evolution), LTE-A(advanced), WIMAX(Worldwide Interoperability for Microwave Access), 또는 다른 진보된 무선 통신 기술들을 사용하는 UE들 111 내지 116과 통신할 수도 있다.

점선들은 커버리지 영역들 120 및 125의 대략적 크기를 도시하며, 이는 설명의 목적을 위해 대략적으로 원형으로 표현되었다. 커버리지 영역 120 및 125와 같은, eNB와 관련된 커버리지 영역들은 eNB의 구성에 따라 불균형한 형태를 포함하는 다른 형태를 가질 수 있으며 자연적 또는 인위적 제약과 관련된 무선 환경에 따라 다양한 형태를 가질 수 있다는 것이 명확하게 이해되어야 한다.

이하에서 더 상세하게 설명되는 것처럼, eNB들 101 내지 103 중 하나 이상은 저 비트 ADC를 가진 MIMO 시스템을 위한 하이브리드 프리코딩 또는 하이브리드 컴바이닝을 수행하기 위해 구성된다. 또한, UE들 111 내지 116 중 하나 이상은 저 비트 ADC를 가진 MIMO 시스템을 위한 하이브리드 프리코딩 또는 하이브리드 컴바이닝을 수행하도록 구성된다. 즉, eNB들 101 내지 103과 UE들 111 내지 116 중 각각 하나씩 포함된 수신기들은 저 비트 ADC를 이용하여 넓은 대역폭에서 프리코딩을 수행하도록 구성된다. 일반적인 ADC는 적어도 8비트를 포함하는 반면, 저 비트 ADC는 1 내지 3 비트를 포함할 수 있다.

도 1은 하나의 무선 네트워크 100을 도시하고 있지만, 도 1에서 다양한 변화가 있을 수 있다. 예를 들면 무선 네트워크 100은 임의의 적절한 상태에서 임의의 수의 eNB 및 UE를 포함할 수 있다. 또한, eNB 101은 임의의 수의 UE와 직접 통신할 수 있고 UE들에게 네트워크 130으로의 무선 광대역 접속을 제공할 수 있다. 유사하게, 각각의 eNB들 102 및 103은 네트워크 130과 직접 통신할 수 있고, UE들에게 네트워크 130으로의 직접적인 무선 광대역 접속을 제공할 수 있다. 또한, eNB들 101, 102 및/또는 103은 외부 전화 네트워크 또는 다른 유형의 데이터 네트워크들과 같이 다른 또는 추가적인 외부 네트워크들로의 접속을 제공할 수 있다.

도 2a 및 도 2b는 무선 송신 경로 및 무선 수신 경로들을 나타낸다. 이후의 설명에서, 예를 들어, 송신 경로 200은 eNB 102에서 구현될 수 있고 수신 경로 205은 UE 116 등 UE에서 구현될 수 있다. 그러나, 수신 경로 250은 eNB에서 구현될 수도 있고 송신 경로 200은 UE에서 구현될 수도 있음이 이해되어야 할 것이다. 일부 실시 예에서, 송신경로 200과 수신 경로 250은 저 비트 ADC를 가진 MIMO 시스템을 위한 하이브리드 프리코딩 또는 하이브리드 컴바이닝, 즉, 하이브리드 빔포밍을 수행하도록 구성된다. 즉, 수신경로 250은 저 비트 ADC를 이용하여 넓은 대역폭에서 컴바이닝, 즉, 수신 빔포밍을 수행하도록 구성된다.

송신 경로 200은 채널 코딩 및 변조 블록 205, 직렬-병렬(Serial-Parallel) 블록 210, 크기 N 역 고속 푸리에 변환(inverse fast fourier transform, IFFT) 블록 215, 병렬-직렬(Parallel-Serial) 블록 220, 순환 전치 삽입(add cyclic prefix) 블록 225, 및 상향 컨버터(up converter) 230을 포함한다. 수신 경로 250은 하향 컨버터(down converter) 255, 순환 전치 제거(remove cyclic prefix) 블록 260, 직렬-병렬 블록 265, 크기 N 고속 푸리에 변환(fast fourier transform, FFT) 블록 270, 병렬-직렬 블록 275, 및 채널 디코딩 및 복조 블록 280을 포함한다.

송신 경로 200에서, 채널 코딩 및 변조 블록 205는 정보 비트들의 집합을 수신하고 코딩(LDPC(low density parity check) 코딩 같은)을 적용하고 입력 비트들을 변조(직교 위상 편이 변조(quadrature phase shift keying. QPSK) 또는 직교 진폭 변조(quadrature amplitude modulation, QAM)와 같은)하여 주파수-도메인 변조 심볼들의 시퀀스를 생성한다. 직렬-병렬 블록 210은 직렬 변조된 심볼들을 병렬 데이터로 변환(디멀티플렉싱 같은)하여 N개의 병렬 심볼 스트림들을 생성하는데 여기서 N은 eNB 102 및 UE 106에서 사용되는 IFFT/ FFT 크기이다. 크기 N의 IFFT 블록 215는 N개의 병렬 심볼 스트림들에 대하여 IFFT 연산을 수행하여 시간 도메인 출력 신호들을 생성한다. 병렬-직렬 블록 220은 크기 N의 IFFT 블록 215로부터 병렬 시간 도메인 출력 심볼들을 변환 (멀티플렉싱 같은)하여 직렬 시간 도메인 신호를 생성한다. 순환 전치 삽입 블록 225는 순환 전치를 시간 도메인 신호에 삽입한다. 상향 컨버터 230은 순환 전치 삽입 블록 225의 출력을 무선 채널을 통해 전송하기 위한 RF 주파수로 변조(상향 변환 같은)한다. 이 신호는 RF 주파수로 변환되기 전에 기저대역에서 필터링(filtering)될 수도 있다.

전송된 RF 신호는 무선 채널을 통과한 후에 UE 116에 도달하고 eNB 102에서 수행된 동작을 역으로 수행한다. 하향 컨버터 255는 수신된 신호를 기저대역 주파수로 하향 변환하고 순환 전치 제거 블록 260은 순환 전치를 제거하여 직렬 시간 도메인 기저대역 신호를 생성한다. 직렬-병렬 블록 265는 시간 도메인 기저대역 신호를 병렬 시간 도메인 신호들로 변환한다. N 크기의 FFT 블록 270은 FFT 알고리즘을 수행하여 N개의 주파수 도메인 신호들을 생성한다. 병렬-직렬 블록 275는 병렬 주파수 도메인 신호들을 변조 데이터 심볼들의 시퀀스로 변환한다. 채널 디코딩 및 복조 블록 280은 변조 심볼들을 복조한 다음 디코딩함으로써 원래의 입력데이터 스트림을 복구한다.

각 eNB들 101 내지 103은 하향링크에서 UE들 111 내지 116으로의 전송과 유사한 송신 경로 200을 구현할 수 있고, 상향링크에서 UE들 111 내지 116으로부터의 수신과 유사한 수신 경로를 구현할 수 있다. 유사하게, 각 UE들 111 내지 116은 상향링크에서 eNB들 101 내지 103으로의 전송을 위한 송신 경로 200을 구현할 수 있고, 하향링크에서 eNB들 101 내지 103으로부터의 수신을 위한 수신 경로 250을 구현할 수 있다.

도 2a 및 2b의 각 구성요소들은 하드웨어로만 또는 하드웨어와 소프트웨어/펌웨어의 혼합을 이용하여 구현될 수 있다. 특정 예로서, 도 2a 및 도 2b에서 구성 요소들의 적어도 일부는 소프트웨어로 구현될 수 있는 반면, 다른 일부 구성 요소들은 구성 가능한 하드웨어 또는 소프트웨어 및 구성 가능 하드웨어를 혼합하여 구현될 수 있다. 예를 들면, FFT 블록 270 및 IFFT 블록 215는 설정가능한(configurable) 소프트웨어 알고리즘으로 구현될 수 있고, 여기서 크기 N의 값은 구현 형태에 따라 변형될 수 있다.

