KR101636349B1

KR101636349B1 - 다중 입출력 송신 빔 형성 방법 및 장치

Info

Publication number: KR101636349B1
Application number: KR1020100016133A
Authority: KR
Inventors: 차이 지앙-안; 피 지아오유
Original assignee: 삼성전자 주식회사
Priority date: 2009-02-25
Filing date: 2010-02-23
Publication date: 2016-07-20
Also published as: US20100215112A1; CN102334299B; US8428177B2; WO2010098588A2; JP2012518941A; EP2224607A2; CN102334299A; TWI520515B; EP2224607A3; SA110310171B1; JP5453458B2; KR20100097045A; TW201126940A; EP2224607B1; WO2010098588A3

Abstract

본 발명은 무선 통신 네트워크에 관한 것이다. 무선 통신 네트워크는 다수개의 기지국들을 포함한다. 각 기지국은 다수의 가입국들과 무선 통신할 수 있다. 적어도 하나의 기지국은 코드북으로부터 코드워드를 선택하여 상기 선택된 코드워드로 데이터를 프리코딩하도록 구성된 처리기, 및 상기 프리코딩된 데이터를 송신하도록 구성된 송신기를 포함한다.

Description

다중 입출력 송신 빔 형성 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR MULTIPLE INPUT MULTIPLE OUTPUT(MIMO) TRANSMIT BEAMFORMING}

본 출원은 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 무선 통신 시스템에서 빔 형성 방법 및 장치에 관한 것이다.

무선 시스템에서 송신 빔은 폐쇄 루프(closed-loop) 방식이나 개방 루프(open-loop) 방식으로 형성될 수 있다. 개방 루프 시스템은 시분할 다중화(Time Division Duplexing(TDD)) 시스템에 적합하다. 개방 루프 시스템은 채널 정보 되먹임(channel information feedback)이 과정이 필요로 하지 않는다. 결국, 적은 오버헤드가 있을 뿐이다. 그러나 다중 송신 안테나들(mutipe transmission antennas) 중에서 송신 고주파수 체인(transmission radio frequency chain)과 수신 고주파수 체인(reception radio frequency chain) 사이에 위상차를 보상하기 위하여, 개방 루프 시스템은 위상 교정(phase calibration) 과정을 지속해서 수행해야 한다는 점에서 그 개방 루프 시스템에는 단점이 있다. 개방 루픈 시스템의 또 하나의 단점은 업링크 파일롯들(uplink pilots)과 같은 상수 업링크 위상 기준값(constant uplink phase referce)을 필요로 한다는 점이다. 이러한 필요조건은 과도한 되먹임 오버헤드를 생성할 수 있다. 위상 교정 과정은 고주파수 채널 환경(radio channel environment)에 대하여 그 비용을 대체로 높일 뿐만 아니라 고주파수 채널 환경으로부터 영향을 받기 쉽다.

한편 폐쇄 루프 시스템은 위상 교정 과정을 필요로 하지 않는다. 그러나 폐쇄 루프 시스템은 송신기(transmitter)에게 채널 되먹임을 해야 하고, 이러한 동작은 오버헤드를 추가로 생성한다. 게다가 폐쇄 루프 시스템도, 되먹임 지연 (feedback delay) 또는 빠른 채널 변동(fast channel variation)으로 인하여, 되먹임 채널로부터 영향을 받기 쉽다. 일반적으로 주파수 분할 다중화(Frequency Division Duplexing(FDD)) 시스템은 폐쇄 루프 송신 빔 형성 방법들(closed-loop transmit beamforming schemes)을 이용한다. 그러나 폐쇄 루프 송신 빔 형성 방법도 TDD 시스템들에게 적용될 수 있다.

본 발명은 다중 입출력 송신 빔을 형섬함에 있어서, 기지국이 보다 효율적으로 송신 빔을 형성할 수 있는 코드북을 제안하는데 그 목적이 있다.

본 발명의 무선 통신 시스템에서 복수의 안테나 배열(antenna array)을 가지는 기지국은 코드북, 상기 코드북으로부터 코드워드를 선택하고, 상기 선택된 코드워드를 이용하여 데이터를 코딩하는 처리기 및 상기 코딩된 데이터를 전송하는 송신기를 포함하며, 상기 코드북의 코드워드는 청구항 제1항에 기재된 표 2에서 도시되는 값에 기반하는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 발명의 무선 통신 시스템에서 복수의 안테나 배열을 가지는 기지국은 코드북, 상기 코드북으로부터 코드워드를 선택하고, 상기 선택된 코드워드를 이용하여 데이터를 코딩하는 처리기 및 상기 코딩된 데이터를 전송하는 송신기를 포함하며, 상기 코드북의 코드워드는 청구항 제6항에 기재된 수학식 19에 기반한 것을 특징으로 한다.