더욱이, 본 개시는 FFT과 IFFT을 구현하는 실시 예에 관한 것이지만 이것은 단지 예시로서 설명된 것이고 개시의 범위를 제한하는 것으로 해석되어서는 안 된다. 본 개시의 다른 실시 예에서, FFT 함수 및 IFFT 변환 함수를 각각 이산 푸리에 변환(discrete fourier transform, DFT) 함수 및 역 이산 푸리에 변환(inverse discrete fourier transform, IDFT) 함수 같은 다른 유형들의 변환들로 용이하게 대체될 수도 있다. DFT 및 IDFT 함수에서, 변수 N의 값은 임의의 정수(예: 1, 2, 3, 4, 등)일 수 있고, 한편 FFT 및 IFFT 함수에서 변수 N의 값은 2의 거듭제곱(예: 1, 2, 4, 8, 16 등)인 임의의 정수일 수 있다.

도 2a 및 2b는 예시적인 무선 송신 및 수신 경로들을 나타내지만, 도 2a 및 2b에 대해 다양한 변형이 일어날 수 있다. 예를 들면, 도 2a 및 2b 내의 다양한 구성요소들이 결합, 더 세분화, 또는 생략될 수 있으며 실시 예에 따라 일부 구성요소들이 추가될 수 있다. 또한, 도 2a 및 2b는 무선 네트워크에서 이용될 수 있는 송신 및 수신 경로들의 유형들의 예들을 나타내기 위한 것이다. 임의의 다른 적절한 구조들이 무선 네트워크에서의 무선 통신을 지원하기 위해 이용될 수 있다.

도 3은 eNB 102를 나타낸다. 도 3에 도시된 eNB 102의 실시 예는 단지 설명을 위한 것일 뿐이며, 도 1의 다른 eNB들도 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있을 것이다. 그러나, eNB들은 광범위한 구성들로 나타나며, 도 3은 본 개시의 범위를 eNB의 어떤 특정 구현 예로 제한하지 않는다.

도 3에 도시된 바와 같이, eNB 102는 다중 안테나들 305a 내지 305n, 다중 RF 송수신기들 310a 내지 310n, 송신(transmit, TX) 처리 회로 315, 및 수신(receive, RX) 처리 회로 320을 포함한다. eNB 102는 또한 제어부/프로세서 325, 메모리 330, 및 백홀(backhaul)이나 네트워크 인터페이스 335를 포함한다. 특정 예로서, 다중 안테나들 305a 내지 305n은 최대 8개의 안테나를 갖는 소형 어레이(array)로 구성된다. 특정 실시 예의 경우, 다중 안테나들 305a 내지 305n은 수십 개에서 수백 개가 넘는 안테나를 가진 대형 어레이로 구성된다.

RF 송수신기들 310a 내지 310n은 안테나들 305a 내지 305n으로부터 UE들이나 다른 eNB들에 의해 전송된 신호와 같은 수신 RF 신호들을 수신한다. RF 송수신기들 310a 내지 310n은 수신 RF 신호들을 하향 변환하여 중간 주파수 (intermediate frequency, IF)나 기저대역 신호들을 생성한다. IF 또는 기저대역 신호들은 수신 처리 회로 320으로 송신되고, 수신 처리 회로 320은 기저대역 또는 IF 신호들을 필터링, 디코딩 및/또는 디지털화(digitalizing)함으로써, 처리된 기저대역 신호들을 생성한다. 수신 처리 회로 320은 처리된 기저대역 신호들을 추가 처리하기 위해 제어부/프로세서 325로 송신한다.

송신 처리 회로 315는 제어부/프로세서 325로부터 아날로그나 디지털 데이터(음성 데이터, 웹 데이터, 이메일, 또는 인터랙티브 비디오 게임 데이터 등)를 수신한다. 송신 처리 회로 315는 송신 기저대역 데이터를 인코딩, 다중화 및/또는 디지털화하여 처리된 기저대역 또는 IF 신호를 생성한다. RF 송수신기들 310a 내지 310n은 처리된 송신 기저대역 또는 IF 신호를 송신 처리 회로 315로부터 수신하고, 안테나들 305a 내지 305n을 통해 전송되는 기저대역 또는 IF 신호들을 RF 신호들로 상향 변환한다.

제어부/프로세서 325은 eNB 102의 전반적 동작을 제어하는 하나 이상의 프로세서들 또는 다른 처리 장치들을 포함할 수 있다. 예를 들면, 상기 제어부/프로세서 325는 잘 알려진 원리들에 따라 RF 송수신기들 310a 내지 310n, 수신 처리 회로 320, 및 송신 처리 회로 315를 통해 순방향 채널 신호들의 수신 및 리 역방향 채널 신호들의 송신을 제어할 수 있다. 제어부/프로세서 325는 보다 차세대의 무선 통신 기능들과 같은 추가 기능들도 지원할 수 있을 것이다. 예를 들면, 제어부/프로세서 325는 저 비트 ADC를 가진 MIMO 시스템을 위한 하이브리드 프리코딩 수행을 지원할 수 있을 것이다. 즉, 제어부/프로세서 325는 수신 처리 회로 320이 저 비트 ADC를 이용하여 넓은 대역폭에서 프리코딩을 수행하는 것을 제어할 수 있다. 광범위한 다른 기능들 중 어느 하나가 제어부/프로세서 325에 의해 eNB 102 내에서 지원될 수 있을 것이다. 일부 실시 예들에서, 상기 제어부/프로세서 325는 적어도 하나의 마이크로프로세서나 마이크로컨트롤러를 포함한다.

제어부/프로세서 325은 또한 기본 OS(operating system)와 같이 메모리 330에 상주하는 프로그램들 및 다른 프로세스들을 실행할 수도 있다. 제어부/프로세서 325은 실행 프로세스에 의해 요구될 때, 메모리 330의 내부 또는 외부로 데이터를 이동할 수 있다.

제어부/프로세서 325은 또한 백홀 또는 네트워크 인터페이스 335에도 연결된다. 백홀 또는 네트워크 인터페이스 335는 eNB 102가 백홀 접속이나 네트워크를 통해 다른 장치들 또는 시스템들과 통신할 수 있게 한다. 인터페이스 335는 임의의 적절한 유선 또는 무선 연결(들)을 통해 통신을 지원할 수 있다. 예를 들면, eNB 102가 셀룰러 통신 시스템(5G(5th generation), LTE, 또는 LTE-A를 지원하는 것과 같은 시스템)으로서 구현될 때, 상기 인터페이스 335는 eNB 102가 유선 또는 무선 백홀 연결을 통해 eNB들과 통신할 수 있게 한다. eNB 102가 액세스 포인트로서 구현될 때, 인터페이스 335는 eNB 102가 유선 또는 무선 로컬 영역 네트워크를 통하거나 (인터넷과 같은) 보다 큰 네트워크로의 유선 또는 무선 연결을 통해 통신하게 할 수 있다. 인터페이스 335는 이더넷 또는 RF 송수신기와 같이 유선 또는 무선 연결을 통한 통신을 지원하는 임의의 적절한 구조들을 포함한다.

메모리 330은 제어부/프로세서 325와 결합된다. 메모리 330의 일부는 RAM을 포함할 수 있고, 다른 일부는 플래쉬 메모리나 다른 ROM을 포함할 수 있다.

이하에서 보다 상세히 설명되는 것과 같이, eNB 102의 송수신 경로들(RF 송수신기들 310a 내지 310n, 송신 처리 회로 315, 및/또는 수신 처리 회로 320을 이용하여 구현됨)은 FDD(frequency division duplex) 셀들 및 TDD(time division duplex) 셀들을 집적하여 통신을 지원한다.