한편, 본 발명의 무선통신 시스템에서 복수의 안테나 배열을 가지는 기지국의 데이터 코딩 방법은 코드북으로부터 코드워드를 선택하는 단계, 상기 선택된 코드워드를 이용하여 데이터를 코딩하는 단계 및 상기 코딩된 데이터를 전송하는 단계를 포함하며, 상기 코드북의 코드워드는 청구항 제10항의 표 3에서 도시되는 값에 기반하는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 발명의 무선통신 시스템에서 복수의 안테나 배열을 가지는 기지국의 데이터 코딩 방법은 코드북으로부터 코드워드를 선택하는 단계, 상기 선택된 코드워드를 이용하여 데이터를 코딩하는 단계 및 상기 코딩된 데이터를 전송하는 단계를 포함하며, 상기 코드북의 코드워드는 청구항 제15항에 기재된 수학식 23에 기반한 것을 특징으로 한다.

그리고 본 발명의 이동통신 시스템에서 복수의 안테나 배열을 구비하는 기지국의 데이터 코딩을 위해 컴퓨터 판독 가능 매체에 저장된 데이터 구조는 코드북으로부터 코드워드를 선택하고, 상기 선택된 코드워드를 이용하여 데이터를 코딩하기 위한 상기 코드북을 포함하며, 상기 코드북의 코드워드는 청구항 제19항에 기지된 표 4에서 도시되는 값에 기반하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 다중 입출력 송신 빔 형성 방법에 따르면 기지국이 효과적인 빔포밍을 수행할 수 있다.

본 발명의 상세한 설명과 본 발명의 장점은 첨부된 도면을 참고하여 설명함으로써 더 명확하게 이해할 수 있고, 같은 요소는 같은 도면 번호로 표시한다.
도 1은 본 발명의 원리에 따라 업링크로 메시지를 송신하는 무선 네트워크의 일예를 나타낸 도면이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 기지국(base station)의 일예를 상세하게 나타낸 도면이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 무선 가입국(wireless subscriber station)의 일예를 상세하게 나타낸 도면이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 다수의 이동국(mobile station)과 통신하는 기지국의 구성도이다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 4x4 다중 입출력 시스템을 나타낸 도면이다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 공간 분할 다중 접속(Spatial Division Multiple Access(SDMA)) 방법을 설명하기 위한 구성도이다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 1-단 복소 하다마드 변환(one-stage complex Hadamard (CH) transformation)을 설명하기 위한 구성도이다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 2-단 복소 하다마드 변환을 설명하기 위한 구성도이다.
도 9는 본 발명의 실시예에 따른 N-단 복소 하다마드 변환을 설명하기 위한 구성도이다.
도 10A는 본 발명에 따른, 기본 행렬(base matrix)로부터 코드워드로 수행되는 맵핑을 보여주는 코드북의 1실시예를 나타낸 도면이다.
도 10B는 본 발명에 따른, 도 10A의 코드북에서 랭크 1을 상세하게 나타낸 표이다.
도 11은 본 발명의 실시예에 따른, 랭크-8 인 행렬 두 개를 나타낸 도면이다.
도 12는 본 발명에 따른, 기본 행렬로부터 코드워드로 수행되는 맵핑을 보여주는 코드북의 2실시예를 나타낸 도면이다.
도 13은 본 발명에 따른, 기본 행렬로부터 코드워드로 수행되는 맵핑을 보여주는 코드북의 3실시예를 나타낸 도면이다.
도 14는 본 발명에 따른, 기본 행렬로부터 코드워드로 수행되는 맵핑을 보여주는 코드북의 4실시예를 나타낸 도면이다.
도 15는 본 발명에 따른, 기본 행렬로부터 코드워드로 수행되는 맵핑을 보여주는 코드북의 5실시예를 나타낸 도면이다.
도 16은 본 발명의 실시예에 따른, 도 10A와 도 10B에 나타낸 코드북을 이용하는 시스템의 성능을 나타낸 그래프이다.
도 17은 본 발명에 따른 기지국 동작 방법을 나타내는 순서도이다.
도 18은 본 발명에 따른 이동국 또는 가입국 동작 방법을 나타내는 순서도이다.

본 명세서에서 쓰인 용어와 어구는 다음과 같이 정의된다. “포함한다(include)”및 “이루어진다(comprise)”라는 용어와 이들 용어의 파생어는 ‘포함하는 동작 및 상태(inclusion)’를 의미하고, 한정한다는 의미를 가지지 않는다. “또는(or)”이라는 용어는 포괄적으로 및/또는(and/or)을 의미한다. “~와 연관되는(associated with)”및 “그와 연관되는(associated therewith)”라는 어구와 이들 어구의 파생어구는, 포함한다, ~ 내부에 포함되다, ~와 상호 연결하다, 함유하다, ~ 내부에 함유되다, ~에 또는 ~와 연결하다, ~에또는 ~와 연결하다, ~와 통신할 수 있다, ~와 연계동작하다. 끼워넣다, 나란히 놓다, ~에 근접해 있다, ~에 또는 ~와 결부되다, 가지다, ~의 속성을 가지다, 등과 같은 의미를 가진다. “제어기(controller)”라는 용어는 장치(device), 시스템 또는 그 부품을 의미한다. 여기서, 시스템 및 그 부품은 적어도 하나의 동작을 제어하고, 상기 장치는 하드웨어, 펌웨어 또는 소프트웨어 또는 이들 중 적어도 2 개를 조합하여 구현될 수 있다. 특정 제어기와 연계된 기능은, 국소 영역과 관련되느냐 원격 영역에 관련되느냐에 따라, 집중화 또는 분산화 될 수 있음을 알 수 있을 것이다. 상기 용어들과 어구들에 대한 정의는 본 명세서 전반에 걸쳐 쓰일 것이다. 많은 경우는 아니지만 대부분의 경우에, 상기 용어들과 어구들에 대한 정의는 이전뿐만 아니라 앞으로도 상기와 같이 정의된 용어와 어구를 써야할 곳에 적용될 수 있음을 당업자는 잘 알 수 있을 것이다.