도 3은 eNB 102의 일 예를 나타내고 있으나, 도 3은 다양하게 변형될 수 있다. 예를 들어, eNB 102는 도 3에 나타난 임의의 개수의 각 구성요소를 포함할 수 있다. 특정 예로서, 액세스 포인트는 다수의 인터페이스들 335를 포함할 수 있고, 제어부/프로세서 325는 서로 다른 네트워크 주소들 사이에 데이터를 라우팅하는 라우팅 기능들을 지원할 수 있다. 다른 특정 예로서, 단일 인스턴스(single instance)의 송신 처리 회로 315 및 단일 인스턴스의 수신 처리 회로 320을 포함하는 것으로 나타나 있지만, eNB 102는 각각(RF 송수신기 당 하나와 같은)에 대해 다중 인스턴스들을 포함할 수 있다.

도 4는 UE 116를 나타낸다. 도 4에 도시된 UE 116의 실시 예는 단지 설명을 위한 것일 뿐이며, 도 1의 다른 UE들 111 내지 115는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있다. 그러나, UE들은 매우 다양하게 구성될 수 있으며, 도 4는 본 개시의 범위를 UE의 어떤 특정 구현 예로 제한하지 않는다.

도 4에 도시된 바와 같이, UE 116은 안테나 405a 내지 405n, 무선 주파수(RF) 송수신기 410a 내지 410n, 송신(TX) 처리 회로 415, 마이크로폰 420, 및 수신(RX) 처리 회로 425를 포함한다. 예를 들어, 송신 처리 회로 415와 수신 처리 회로 425는 각각 RF 송수신기 410a 부터 410n와 결합되어 있는데, 각각의 RF 송수신기 410a부터 410n은 각각 안테나 405a 부터 n번째인 405n까지 결합된다. 특정 실시 예로서, UE 116은 하나의 안테나 405a와 하나의 RF 송수신기 410를 포함한다. 특정 실시 예로서, 다중 안테나 405a 내지 405n은 최대 8개의 안테나를 가지는 소형 어레이로 구성된다. 특정 실시 예로서, 다중 안테나 405a 내지 405n은 수십 개부터 수백 개를 넘는 안테나를 가지는 대형 어레이로 구성된다. 또한, UE 116은 스피커 430, 메인 프로세서 440, 입출력(input/output, I/O) 인터페이스(interface) 445, 키패드 450, 디스플레이 455, 및 메모리 460을 포함한다. 메모리 460은 기본 운영체제(OS) 프로그램 461과 하나 이상의 애플리케이션들 462를 포함한다.

RF 송수신기 410a 내지 410n은 각각 안테나 405a 내지 405n으로부터, 네트워크 100의 eNB에 의해 송신되는 유입 RF 신호를 수신한다. 특정 실시 예로서, 각 RF 송수신기 410a 내지 410n과 각각의 RF 송수신기 410a 내지 410n는 특정 주파수 대역 또는 기술 유형을 위해 구성된다. 예를 들어, 첫 번째 RF 송수신기 410a와 안테나 405a는 블루투스(BLUETOOTH)와 같은 근거리 무선 통신(near field communication, NFC)으로 통신하도록 구성될 수 있고, 반면에 두 번째 RF 송수신기 410b와 안테나 405b는 와이파이(Wi-Fi)와 같은 IEEE(Institute of Electrical and Electronical Engineers) 802.11 표준으로 통신하도록 구성될 수 있으며, 다른 RF 송수신기 410n과 안테나 405n은 3G(3rd generation), 4G(4th generation), 5G, LTE, LTE-A 또는 WiMAX와 같은 셀룰러 통신으로 통신하도록 구성될 수 있다. 특정 실시 예로, 하나 이상의 RF 송수신기 4101a 내지 410n와 각각의 안테나 405a 내지 405n은 특정 주파수 대역 또는 동일한 기술 유형을 위해 구성된다. RF 송수신기 410a 내지 410n은 IF나 기저대역 신호를 생성하기 위하여 유입 RF 신호를 하향 변환한다. IF 또는 기저대역 신호는 수신 처리 회로 425로 보내지고, 수신 처리 회로 425는 기저대역 또는 IF 신호를 필터링, 복호화 및/또는 디지털화함으로써 처리된 기저대역 신호를 생성한다. 수신 처리 회로 425는 처리된 기저대역 신호를 상기 스피커 430(음성 데이터 등의 경우)로, 또는 추가 프로세싱을 위해 메인 프로세서 440(웹 브라우징 데이터와 같은 경우)으로 전송한다.

송신 처리 회로 415는 마이크로폰 420으로부터 아날로그나 디지털 음성 데이터를, 또는 메인 프로세서 440으로부터 다른 송신 기저대역 데이터(웹 데이터, 이메일 또는 인터랙티브 비디오 게임 데이터)를 수신한다. 송신 처리 회로 415는 송신 기저대역 데이터를 부호화(encode), 멀티플렉싱(multiplex) 및/또는 이진화하여 처리된 기저대역 또는 IF 신호를 생성한다. RF 송수신기 410a 내지 410n은 처리된 유출 기저대역 또는 IF 신호를 송신 처리 회로 415로부터 수신하고, 안테나 405a 내지 405n 중 하나 이상을 통해 전송되는 기저대역 또는 IF 신호를 RF 신호로 상향 변환한다

메인 프로세서 440은 하나 이상의 프로세서들 또는 다른 프로세싱 장치들을 포함할 수 있고, UE 116의 전반적 동작을 제어하기 위해 메모리 460에 저장된 상기 기본 OS 프로그램 461을 실행할 수 있다. 예를 들어, 메인 프로세서 440은 잘 알려진 원리들에 따라 RF 송수신기 410a 내지 410n, 수신 처리 회로 425, 및 상기 송신 처리 회로 415를 통해 순방향 채널 신호들의 수신 및 역방향 채널 신호들의 송신을 제어할 수 있다. 일부 실시 예들에서, 메인 프로세서 440은 적어도 하나의 마이크로프로세서나 마이크로 컨트롤러를 포함한다.

메인 프로세서 440은 또한, 본 개시의 실시 예들에서 설명된 것처럼, 저 비트 ADC들을 구비한 MIMO 시스템을 위한 하이브리드 프리코딩과 같은 동작들을 수행하기 위해, 메모리 460에 설치된 다른 프로세스들 및 프로그램들을 실행할 수 있다. 즉, 메인 프로세서 440은 수신경로 250이 저 비트 ADC를 이용하여 넓은 대역폭에서 프리코딩을 수행하도록 수신 처리 회로 425 또는 RF 송수신기 410a 내지 410n를 제어할 수 있다. 메인 프로세서 440은 동작중인 프로세스의 요청에 의해 메모리 460의 내부 또는 외부로 데이터를 이동할 수 있다. 일부 실시 예들에서, 메인 프로세서 440은 OS 프로그램 461에 기반하거나 eNB들 또는 오퍼레이터(operator)로부터 수신된 신호들에 대응하여 애플리케이션들 462를 실행하도록 구성된다. 메인 프로세서 440은 또한, UE 116에게 랩탑 컴퓨터들 및 핸드헬드 컴퓨터들과 같은 다른 장치들로의 연결 기능을 제공하는 I/O 인터페이스 445와 결합된다. I/O 인터페이스 445는 다른 장치들 같은 액세서리들과 메인 프로세서 440 사이의 통신 경로이다.

메인 프로세서 440은 또한, 키패드 450 및 상기 디스플레이부 455와 결합된다. UE 116의 운영자는 키패드 450을 사용하여 UE 116으로 데이터를 입력할 수 있다. 디스플레이 455는 액정 디스플레이, 또는 웹 사이트들 등으로부터의 텍스트 및/또는 적어도 제한된 그래픽을 렌더링할 수 있는 다른 디스플레이일 수 있다.

메모리 460은 메인 프로세서 440과 결합된다. 메모리 460의 일부는 RAM을 포함할 수 있고, 다른 일부는 플래쉬 메모리나 다른 ROM을 포함할 수 있다.