도 1 내지 도 18 및 여러 실시예들은 본 명세서에 포함된 본 발명의 원리를 서술하기 위한 예로서 본 발명의 범위를 한정하는 의미로 해석해서는 안될 것이다. 당업자는 본 발명의 원리는 적절하게 배열한 통신 시스템에서 구현될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.

도 1은 본 발명의 원리에 따라 업링크로 메시지를 송신하는 무선 네트워크(100)의 일예를 나타낸 도면이다. 무선 네트워크(100)는 기지국(BS)(101), 기지국(BS)(102), 기지국(BS)(103), 및 다른 유사한 기지국들(도면에 나타내지 않음)을 포함한다.

기지국(101)은 인터넷(130) 또는 유사 IP-기반 네트워크(similar IP-based network, 도면에 나타내지 않음)와 통신한다.

기지국(102)은, 기지국(102)의 서비스 영역(coverage area)(120) 안에 있는 다수의 제1 가입국들이 무선 광대역(wireless broadband)을 통해서 인터넷(130)과 접속되게 한다. 다수의 제1 가입국들은, 소규모 사업 영역(small business (SB))에 위치하는 가입국(111), 대규모 사업 영역(enterprise(E))에 위치하는 가입국(112), WiFi 핫스폿(hotspot)(HS)에 위치하는 가입국(113), 제1 거주지(first residence)(R)에 위치하는 가입국(114), 제2 거주지(R)에 위치하는 가입국(115), 및 이동 장치(M)로 구현될 수 있는 가입국(116)을 포함한다. 이동 장치(M)의 예로는 휴대전화, 무선 랩탑 컴퓨터, 무선 PDA, 등을 들 수가 있다.

기지국(103)은, 기지국(103)의 서비스 영역(125) 안에 있는 다수의 제2 가입국들이 무선 광대역을 통해서 인터넷(130)과 접속되게 한다. 다수의 제2 가입국들은 가입국(115) 및 가입국(116)을 포함한다. 본 발명에 따른 실시예에서, 기지국들(101~103)은 서로 통신할 수 있고, 직교주파수다중(OFDM) 기술 또는 직교주파수분할다중접속(OFDMA) 기술을 사용해서 가입국들(111~116)과 통신할 수 있다.

본 발명의 실시예에서, 도 1에 나타낸 것처럼, 기지국은 6개로만 구현하였지만, 무선 네트워크(100)은 무선 광대역을 통해서 더 많은 가입국들이 추가로 접속될 수 있는 것으로 이해해야 한다. 가입국(115)과 가입국(116)은 서비스 영역(120)과 서비스 영역(125)의 에지(edges)에 위치한다. 가입국(115)과 가입국(116) 각각은 두 기지국(102, 103)과 통신을 하고, 핸드오프 모드로 동작할 수 있다. 이러한 내용은 당업자들에게 잘 알려진 기술이다.

가입국들(111~116)은 인터넷(130)을 통해서 음성 서비스, 데이터 서비스, 영상 서비스, 영상회의 서비스, 및/또는 다른 광대역 서비스들을 이용할 수 있다. 본 발명의 실시예에서, 가입국들(111~116) 중에서 하나 이상의 가입국은 WiFI 무선랜의 접속점(AP)과 연관될 수 있다. 가입국(116)은 임의의 개수의 이동 장치들로 구현될 수 있다. 이동장치는 무선 통신이 가능한 랩탑 컴퓨터, PDA, 노트북 컴퓨터, 휴대용 장치, 또는 다른 무선 통신가능한 장치를 포함한다. 가입국들(114, 115)은, 예를 들어, 무선 통신가능한 개인용 컴퓨터(PC), 랩탑 컴퓨터, 게이트웨이, 또는 그에 상당한 다른 장치로 구현될 수 있다.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 기지국의 일예를 상세하게 나타낸 도면이다. 도 2에 나타낸 기지국(BS)(102)의 실시예는 본 발명을 설명하기 위한 예이다. 기지국(102)는 본 발명의 범위를 벗어나지 않는 한도에서 여러 실시예들로 구현될 수 있다.