도 4는 UE 116의 일 예를 나타내고 있으나, 도 4는 다양하게 변형될 수 있다. 예를 들어, 도 4의 여러 구성요소들이 결합되거나, 보다 세부적으로 분할되거나, 생략될 수 있고, 특정 요구에 따라 추가 구성요소들이 추가될 수 있다. 특정 예로서, 메인 프로세서 440은 하나 이상의 중앙 처리 장치들(central processing units, CPUs) 및 하나 이상의 그래픽 처리 장치들(graphics processing units, GPUs)과 같은 여러 프로세서들로 분할될 수 있다. 또한, 도 4는 이동 전화기나 스마트폰으로서 구성된 UE 116을 도시하고 있지만, UE들은 다른 타입의 이동 또는 고정 장치들로서 동작하도록 구성될 수도 있다.

도 5는 하이브리드 프리코딩과 저 비트 ADC를 이용하는 MIMO 채널을 나타낸다. 도 5에 도시된 MIMO 채널 500의 실시 예는 단지 설명을 위한 것이다. 본 개시의 범위를 벗어나지 않으면서 다른 실시 예들이 이용될 수 있다.

도 5를 참고하면, MIMO 채널 500은 송신단 510 및 수신단 520을 포함한다. 특정 실시 예에서, 송신단 510은 eNB 102(다중 안테나 305a 내지 305n, 다중 RF 송수신단 310a 내지 310n과 송신 처리 회로 315로 구성된)에 포함되며, 수신단 520은 UE 116(다중 안테나 405a 내지 405n, RF 송수신단 410a 내지 410n과 수신 처리 회로 425로 구성된)에 포함된다. 특정 실시 예에서, 송신단 510은 UE 116(다중 안테나 405a 내지 405n, RF 송수신단 410a 내지 410n과 송신 처리 회로 415로 구성된)에 포함되며, 수신단 520은 eNB 102(다중 안테나 305a 내지 305n, 다중 RF 송수신단 310a 내지 310n과 수신 처리 회로 320로 구성된)에 포함된다.

송신단 510은 NT개의 안테나들 518을 구비한다. 예를 들어, NT개의 안테나들 518은 송신단 510이 eNB 102일 때 다중 안테나들 305a 내지 305n이다. 또는, 송신단 510이 UE 116 일 때, NT개의 안테나들 518은 다중 안테나들 405a 내지 405n이다. 추가적으로, 수신단 520은 NR개의 안테나들 522을 구비할 수 있다. 예를 들어, NR개의 안테나들 522은 수신단 520이 eNB 102일 때 다중 안테나들 305a 내지 305n이다. 또는, 수신단 520이 UE 116 일 때, NR개의 안테나들 522은 다중 안테나들 405a 내지 405n이다. RF 체인들의 개수는 송신단 510에서 NtRF이고, 수신단 520에서 NrRF이다.NrRF개의 RF 체인들 526은 저 비트 ADC를 포함한다. 저 비트 ADC는 1,2 또는 3 비트를 갖도록 구성될 수 있다. 여기서, 저 비트 ADC의 개수는 RF 컴바이너 524에 포함된 위상 천이기의 개수와 동일하거나, 더 적을 수 있다. 데이터 스트림(data stream)의 개수는 Ns로 표시된다.

아날로그 프리코딩/컴바이닝은 송신단 510와 수신단 520 내의 아날로그 위상 변환기(phase shifter)에 의해 구현되므로, FRF 516과 WRF 524의 각 요소는 유닛-놈(unit-norm)을 갖는다. 송신단 520에서의 디지털 프리코더 FBB 512과 수신단 510에서의 디지털 컴바이너 WBB 528의 경우, 이러한 제한, 즉 유닛-놈을 가져야 하는 제한이 없다. 여기서, 수신단 520에서의 컴바이닝은 신호가 채널을 통과한 후에 수행되므로, ‘포스트코딩(postcoding)’이라 지칭될 수 있다.

도 5에 도시된 송신단 510 및 수신단 520의 구조는 일 예시이다. 따라서, 본 발명의 다양한 실시 예들에 따라, 송신단 510 및 수신단 520은 동등한 기능들을 수행하도록 다른 구조를 가질 수 있다. 또한, 도 5는 안테나 및 신호를 처리하는 구성요소인 송수신부만을 도시하고 있으나, 송신단 510 및 수신단 520은 데이터를 처리하고, 송수신부를 제어하기 위한 처리 회로를 더 포함할 수 있다. 여기서, 처리 회로는 ‘제어부’, ‘프로세서’ 등으로 지칭될 수 있다.

수신 신호(receiver signal)는 다음과 같이 모델링될 수 있다.

여기서,

는 수신 신호,

는 디지털 컴바이닝 행렬의 켤레(conjugate),

는 시그넘(signum) 함수,

는 아날로그 컴바이닝 행렬의 켤레,

는 채널 행렬,

는 아날로그 프리코딩 행렬,

는 디지털 프리코딩 행렬,

는 기저대역 신호,

은 잡음을 나타낸다.

최적화 문제는 s 및 v 사이의 상호 정보를 최대화하기 위해 아래와 같이 수식화된다.

여기서,

는 디지털 프리코딩 행렬,

는 아날로그 프리코딩 행렬,

는 디지털 컴바이닝 행렬,

는 아날로그 컴바이닝 행렬,

는 기저대역 신호,

는 수신 신호,

는 데이터 스트림 개수,

는 실행 가능한 RF 프리코더(precoder)들의 집합,

는 실행 가능한 컴바이너(combiner)들의 집합을 나타낸다.

제안되는 채널 추정의 알고리즘은 다음과 같다.

가상의 채널 모델에 따르면, 다음과 같이 <수학식 3>이 획득된다.

여기서,

는 채널 행렬,

은 크기 Nr의 DFT 행렬,

는 희소한 특성(sparse nature)을 가진 앵글 도메인(angular domain) 내의 채널,

는 크기 Nt의 DFT 행렬의 켤레를 나타낸다. 이후, 채널 추정 문제는 잡음성 양자화 압축 센싱(compressed sensing) 문제로 표현된다.

본 개시의 실시 예들은 GAMP(Generalized Approximate Message Passing)으로 지칭되는 알고리즘을 사용하는데, 이는 벡터 값 추정 문제를 스칼라(scalar) 문제들의 시퀀스(sequence)로 분해한다. GAMP는 선형 변환(linear transformation)과 요소별 비선형성(component-wise nonlinearities)에 대한 추정 문제에 적용 가능하다. 또한, GAMP 알고리즘은 대부분의 경우 25 단계 이하로, 매우 빠르다.

제안된 프리코딩 설계의 알고리즘은 다음과 같다.

아날로그 프리코딩은 DFT 행렬로부터 선택된다. 디지털 프리코딩을 위해서는 채널 역변환 프리코딩이 이용될 수 있다.

다양한 실시 예들에 따른 알고리즘들 중 적어도 하나에 따라, 아날로그 프리코딩을 위한 프리코딩 행렬들, 즉, 프리코딩 가중치들이 결정될 수 있다. 구체적으로, DFT 행렬 또는 DFT 행렬의 열들로부터 송신 아날로그 프리코딩 행렬 및 수신 아날로그 프리코딩 행렬이 선택된다. 그리고, 선택된 아날로그 프리코딩 행렬들로부터 유효 채널이 결정될 수 있다. 이때, 결정되는 유효 채널의 특성에 기초하여 아날로그 프리코딩 행렬들이 선택된다. 즉, 선택 가능한 아날로그 프리코딩 행렬들의 쌍들 중, 미리 정의된 조건의 유효 채널을 야기하는 아날로그 프리코딩 행렬들의 쌍이 선택된다. 예를 들어, 상기 미리 정의된 조건은 유효 채널의 특이 값들을 이용하여 정의될 수 있다. 일 실시 예에 따라, 미리 정의된 조건은, 유효 채널의 제곱 특이 값들 중 전부 또는 일부의 조화 평균을 최대화하는 것을 포함할 수 있다. 다른 실시 예에 따라, 미리 정의된 조건은, 유효 채널의 특이 값들 각각의 4제곱 합을 특이 값들 각각의 2제곱 합으로 나눈 결과를 최대화하는 것을 포함할 수 있다.