기지국(102)은 기지국 제어기(BSC)(210)와 기지국 송수신기 시스템(BTS)(220)으로 이루어진다. 기지국 제어기(210)는, 무선 통신 네트워크 내에서 특정 셀들을 위한 무선 통신 자원들을 관리하는 장치로서, 기지국 송수신기 서브시스템들(base transceiver subsystems)을 포함한다. 기지국 송수신기 서브시스템은 무선 주파수 송수신기들, 안타나들, 및 각 셀에 위치하는 다른 전기 설비로 이루어진다. 이러한 전기 설비는 냉난방 공조기들, 난방기, 전기 공급장치, 전화기 선 인터페이스 부, 고주파수 송신기들 및 고주파수 수신기들을 포함한다. 본 발명의 동작을 간단하고 명확하게 설명하기 위하여, 기지국 송수신기 서브시스템 및 각 기지국 송수신기 서브시스템과 연관된 기지국 제어기는 기지국들(101, 102, 103)로 각각 일괄해서 표현하였다.

기지국 제어기(210)는 기지국 송수신기 시스템(220)을 포함하는 셀사이트에서 자원들을 관리한다. BTS(220)는 BTS 제어기(225), 채널 제어기(235), 송수신기 인터페이스(245), 고주파수 송수신기(250), 및 안테나 배열(255)로 이루어진다. 채널 제어기(235)는 다수의 채널 요소들로 이루어지고, 다수의 채널 요소들은 채널 요소(240)와 같은 요소들을 포함한다. 또한 BTS(220)를 이루는 요소는 핸드오프 제어기(260)와 메모리(270)가 더 있다. 본 발명의 실시예를 설명하기 위하여, 핸드오프 제어기(260)와 메모리(270)가 BTS(220)에 포함되어 있지만, 본 발명의 범위를 벗어나지 않는 범위 내에서 BTS(102)의 다른 부분들이 위치할 수도 있다.

BTS 제어기(225)는 운영 프로그램을 실행시키는 회로부와 메모리의 동작을 처리한다. 운영 프로그램은 BSC(210)와 통신을 수행하고 BTS(220)의 전체 동작을 제어한다. 정상 조건에서, BTS 제어기(225)는 채널 제어기(235)를 제어한다. 채널 제어기(235)는 채널 요소(240)를 포함하여 다수의 채널 요소들을 포함한다. 채널 요소(240)는 순방향 채널들과 역방향 채널들을 통해서 양방향 통신을 수행한다. 순방향 채널은 신호들이 기지국으로부터 이동국으로 송신되는 채널을 의미한다(또는 다운링크 통신이라고도 부름). 역방향 채널은 신호들이 이동국으로부터 기지국으로 송신되는 채널을 의미한다(또는 업링크 통신이라고도 부름). 본 발명의 실시예에서, 채널 요소들은 OFDMA 프로토콜에 따라 셀(120) 내에 있는 이동국들과 통신한다. 송수신기 인터페이스(245)는 채널 제어기(240)와 고주파수 송수신기(250) 사이에 양방향 채널 신호들을 송신한다. 본 발명의 실시예에서, 고주파수 송수신기(250)는 단일 장치로서 설명한다. 무선 송수신기(250)는 본 발명의 범위를 벗어나지 않는 한도 내에서 별도의 송신기 장치와 수신기 장치로 이루어질 수 있다.

안테나 배열(255)는, 고주파수 송수신기(250)로부터 수신한 순방향 채널 신호들을 기지국(102)의 서비스 영역 내에 위치하는 이동국들로 송신한다. 아울러, 안테나 배열(255)는 기지국(102)의 서비스 영역 내에 위치하는 이동국들로부터 수신한 역방향 채널 신호들을 고주파수 송수신기(250)으로 송신한다. 본 발명의 실시예들에서, 안테나 배열(255)는 다중 섹터 안테나로 구현된다. 다중 섹터 안테나는 3 섹터 안테나를 예로 들수 있고, 각 섹터는 서비스 영역에서 120°의 각도에서 송수신 동작을 담당한다. 또한, 고주파수 송수신기(250)는 송수신 동작을 수행하는 동안에 안테나 배열(255)에서 다른 안테나들을 선택하는 안테나 선택부를 포함할 수 있다.

본 발명의 실시예들에 따른 BTS 제어기(225)는 메모리(270)에 코드북(271)을 저장하도록 구성될 수 있다. BS(102)는 코드북(271)을 사용하여 이동국과 함께 빔 형성동작을 수행한다. 메모리(270)는 컴퓨터가 읽을 수 있는 매체로 구현될 수 있다. 예를 들어, 메모리(270)는 전자 방식, 자기 방식, 전자기 방식, 광학식, 전기 광학식, 전자 기기 방식, 및/또는 다른 물리 장치로 구현될 수 있다. 메모리(270)은 마이크로 처리기 또는 다른 컴퓨터 관련 시스템 또는 방법이 컴퓨터 프로그램, 소프트웨어, 펌웨어, 또는 사용 데이터를 함유할 수 있거나, 저장할 수 있거나, 통신 할 수 있거나, 전파할 수 있거나, 송신할 수 있게 한다. 메모리(270)의 일부분은 RAM으로 이루어지고, 메모리(270)의 다른 일부분은 ROM의 기능을 하는 플래시 메모리로 이루어진다.