또한, 다양한 실시 예들에 따른 알고리즘들 중 적어도 하나에 따라, 디지털 프리코딩을 위한 프리코딩 행렬들, 즉, 프리코딩 가중치들이 결정될 수 있다. 디지털 프리코딩 행렬은, ADC 비트 정밀도(bit precision)의 함수로서, 채널 역변환 또는 최대 비율 송신(maximum ratio transmission)에 의해 결정될 수 있다. 예를 들어, 송신 디지털 프리코딩 행렬은 아날로그 프리코딩을 고려한 유효 채널에 기초하여 결정될 수 있다. 구체적으로, 송신 디지털 프리코딩 행렬은 유효 채널, 송신 안테나 개수, 송신 스트림 개수에 기초하여 결정될 수 있다. 이 경우, 수신 디지털 프리코딩 행렬은 단위 행렬로 결정될 수 있다.

이하 아날로그/디지털 프리코딩 행렬들을 결정하기 위한 알고리즘의 구체적인 예시가 설명된다.

프리코딩 설계를 위한 제1 알고리즘(하이브리드 프리코딩 설계-채널 역변환 기반)은 아래와 같다.

1)아날로그 프리코딩/컴바이닝 설계

a) DFT 행렬

로부터

를 선택하고 DFT 행렬

로부터

를 선택한다. 여기서,

은 m×m 차원의 DFT 행렬을 나타낸다.

b) 아래 <수학식 4>와 같이 유효 채널을 산출한다.

여기서,

는 유효 채널,

는 아날로그 컴바이닝 행렬의 켤레,

는 아날로그 프리코딩 행렬을 나타낸다.

c) 유효 채널

의 첫번째

개의 제곱 특이 값(squared singular value)들에 대한 조화평균(harmonic mean)을 계산한다.

d) 조화평균을 최대화하기 위한

쌍을 찾기 위해 a)부터 c) 단계를 반복한다.

2) 디지털 프리코딩 설계

최적의 유효 채널은 이하 <수학식 5>와 같이 산출된다.

여기서,

는 최적의 유효 채널,

는 최적의 유효 채널에 대응하는 아날로그 프리코딩 행렬의 켤레,

는 채널 행렬,

는 최적의 유효 채널에 대응하는 아날로그 컴바이닝 행렬을 나타낸다.

디지털 프리코딩 행렬

은 이하 <수학식 6>와 같이 설정된다.

여기서,

는 디지털 프리코딩 행렬,

는 데이터 스트림 개수,

는 송신 안테나 개수,

는 최적의 유효 채널,

는 최적의 유효 채널의 켤레를 나타낸다.

그리고, 디지털 컴바이닝 행렬은 이하 <수학식 7>과 같이 설정된다.

여기서,

는 디지털 컴바이닝 행렬,

는 단위 행렬을 나타낸다.

프리코딩 설계를 위한 제2 알고리즘(하이브리드 프리코딩 설계-최대 비율 전송(maximum ratio transmission, MRT) 기반)는 아래와 같다.

1) 아날로그 프리코딩/컴바이닝 설계

a) DFT 행렬

로부터

를 선택하고 DFT 행렬

로부터

를 선택한다.

은 m×m 차원의 DFT 행렬을 나타낸다.

b) 유효 채널은 이하 <수학식 8>과 같이 산출된다.

여기서,

는 유효 채널,

는 아날로그 컴바이닝 행렬의 켤레,

는 채널 행렬,

는 아날로그 프리코딩 행렬을 나타낸다.

c)

의

가 이하 <수학식 9>와 같이 산출된다.

여기서,

은

의 특이 값이다.

d)

을 최대화하기 위한 최적의

쌍을 찾기 위해 a)부터 c)단계를 반복한다.

2) 디지털 프리코딩/컴바이닝 설계

최적의 유효 채널은 이하 <수학식 10>과 같이 산출된다.

여기서,

는 최적의 유효 채널,

는 채널 행렬,

디지털 프리코딩 행렬은 이하 <수학식 11>과 같이 설정된다.

여기서,

는 디지털 프리코딩 행렬,

는 데이터 스트림 개수,

는 송신 안테나 개수,

는 최적의 유효 채널,

는 최적의 유효 채널의 켤레를 나타낸다.

그리고, 디지털 컴바이닝 행렬은 이하 <수학식 12>와 같이 설정된다.

여기서,

는 디지털 컴바이닝 행렬,

는 단위 행렬을 나타낸다.

도 6은 채널 추정과 하이브리드 프리코딩을 위한 절차를 나타낸다. 순서도가 일련의 순차적인 단계들을 도시하는 동안, 명시적으로 언급되지 않는 한, 특정한 수행 순서와 수행 단계 또는 부분에 대한 순서가 동시 또는 중복되는 방법보다는 순차적으로 진행되어야 한다거나, 단계들 사이에 중간 단계들이 없도록 배타적으로 실시되어야 한다는 추론이 도출되어서는 안된다. (즉, 명시적인 언급이 없는 한, 순서도의 단계들이 순차적으로 뿐 아니라 동시에, 또는 중복하여 수행될 수도 있고, 제시된 단계들 사이에 다른 단계가 추가되는 형태로의 실시도 배제되는 것은 아니다.) 예에서 도시된 과정은, 예를 들어, 이동 단말 또는 기지국 내의 수신기 체인에서 구현된다.

605 단계에서, 무선 통신 신호들은 넓은 대역폭 통신을 통해 수신된다. 610 단계에서, 수신단은 저 비트 ADC를 이용하여 수신된 신호에 대한 하이브리드 프리코딩을 수행한다. 여기서, 하이브리드 프리코딩은 아날로그 프리코딩 및 디지털 프리코딩을 포함한다. 단, 수신단에서 수행되는 프리코딩은 '컴바이닝'이라 지칭될 수 있다. 그 후에, 615 단계에서, 프리코딩된 신호의 기저대역 검출이 수행된다.

도 7은 빔포밍 행렬 결정을 위한 알고리즘의 선택 절차를 도시한다. 도 7은 송신단 510의 동작 방법을 예시한다.

도 7을 참고하면, 701 단계에서, 송신단 510은 수신단 520으로부터 ADC의 비트 정밀도에 대한 정보를 수신한다. 비트 정밀도는 하나의 아날로그 입력 값에 대응하는 디지털 출력 값의 비트 개수를 의미한다. 즉, 수신단 520은 수신단 520에 구비된 ADC의 하나의 아날로그 입력 값에 대응하는 디지털 출력 값의 비트 개수를 알리는 정보를 수신한다. 예를 들어, ADC의 비트 정밀도는 다른 제어 정보와 함께 수신되거나, 또는 능력 협상(capability negotiation) 절차 중 수신될 수 있다.

703 단계에서, 송신단 510은 ADC의 비트 정밀도에 기초하여 프리코딩/컴바이닝 행렬을 결정하기 위해 사용되는 알고리즘을 결정한다. 즉, 송신단 510은 ADC의 비트 정밀도에 기초하여 빔포밍 행렬들을 결정하기 위해 사용되는 알고리즘을 결정한다. 이하 설명할 도 10에 도시된 바와 같이, ADC의 비트 정밀도에 따라 알고리즘의 성능이 달라질 수 있다. 따라서, 제1 알고리즘 및 제2 알고리즘 중 하나의 선택은, ADC의 비트 정밀도에 대한 함수로서 정의될 수 있다. 또한, 송신단 510은 알고리즘을 결정하기 위해, 채널 품질(예: SNR(signal to noise ratio))을 고려할 수 있다. 즉, 송신단 510은 수신단 520의 ADC의 비트 정밀도, 채널 품질 중 적어도 하나에 기초하여 빔포밍 행렬들을 결정하기 위해 사용되는 알고리즘을 결정할 수 있다.

도 7에 도시된 바와 같이, 빔포밍 행렬들을 결정하기 위해 사용되는 알고리즘이 결정될 수 있다. 알고리즘의 성능은 채널 품질에도 의존한다. 따라서, 알고리즘은 채널 품질 변화에 따라 적응적으로 변경될 수 있다. 예를 들어, 알고리즘 변경을 위한 채널 품질에 대한 임계값이 정의될 수 있다. 이 경우, 송신단 510은 채널 품질을 임계값과 비교함으로써, 빔포밍 행렬들을 결정하기 위해 사용되는 알고리즘을 적응적으로 변경할 수 있다. 이때, 임계값은 수신단 520의 ADC의 비트 정밀도에 따라 달라질 수 있다.

또한, 도 7에 도시된 예에 따르면, 알고리즘은 송신단 510에 의해 결정된다. 그러나, 다른 실시 예에 따라, 알고리즘은 수신단 520에 의해 결정될 수 있다. 즉, 도 7의 절차는 수신단 520에 의해 수행될 수 있으며, 이 경우, 701 단계는 생략될 수 있다.

도 8은 무선 통신 시스템에서 송신단 및 수신단 간 신호 교환의 예를 도시한다. 도 8은 송신단 510 및 수신단 520 간 신호 교환을 예시한다.

도 8을 참고하면, 801 단계에서, 송신단 510은 수신단 520으로 적어도 하나의 기준 신호를 송신한다. 즉, 송신단 510은 수신단 520으로 채널 추정을 위한 신호를 송신한다. 이때, 기준 신호는 프리코딩 없이 송신될 수 있다.

803 단계에서, 수신단 520은 채널을 추정한다. 다시 말해, 수신단 520은 적어도 하나의 기준 신호를 이용하여 송신단 510 및 수신단 520 간 채널을 추정한다. 채널은 행렬의 형태로 추정될 수 있다. 다른 실시 예에 따라, 채널은 기준 신호가 아닌 다른 신호(예: 동기 신호, 프리앰블 등)를 이용하여 추정될 수 있다.

805 단계에서, 수신단 520은 송신단 510으로 채널 정보를 송신한다. 다시 말해, 수신단 520은 채널 정보를 포함하는 피드백 정보를 송신한다. 이때, 채널 정보는 추정된 값을 포함하거나 또는 양자화된 값을 포함할 수 있다.

807 단계에서, 송신단 510은 빔포밍 행렬들을 결정한다. 즉, 송신단 510은 상술한 실시 예들에 따라 송신단 510 및 수신단 520에서 사용될 빔포밍 행렬들을 결정할 수 있다. 여기서, 빔포밍 행렬들은 디지털 빔포밍 행렬 및 아날로그 빔포밍 행렬을 포함한다. 구체적으로, 송신단 510은 DFT 행렬 또는 DFT 행렬의 열들로부터 송신 아날로그 빔포밍 행렬 및 수신 아날로그 빔포밍 행렬을 선택할 수 있다. 이때, 송신단 510은 선택된 아날로그 빔포밍 행렬들로부터 결정되는 유효 채널이 미리 정의된 조건을 만족하도록, 아날로그 빔포밍 행렬들을 결정한다. 일 실시 예에 따라, 미리 정의된 조건은, 유효 채널의 제곱 특이 값들 중 전부 또는 일부의 조화 평균을 최대화하는 것을 포함할 수 있다. 다른 실시 예에 따라, 미리 정의된 조건은, 유효 채널의 특이 값들 각각의 4제곱 합을 특이 값들 각각의 2제곱 합으로 나눈 결과를 최대화하는 것을 포함할 수 있다. 또한, 송신단 510은 채널 역변환을 통해 디지털 빔포밍 행렬들을 결정할 수 있다. 예를 들어, 송신단 510은 아날로그 빔포밍을 고려한 유효 채널에 기초하여 송신 디지털 빔포밍 행렬을 결정할 수 있다. 그리고, 송신단 510은 수신 디지털 빔포밍 행렬을 단위 행렬로 결정할 수 있다. 이때, 빔포밍 행렬의 결정에 앞서, 송신단 510은 빔포밍 행렬을 결정하기 위한 알고리즘을 선택할 수 있다.

809 단계에서, 송신단 510은 빔포밍된 신호를 송신한다. 즉, 송신단 510은 807 단계에서 결정된 빔포밍 행렬을 이용하여 디지털 빔포밍 및 아날로그 빔포밍을 수행한 후, 빔포밍된 신호를 송신할 수 있다. 이에 따라, 수신단 520은 수신 신호에 대한 컴바이닝, 즉, 수신 빔포밍을 수행한다.

도 8에 도시된 절차에서, 수신단 520에서 사용되는 빔포밍 행렬들은 송신단 510으로부터 통지될 수 있다. 이 경우, 809 단계에 앞서 또는 809 단계에서 빔포밍된 신호와 동시에, 송신단 510은 빔포밍 행렬에 대한 정보를 송신할 수 있다.

도 9는 무선 통신 시스템에서 송신단 및 수신단 간 신호 교환의 다른 예를 도시한다. 도 9은 송신단 510 및 수신단 520 간 신호 교환을 예시한다.

도 9를 참고하면, 901 단계에서, 송신단 510은 수신단 520으로 적어도 하나의 기준 신호를 송신한다. 즉, 송신단 510은 수신단 520으로 채널 추정을 위한 신호를 송신한다. 이때, 기준 신호는 빔포밍 없이 송신될 수 있다.

903 단계에서, 수신단 520은 채널을 추정한다. 다시 말해, 수신단 520은 적어도 하나의 기준 신호를 이용하여 송신단 510 및 수신단 520 간 채널을 추정한다. 채널은 행렬의 형태로 추정될 수 있다. 다른 실시 예에 따라, 채널은 기준 신호가 아닌 다른 신호(예: 동기 신호, 프리앰블 등)를 이용하여 추정될 수 있다.

905 단계에서, 수신단 520은 빔포밍 행렬을 결정한다. 즉, 수신단 520은 상술한 실시 예들에 따라 송신단 510 및 수신단 520에서 사용될 빔포밍 행렬들을 결정할 수 있다. 여기서, 빔포밍 행렬들은 디지털 빔포밍 행렬 및 아날로그 빔포밍 행렬을 포함한다. 구체적으로, 수신단 520은 DFT 행렬 또는 DFT 행렬의 열들로부터 송신 아날로그 빔포밍 행렬 및 수신 아날로그 빔포밍 행렬을 선택할 수 있다. 이때, 수신단 520은 선택된 아날로그 빔포밍 행렬들로부터 결정되는 유효 채널이 미리 정의된 조건을 만족하도록, 아날로그 빔포밍 행렬들을 결정한다. 일 실시 예에 따라, 미리 정의된 조건은, 유효 채널의 제곱 특이 값들 중 전부 또는 일부의 조화 평균을 최대화하는 것을 포함할 수 있다. 다른 실시 예에 따라, 미리 정의된 조건은, 유효 채널의 특이 값들 각각의 4제곱 합을 특이 값들 각각의 2제곱 합으로 나눈 결과를 최대화하는 것을 포함할 수 있다. 또한, 수신단 520은 채널 역변환을 통해 디지털 빔포밍 행렬들을 결정할 수 있다. 예를 들어, 수신단 520은 아날로그 빔포밍을 고려한 유효 채널에 기초하여 송신 디지털 빔포밍 행렬을 결정할 수 있다. 그리고, 수신단 520은 수신 디지털 빔포밍 행렬을 단위 행렬로 결정할 수 있다. 이때, 빔포밍 행렬의 결정에 앞서, 수신단 520은 빔포밍 행렬을 결정하기 위한 알고리즘을 선택할 수 있다.

907 단계에서, 수신단 520은 송신단 510으로 빔포밍 행렬에 대한 정보를 송신한다. 이때, 수신단 520은 빔포밍 행렬의 값을 송신하거나 또는 양자화된 값(예: 빔포밍 행렬 인덱스)을 송신할 수 있다.

909 단계에서, 송신단 510은 빔포밍된 신호를 송신한다. 즉, 송신단 510은 907 단계에서 결정된 빔포밍 행렬을 이용하여 디지털 빔포밍 및 아날로그 빔포밍을 수행한 후, 빔포밍된 신호를 송신할 수 있다. 이에 따라, 수신단 520은 수신 신호에 대한 컴바이닝, 즉, 수신 빔포밍을 수행한다.