BSC(210)은 BS(101), BS(102), BS(103)와 통신을 유지하도록 구성된다. 기지국(102)은 무선 연결(wireless connection)을 통해서 기지국(101)와 기지국(103)과 통신한다. 본 발명의 실시예들에서, 무선 연결은 유선 연결(wire-line connection)을 의미한다.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 무선 가입국의 일예를 상세하게 나타낸 도면이다. 도 3에 나타낸 무선 가입국(116)은 본 발명을 설명하기 위한 하나의 예로서, 본 발명의 범위를 벗어나지 않는 한도 내에서 많은 실시예가 있을 수 있다.

무선 가입국(116)은 안테나(305), 고주파수 송수신기(310), 송신 처리 회로부(315), 마이크(320), 및 수신 처리 회로부(325)로 이루어진다. 또한 무선 가입국(116)을 이루는 요소들은 스피커(330), 주처리기(340), 입/출력 인터페이스(345), 키패드(350), 표시부(355), 및 메모리(360)가 더 있다. 메모리(360)에는 운영체제 프로그램(361)과 코드북(362)이 더 포함된다. 무선 가입국(116)은 코드북을 사용하여 기지국과 함께 빔을 성형한다.

고주파수 송수신기(310) 안테나(305)를 통해서 무선 네트워크(100)의 기지국이 송신한 착신 고주파수 신호(incoming RF signal)를 수신한다. 고주파수 송수신기(310)는 착신 고주파수 신호를 저주파수로 변환하여 중간 주파수 신호 또는 베이스밴드 신호를 생성한다. 중간 주파수 신호 도는 베이스밴드 신호는 수신 처리 회로부(325)로 송신된다. 수신 처리 회로부(325)는 베이스밴드 신호 도는 중간 주파수 신호를 필터링, 디코딩 및/또는 디지털 처리를 수행함으로써 처리된 베이스밴드 신호를 생성한다. 수신 처리 회로부(325)는 처리된 베이스밴드 신호(즉, 음성 데이터)를 스피커(330) 또는 주처리기(340)으로 송신한다. 주처리기(340)는 베이스밴드 신호를 추가로 처리(예를 들어, 웹 검색)한다.

송신 처리 회로부(315)는 마이크(320)로부터 아날로그 음성 데이터 도는 디지털 음성 데이터를 수신하거나 주처리기(340)으로부터 발신 베이스밴드 데이터(예를 들어, 웹 데이터, 전자우편, 상호작용 비디오게임 데이터)를 수신한다. 송신 처리 회로부(315)는 발신 베이스밴드 데이터에 대하여 코딩, 다중화 및/또는 디지털 과정을 수행하고 처리된 베이스밴드신호 또는 중간주파수 신호를 생성한다. 고주파수 송수신기(310)는 송신 처리 회로부(315)로부터 발신 처리된 베이스밴드 신호 또는 중간 주파수 신호를 수신한다. 고주파수 송수신기(310)는 베이스밴드 신호 또는 중간 주파수 신호를 고주파수 신호로 변환하고, 고주파수 신호는 안테나(305)를 통해서 송신된다.

본 발명의 실시예들에서, 주처리기(340)는 마이크로처리기 또는 마이크로콘트롤러로 구현된다. 메모리(360)는 주처리기(360)와 연결된다. 본 발명의 실시예들에서, 메모리(360)의 일부분은 RAM으로 이루어지고, 메모리(360)의 다른 일부분은 ROM 역할을 하는 플래시 메모리로 이루어진다.

주처리기(340)는 무선 가입국(116)의 전체 동작을 제어하기 위하여 메모리(360)에 저장된 운영체제 프로그램(361)을 실행시킨다. 동작을 설명하면, 주처리기(340)는, 고주파수 송수신기(310), 수신 처리 회로부(325) 및 송신 처리 회로부(315)를 통해서, 순방향 채널 신호들의 수신과 역방향 채널 신호들의 송신을 제어한다.

주처리기(340)는 다른 처리 과정들을 실행시키고 메모리(360)에 저장된 프로그램들을 실행시킬 수 있다. 주처리기(340)는 실행되는 처리 과정에 의해서 필요에 따라 메모리(360)로 데이터를 이동시키거나 메모리(360)으로부터 데이터를 읽어낼 수 있다. 주처리기(340)는 입/출력 인터페이스(345)와 연결된다. 입/출력 인터페이스(345)는 가입국(116)을, 랩톱 컴퓨터들과 휴대용 컴퓨터들과 같은, 다른 장치들에 연결시킨다. 입/출력 인터페이스(345)는 상기 주변장치들과 주처리기(340) 사이에서 통신 통로로서 기능을 수행한다.

주처리기(340)는 키패드(350)와 표시부(355)와 연결된다. 가입국(116)의 운영자는 가입국(116)에 데이터를 입력하기 위하여 키패드(350)를 사용한다. 표시부(355)는 액정표시장치(LCD)로 구현될 수 있다. 액정표시장치는 웹사이트로부터 송신된 텍스트 및/또는 적어도 제한된 그래픽을 표시한다. 표시부(355)는 다른 형태의 표시장치들로 구현될 수 있을 것이다.