도 8 및 도 9에 도시되지 아니하였으나, 수신단 520은 수신단 520의 송수신부에 포함된 ADC의 비트 정밀도에 대한 정보를 송신단 510으로 피드백할 수 있다. 다시 말해, 수신단 520은 ADC의 비트 정밀도에 대한 정보를 포함하는 적어도 하나의 메시지를 송신단 510으로 송신할 수 있다. 예를 들어, ADC의 비트 정밀도에 대한 정보는 805 단계에서 송신된 채널 정보와 함께 또는 907 단계에서 송신된 프리코딩 행렬 정보와 함께 송신될 수 있다. 또는, ADC의 비트 정밀도에 대한 정보는 별도의 절차(예: 능력 협상 절차)를 통해 송신될 수 있다.

이에 따라, 송신단 510은 비트 정밀도에 기초하여 빔포밍 행렬을 결정하기 위한 알고리즘을 선택할 수 있다. 반면, 본 발명의 다른 실시 예에 따라, 수신단 520이 빔포밍 행렬을 결정하기 위한 알고리즘을 선택하는 경우, 상기 수신단 520은 ADC의 비트 정밀도에 대한 정보를 송신함 없이, 알고리즘을 선택할 수 있다.

도 10은 무선 통신 시스템에서 빔포밍 행렬 결정을 위해 사용되는 알고리즘들의 성능을 도시한다. 도 10은 모의 실험 결과를 나타낸다. 모의 실험은, 16개의 송신 안테나들, 8개의 수신 안테나들이 사용되고, 송신단은 4개의 RF 체인들을, 수신단은 2개의 RF 체인들을 사용하는 환경을 전제하였다.

도 10은 수신단 520의 ADC 비트 정밀도에 따른, 제1 알고리즘 및 제2 알고리즘의 성능을 도시한다. 여기서, 제1 알고리즘은 채널 역변환에 기초한 알고리즘이며, 제2 알고리즘은 MRT에 기초한 알고리즘이다. 도 10에서, (a)는 1-비트 ADC가 사용된 경우, (b)는 4-비트 ADC가 사용된 경우의 SNR에 따른 용량(capacity)를 나타낸다.

도 10의 (a)를 참고하면, ADC의 비트 정밀도가 1-비트인 경우, SNR이 약 -8 dB보다 작으면, 제2 알고리즘이 유리하다. 반면, ADC의 비트 정밀도가 1-비트인 경우, SNR이 약 -8 dB보다 크면, 제1 알고리즘이 유리하다. 또한, 도 10의 (b)를 참고하면, ADC의 비트 정밀도가 4-비트인 경우, SNR이 약 2 dB보다 작으면, 제2 알고리즘이 유리하다. 반면, ADC의 비트 정밀도가 4-비트인 경우, SNR이 약 2 dB보다 크면, 제1 알고리즘이 유리하다.

대형 안테나 어레이는 충분한 수신 전력을 보장하기 위해 밀리미터파 시스템의 핵심 요소가 될 수 있다. 그러나, 혼합된 신호 요소들의 높은 전력 소모는 완전한 디지털 프리코딩/컴바이닝(combining) 방안을 실행 불가능하게 만든다. 이 문제를 해결하기 위해, 안테나 수에 비해 적은 수의 RF 체인이 필요한 하이브리드 아날로그/디지털 프리코딩과 저해상도의 ADC의 결합이 제안된다. 본 개시의 실시 예들은 하이브리드 프리코딩과 1-비트 ADC가 결합된 초고주파 또는 밀리미터파 거대 MIMO 시스템들을 제공한다. 특정 실시 예에서는 송수신기 구조가 상당히 적은 전력 소모를 필요로 하면서도, 중저의 SNR 범위에서 완전한 디지털 방안에 대해 비교할만한 이득을 달성하며, 이것은 밀리미터파 시스템에서 특히 중요하다.

본 개시의 청구항 또는 명세서에 기재된 실시 예들에 따른 방법들은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합의 형태로 구현될(implemented) 수 있다.

소프트웨어로 구현하는 경우, 하나 이상의 프로그램(소프트웨어 모듈)을 저장하는 컴퓨터 판독 가능 저장 매체가 제공될 수 있다. 컴퓨터 판독 가능 저장 매체에 저장되는 하나 이상의 프로그램은, 전자 장치(device) 내의 하나 이상의 프로세서에 의해 실행 가능하도록 구성된다(configured for execution). 하나 이상의 프로그램은, 전자 장치로 하여금 본 개시의 청구항 또는 명세서에 기재된 실시 예들에 따른 방법들을 실행하게 하는 명령어(instructions)를 포함한다.

이러한 프로그램(소프트웨어 모듈, 소프트웨어)은 랜덤 액세스 메모리 (random access memory), 플래시(flash) 메모리를 포함하는 불휘발성(non-volatile) 메모리, 롬(ROM: Read Only Memory), 전기적 삭제가능 프로그램가능 롬(EEPROM: Electrically Erasable Programmable Read Only Memory), 자기 디스크 저장 장치(magnetic disc storage device), 컴팩트 디스크 롬(CD-ROM: Compact Disc-ROM), 디지털 다목적 디스크(DVDs: Digital Versatile Discs) 또는 다른 형태의 광학 저장 장치, 마그네틱 카세트(magnetic cassette)에 저장될 수 있다. 또는, 이들의 일부 또는 전부의 조합으로 구성된 메모리에 저장될 수 있다. 또한, 각각의 구성 메모리는 다수 개 포함될 수도 있다.

또한, 상기 프로그램은 인터넷(Internet), 인트라넷(Intranet), LAN(Local Area Network), WLAN(Wide LAN), 또는 SAN(Storage Area Network)과 같은 통신 네트워크, 또는 이들의 조합으로 구성된 통신 네트워크를 통하여 접근(access)할 수 있는 부착 가능한(attachable) 저장 장치(storage device)에 저장될 수 있다. 이러한 저장 장치는 외부 포트를 통하여 본 개시의 실시 예를 수행하는 장치에 접속할 수 있다. 또한, 통신 네트워크상의 별도의 저장장치가 본 개시의 실시 예를 수행하는 장치에 접속할 수도 있다.

상술한 본 개시의 구체적인 실시 예들에서, 개시에 포함되는 구성 요소는 제시된 구체적인 실시 예에 따라 단수 또는 복수로 표현되었다. 그러나, 단수 또는 복수의 표현은 설명의 편의를 위해 제시한 상황에 적합하게 선택된 것으로서, 본 개시가 단수 또는 복수의 구성 요소에 제한되는 것은 아니며, 복수로 표현된 구성 요소라 하더라도 단수로 구성되거나, 단수로 표현된 구성 요소라 하더라도 복수로 구성될 수 있다.

한편 본 개시의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 개시의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 개시의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims

무선 통신 시스템에서 수신단 장치에 있어서,
수신 신호에 대한 하이브리드 빔포밍(hybrid beamforming)을 수행하는 송수신부와,
상기 송수신부를 제어하는 처리회로를 포함하고,
상기 하이브리드 빔포밍은, 아날로그 빔포밍 및 디지털 빔포밍을 포함하며,
상기 아날로그 빔포밍을 위한 적어도 하나의 아날로그 빔포밍 행렬은, 송신단에서 사용되는 송신 아날로그 빔포밍 행렬 및 상기 수신단에서 사용되는 수신 아날로그 빔포밍 행렬로부터 결정되는 유효 채널에 기초하여 결정되고,
상기 디지털 빔포밍을 위한 적어도 하나의 디지털 빔포밍 행렬은, ADC(analog to digital converter) 비트 정밀도(bit precision)에 기반하여 결정되는 장치.
삭제
청구항 1에 있어서,
상기 하이브리드 빔포밍을 위한 적어도 하나의 빔포밍 행렬은, GAMP(Generalized Approximate Message Passing) 알고리즘에 기초하여 결정되는 장치.
청구항 1에 있어서,
상기 아날로그 빔포밍을 위한 송신 아날로그 빔포밍 행렬 및 수신 아날로그 빔포밍 행렬은, 이산 푸리에 변환(Discrete Fourier Transform, DFT) 행렬 또는 상기 이산 푸리에 변환 행렬의 열들로부터 선택되며,
상기 송신 아날로그 빔포밍 행렬 및 상기 수신 아날로그 빔포밍 행렬은, 선택된 빔포밍 행렬들에 의해 결정되는 유효 채널이 미리 정의된 조건을 만족하도록 결정되는 장치.
삭제
삭제
청구항 1에 있어서,
상기 디지털 빔포밍을 위한 적어도 하나의 디지털 빔포밍 행렬은, 채널 역변환(inversion) 기반 알고리즘 또는 최대 비율 송신(maximum ratio transmission) 기반 알고리즘 중 ADC 비트 정밀도(bit precision) 및 채널 품질에 기초하여 선택된 알고리즘에 의해 결정되는 장치.
청구항 1에 있어서,
상기 ADC 비트 정밀도는 아날로그 입력 값에 대응하는 디지털 출력 값의 비트 개수인, 장치.
무선 통신 시스템에서 송신단 장치에 있어서,
송신 신호에 대한 하이브리드 빔포밍(hybrid beamforming)을 수행하고, 상기 송신 신호를 송신하는 송수신부와,
상기 송수신부를 제어하는 처리회로를 포함하고,
상기 하이브리드 빔포밍은, 아날로그 빔포밍 및 디지털 빔포밍을 포함하며,
상기 아날로그 빔포밍을 위한 적어도 하나의 아날로그 빔포밍 행렬은, 상기 송신단에서 사용되는 송신 아날로그 빔포밍 행렬 및 수신단에서 사용되는 수신 아날로그 빔포밍 행렬로부터 결정되는 유효 채널에 기초하여 결정되고,
상기 디지털 빔포밍을 위한 적어도 하나의 디지털 빔포밍 행렬은, ADC(analog to digital converter) 비트 정밀도(bit precision)에 기반하여 결정되는 장치.
청구항 9에 있어서,
상기 하이브리드 빔포밍을 위한 적어도 하나의 빔포밍 행렬은, GAMP(Generalized Approximate Message Passing) 알고리즘에 기초하여 결정되는 장치.
청구항 9에 있어서,
상기 아날로그 빔포밍을 위한 송신 아날로그 빔포밍 행렬 및 수신 아날로그 빔포밍 행렬은, 이산 푸리에 변환(Discrete Fourier Transform, DFT) 행렬 또는 상기 이산 푸리에 변환 행렬의 열들로부터 선택되며,
상기 송신 아날로그 빔포밍 행렬 및 상기 수신 아날로그 빔포밍 행렬은, 선택된 빔포밍 행렬들에 의해 결정되는 유효 채널이 미리 정의된 조건을 만족하도록 결정되는 장치.
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청구항 9에 있어서,
상기 디지털 빔포밍을 위한 적어도 하나의 디지털 빔포밍 행렬은, 채널 역변환(inversion) 기반 알고리즘 또는 최대 비율 송신(maximum ratio transmission) 기반 알고리즘 중 ADC 비트 정밀도(bit precision) 및 채널 품질에 기초하여 선택된 알고리즘에 의해 결정되는 장치.
청구항 9에 있어서,
상기 ADC 비트 정밀도는 아날로그 입력 값에 대응하는 디지털 출력 값의 비트 개수인, 장치.
무선 통신 시스템에서 수신단의 동작 방법에 있어서,
수신 신호를 수신하는 과정과,
상기 수신 신호에 대한 하이브리드 빔포밍(hybrid beamforming)을 수행하는 과정을 포함하며,
상기 하이브리드 빔포밍은, 아날로그 빔포밍 및 디지털 빔포밍을 포함하며,
상기 아날로그 빔포밍을 위한 적어도 하나의 아날로그 빔포밍 행렬은, 송신단에서 사용되는 송신 아날로그 빔포밍 행렬 및 상기 수신단에서 사용되는 수신 아날로그 빔포밍 행렬로부터 결정되는 유효 채널에 기초하여 결정되고,
상기 디지털 빔포밍을 위한 적어도 하나의 디지털 빔포밍 행렬은, ADC(analog to digital converter) 비트 정밀도(bit precision)에 기반하여 결정되는 방법.
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청구항 16에 있어서,
상기 하이브리드 빔포밍을 위한 적어도 하나의 빔포밍 행렬은, GAMP(Generalized Approximate Message Passing) 알고리즘에 기초하여 결정되는 방법.
청구항 16에 있어서,
상기 아날로그 빔포밍을 위한 송신 아날로그 빔포밍 행렬 및 수신 아날로그 빔포밍 행렬은, 이산 푸리에 변환(Discrete Fourier Transform, DFT) 행렬 또는 상기 이산 푸리에 변환 행렬의 열들로부터 선택되며,
상기 송신 아날로그 빔포밍 행렬 및 상기 수신 아날로그 빔포밍 행렬은, 선택된 빔포밍 행렬들에 의해 결정되는 유효 채널이 미리 정의된 조건을 만족하도록 결정되는 방법.
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청구항 16에 있어서,
상기 디지털 빔포밍을 위한 적어도 하나의 디지털 빔포밍 행렬은, 채널 역변환(inversion) 기반 알고리즘 또는 최대 비율 송신(maximum ratio transmission) 기반 알고리즘 중 ADC 비트 정밀도(bit precision)에 기초하여 선택된 알고리즘에 의해 결정되는 방법.
청구항 16에 있어서,
상기 ADC 비트 정밀도는 아날로그 입력 값에 대응하는 디지털 출력 값의 비트 개수인, 방법.
무선 통신 시스템에서 송신단의 동작 방법에 있어서,
송신 신호에 대한 하이브리드 빔포밍(hybrid beamforming)을 수행하는 과정과,
상기 송신 신호를 송신하는 과정을 포함하며,
상기 하이브리드 빔포밍은, 아날로그 빔포밍 및 디지털 빔포밍을 포함하며,
상기 아날로그 빔포밍을 위한 적어도 하나의 아날로그 빔포밍 행렬은, 상기 송신단에서 사용되는 송신 아날로그 빔포밍 행렬 및 수신단에서 사용되는 수신 아날로그 빔포밍 행렬로부터 결정되는 유효 채널에 기초하여 결정되고,
상기 디지털 빔포밍을 위한 적어도 하나의 디지털 빔포밍 행렬은, ADC(analog to digital converter) 비트 정밀도(bit precision)에 기반하여 결정되는 방법.
청구항 24에 있어서,
상기 하이브리드 빔포밍을 위한 적어도 하나의 빔포밍 행렬은, GAMP(Generalized Approximate Message Passing) 알고리즘에 기초하여 결정되는 방법.
청구항 24에 있어서,
상기 아날로그 빔포밍을 위한 송신 아날로그 빔포밍 행렬 및 수신 아날로그 빔포밍 행렬은, 이산 푸리에 변환(Discrete Fourier Transform, DFT) 행렬 또는 상기 이산 푸리에 변환 행렬의 열들로부터 선택되며,
상기 송신 아날로그 빔포밍 행렬 및 상기 수신 아날로그 빔포밍 행렬은, 선택된 빔포밍 행렬들에 의해 결정되는 유효 채널이 미리 정의된 조건을 만족하도록 결정되는 방법.
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청구항 24에 있어서,
상기 디지털 빔포밍을 위한 적어도 하나의 디지털 빔포밍 행렬은, 채널 역변환(inversion) 기반 알고리즘 또는 최대 비율 송신(maximum ratio transmission) 기반 알고리즘 중 ADC 비트 정밀도(bit precision)에 기초하여 선택된 알고리즘에 의해 결정되는 방법.
청구항 24에 있어서,
상기 ADC 비트 정밀도는 아날로그 입력 값에 대응하는 디지털 출력 값의 비트 개수인, 방법.