도 1은 본 발명에 대한 시스템 수준을 나타낸다. 즉, 기지국은 다중 안테나 빔들을 사용하여 다수의 이동국들과 동시에 통신을 수행하고, 각각의 안테나는 목적 이동국을 향해서 동시에 같은 주파수로 안테나 빔을 형성한다. 기지국으로부터 이동국으로 수행되는 무선 통신은 다운링크 통신임을 당업자는 잘 알 것이다. 기지국과 이동국들은 고주파수 신호들을 송신하고 수신하기 위한 다중 안테나들을 사용한다. 고주파수 신호들은 OFDM 신호들일 수 있다. 이동국들은 PDA, 랩톱 컴퓨터, 또는 휴대용 장치들일 수 있다.

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 다수의 이동국(402, 404, 406, 408)와 통신하는 기지국(420)의 구성도(400)이다.

본 발명의 실시예에서, 기지국(420)은 각각의 이동국에 대하여 다수의 수신기를 통해서 빔 형성 과정을 동시에 수행한다. 예를 들어, 기지국(420)은 형성된 빔 신호(410)를 통해서 데이터를 이동국(402)로 송신하고, 형성된 빔 신호(412)를 통해서 데이터를 이동국(404)로 송신하고, 형성된 빔 신호(414)를 통해서 데이터를 이동국(406)로 송신하고, 형성된 빔 신호(416)를 통해서 데이터를 이동국(408)로 송신한다. 본 발명의 실시예들에서, 기지국(420)은 이동국들(402, 404, 406, 408)에 대하여 동시에 빔을 형성할 수 있다. 본 발명의 실시예들에서, 각각의 형성된 빔 신호는 동시에 동일한 주파수로 목적 이동국을 향해서 형성된다. 본 발명을 명확하게 설명하기 위하여, 기지국으로부터 이동국으로 수행되는 통신은 다운링크 통신을 나타내고, 이동국으로부터 기지국으로 수행되는 통신은 업링크 통신을 나타낸다.

기지국(420)과 이동국(402, 404, 406, 408)은 무선신호를 송수신하는 다중 안테나들을 이용한다. 무선 신호들은 고주파 신호들이고, 이러한 무선 신호들은, OFDM 송신 기술(OFDM transmission scheme)과 같은, 잘 알려진 송신기술을 사용하여 송신될 수 있음을 당업자는 잘 알 것이다.

이동국들(402, 404, 406, 408)은 무선 신호들을 수신할 수 있는 장치로서 구현될 수 있다. 이동국들(402, 404, 406, 408)은 PDA, 랩톱 컴퓨터, 이동 전화기, 휴대용 장치, 또는 형성된 빔을 수신할 수 있는 장치를 그 예로 들 수 있다. 그러나 본 발명에 따른 이동국은 상기 예로 한정되지 않는다.

OFDM 송신 기술은 주파수 영역(frequency domain)에서 데이터를 다중화한다. 변조 심볼들은 주파수 부반송파들에 의해서 송신된다. 직교진폭변조 심볼들(quadrature amplitude modulation(QAM) modulated symbols)은 직렬-병렬 변환과정으로 처리되고, 역 고속 퓨리에 변환과정(inverse fast Fourier transform(IFFT))으로 처리된다. IFFT 변환과정을 거치면, N 시간 영역 샘플들이 구해진다. N은 OFDM 시스템이 사용하는 역 고속 퓨리에 변환(IFFT)/고속 퓨리에 변환(FFT)의 크기를 나타낸다. IFFT을 거친 신호는 병렬-직렬 변환되고, 순환전치(cyclic prefix(CP))가 신호 시퀀스(signal sequence)에 추가된다. 순환전치(CP)는 각각의 OFDM 심볼에 추가되어 다중 경로 페이딩(multipath fading)으로 인한 충격을 방지하거나 완화시킨다. 샘플들의 최종 시퀀스(result sequence)은 순환전치(CP)를 가지는 OFDM 심볼을 나타낸다. 수신기 쪽에서는, 시간과 주파수가 이상적으로 동기되었다는 전제에서, 수신기는 먼저 순환전치를 제거하고, 신호는 직렬-병렬 변환된 후 FFT로 입력된다. FFT의 출력은 병렬-직렬 변환되고, 최종 QAM 변조 심볼들은 QAM 복조기로 입력된다.

OFDM 시스템에서 전체 대역폭은 반송파들로 일컬어지는 좁은 주파수 부분들(narrow frequency units)로 분할된다. 반송파들은 수는 OFDM 시스템에서 사용되는 FFT/IFFT 크기인 N 과 같다. 일반적으로, 데이터에 사용되는 반송파들의 수는 N 보다 작다. 왜냐하면 주파수 스펙트럼의 끝(edge)에서 몇몇 반송파들은 보호 반송파들(guard subcarriers)로서 예약되기 때문이다. 일반적으로, 보호 반송파들은 정보를 전달하지 않는다.

각각의 OFDM 심볼은 시간 영역에서 유한 지속시간(fininte duration)을 가지기 때문에, 반송파들은 주파수 영역에서 다른 반송파들과 각각 겹친다. 그러나, 송신이기와 수신기가 이상적으로 주파수 동기가 이루어졌다는 전제에서, 직교성은 샘플링 주파수에서 유지된다. 불완전한 주파수 동기 또는 높은 이동성으로 인하여 주파수 오프셋이 발생한 경우에, 샘플링 주파수들에서 반송파들의 직교성은 깨지고 그에 따라 반송파들 사이의 간섭(inter-carrier-interference(ICI))이 생긴다.

무선 통신 채널의 용량과 신뢰도를 개선하기 위하여, 기지국과 단일 이동국에서 다중 송신 안테나들과 다중 수신 안테나들을 사용하는 기술은 단일 사용자 다중 입출력 시스템(single user multiple input multiple output(SU-MIMO) system)이라고 알려져 있다. 다중 입출력 시스템은 K의 크기로 용량을 선형으로 증가시킨다. K는 송신 안테나의 수(N)와 수신 안테나의 수(N) 중에서 가장 적은 수를 나타낸다(즉, K=min(M,N)). 다중 입출력 시스템은 공간 다중화 과정, 송수신하는 빔을 형성하는 과정 또는 송수신 다양화 과정을 통해서 구현될 수 있다.

도 5는 본 발명의 실시예에 따른 4x4 다중 입출력 시스템을 나타낸 도면이다.

본 발명의 실시예에서, 네 개의 다른 데이터 스트림(502)은 각각 네 개의 송신 안테나들(504)를 통해서 송신된다. 송신된 신호들은 네 개의 수신 안테나(506)에서 수신되고, 이들은 수신신호(508)가 된다. 공간신호 처리부(510)는 수신 신호(508)를 처리하여 네 개의 데이터 스트림(512)을 복원한다.

공간신호 처리부(510)는 브이 블래스트(Vertical-Bell Laboratories Layered Space-Time(V-BLAST))을 그 예로 들 수 있다. 브이 블래스트는 송신된 데이터 스트림들을 복원하기 위하여 연속 간섭 취소 원리(successive interference cancellation principle)을 사용한다. 다중 입출력 기술의 다른 변형예는 송신 안테나와 교차하는 공간-시간 코딩 과정을 수행하는 방법을 포함한다(예를 들어, 디 블래스트(diagonal Bell Laboratories Layered Space-Time, D-BLAST)). 아울러, 다중 입출력 시스템은, 무선 통신 시스템에서 링크 신뢰도 도는 시스템 용량을 개선하기 위하여, 송수신 다양성 방법 및 송수신 빔 형성 방법으로 구현될 수 있다.

다중 입출력 채널 계산방법은, 각각의 송신 안테나로부터 각각의 수신 안테나로 연결된 링크에 대하여, 채널 이득과 위상 정보를 계산하는 단계를 포함한다. 따라서 NxM 다중 입출력 시스템에 대한 채널 응답 “H”는 아래 수학식 1에 나타낸 것과 같이 NxM 행렬로 이루어진다.

수학식 1에서, 다중 입출력 채널 응답은 H로 나타내고, a_nm은 송신 안테나 n 으로부터 수신 안테나 m으로 채널 이득을 나타낸다. 다중 입출력 채널 행렬의 성분들을 계산하기 위하여, 개별 파일롯들이 각각의 송신 안테나로부터 송신된다.

단일 사용자 다중 입출력 시스템의 확장 시스템으로서, 다중 사용자 다중 입출력(MU-MIMO) 시스템은 기지국과 다중 이동국들 사이에 다음과 같이 통신하는 방법을 나타낸다. 즉, 다중 송신 안테나들을 가진 기지국이, 무선 통신 채널의 용량과 신뢰도를 개선하기 위하여, 공간 분할 다중 접속(Spatial Division Multiple Access(SDMA))와 같은 다중-사용자 빔 형성 방법을 사용하여, 다중 이동국들과 동시에 통신을 수행한다.

도 6은 본 발명의 실시예에 따른 공간 분할 다중 접속(SDMA) 방법을 설명하기 위한 구성도이다.

도 6에 나타낸 것과 같이, 기지국(320)은 8개의 송신 안테나를 가지고 있고 각각의 이동국(302, 304, 306, 308)은 2개의 안테나를 가지고 있다. 본 발명의 실시예에서, 기지국(320)은 8 개의 송신 안테나를 가지고 있다. 각각의 송신 안테나는 빔 형성 신호들(310, 602, 604, 312, 314, 606, 316, 608) 중에 하나의 신호를 송신한다. 본 발명의 실시예에서, 이동국(302)은 빔 형성 신호(310, 602)를 수신하고, 이동국(304)은 빔 형성 신호(604, 312)를 수신하고, 이동국(306)은 빔 형성 신호(606, 314)를 수신하고, 이동국(308)은 빔 형성 신호(608, 316)를 수신한다.

기지국(320)은 8 개의 송신 안테나 빔들(각 안테나는 데이터 스트림들 중에서 하나의 스트림을 빔으로 형성함)을 가지기 때문에, 빔으로 형성된 데이터의 8개의 스트림들은 기지국(320)에서 형성될 수 있다. 본 발명의 실시예에서, 각 이동국은 데이터 스트림(빔)을 2개까지 잠재적으로 수신할 수 있다. 각각의 이동국(302, 304, 306, 308)이, 다중 스트림을 동시에 수신하는 대신에, 단일 데이터 스트림만을 수신하도록 제한된다면, 이는 다중 사용자 빔 형성 과정(multi-user beamforming(MU-BF))이 될 것이다.

다중 입출력 시스템들에서 다중 사용자 폐쇄 루프 송신 빔 형성(MU-CLTB) 방법은 기지국(320)이 송신 빔 형성 과정을 수행하도록 하고, 동시에 OFDM 고주파 신호들을 사용하여 다중 이동국들과 통신하게 한다.

일반적으로 실제 폐쇄 루프 송신 빔 형성 방법은 코드북 설계를 기초로 한다. 코드북은 미리 결정된 안테나 빔들을 모아놓은 집합으로서 이동국들이 알고 있다. 폐쇄 루프 코드북-기반 송신 빔 형성 방법은 기지국이 한 번에 미리 설정한 주파수에서 단일 사용자를 향하여 송신 안테나 빔을 형성하도록 하는 과정을 의미한다.

코드북 기반 프리코딩 다중 입출력 시스템은 다운링크 폐쇄 루프 다중 입출력 시스템이 상당한 스펙스럼 효율성 이득을 얻을 수 있게 한다는 기술은 잘 알려져 있다. IEEE 802.16e와 3GPP LTE 표준은 4 송신 제한 되먹임 기반 폐쇄 루프 다중 입출력 구성(4 TX limited feedback based closed-loop MIMO configuration)을 지원한다. 그러나, 최고의 스펙트럼 효율성을 생성하기 위하여, IEEE 802.16m과 3GPP LTE 향상된 표준은, 탁월한 프리코딩 폐쇄 루프 다중 입출력 다운링크 시스템으로서, 8 송신 안테나 구성을 제안한다.

코드북의 성능과 크기 사이에는 서로 등가교환(trade-off) 관계에 있다. 성능면에서 큰 크기의 코드북을 가지는 것은 작은 수의 코드워드들을 가지는 것보다 낫다. 그러나 성능 개선을 위한 양은 결국에 코드북 크기의 증가를 둔화시킨다. 또한, 랭크 적응(rank adaptation)이 사용될 때, 큰 크기의 코드북은 채널 품질 인덱스(channel quality index(CQI))의 계산 양이 커짐을 의미한다.

실질적으로, 기지국에서 전체 배열을 위하여

차원이 필요하다(즉, 8 송신 시스템에서, 두 인접 안테나들 사이의 간격은

보다 작다). 이는 채널이 기지국 쪽과 상관 관계가 아주 높다는 것을 의미한다. 이렇게 상관된 채널을 이용하면, 작은 코드북은 스펙트럼 효율성을 충분하게 높일 수 있다.

코드북이 꼭 갖추어야 할 조건들 중에 하나는, 전력 증폭 균형을 튼튼하게 하기 위하여, 바닥선(baseline)으로서 상수 모듈러스(constant modulus(CM)) 특성을 갖게 하는 것이다. 이러한 구속조건의 결과로서, 코드북을 설계하는 일은 동일한 이득 송신 프리코더들을 설계하는 것과 비슷하다.

랭크 적응(rand adaptation)은 낮은 수준의 기하학 사용자들(low geometry users)의 스펙트럼 효율을 개선하기 위하여 사용될 수 있다. 더 낮은 랭크의 모든 코드워드가 더 높은 랭크의 코드워드들을 구성하기 위하여 재사용될 때, 그 코드워드는 둥지 특성(nested property)을 가지고 있다고 일컬어진다. 이러한 둥지 특성은 랭크 적응이 실행될 때 CQI 를 산출의 복잡성을 낮춘다.

큰 차원의 코드워드가 낮은 차원의 생성 벡터들 또는 행렬들로부터 생성된다면, 시스템 설계할 때 많은 이점을 가진다. 즉, 이러한 과정은 생성 벡터들 또는 행렬들을 저장할 때 필요한 메모리의 용량을 줄이거나 코드워드를 생성할 때 쓰이는 시스템의 물리적 크기를 줄인다.

3GPP LTE 표준에서, 4 송신 코드북은, 동일한 차원의 16 생성 벡터들로 알려진, 하우스홀더 변환(Householder reflection)를 바탕으로 생성된다. 하우스홀더 변환은 생성 벡터들인 64 요소들을 저장하기 위한 큰 메모리 용량을 필요로 한다. 하우스홀더 변환의 주요한 이점은 상수 모듈러스 특성을 갖는 4x4 유니타리 행렬을 생성한다는데 있다. 그러나 4 차원의 하우스홀더 변환은 상수 모듈러스 특성이 보존되는, 특별한 경우이다. 다른 차원들에 대해서는, 하우스홀더 변환의 상수 모듈러스 특성은 깨진다. 상수 모듈러스는 시스템에서 꼭 갖추어야 할 필요조건이기 때문에, 하우스홀더 변환은 다른 차원들을 포함하는 8 송신 코드북을 설계하는데 적절한 해결방법이 아니다.

본 발명은 CM 코드북을 구성하는 시스템 및 방법을 제공하는 데에 목적이 있고, 그 CM 코드북은 예외 없이 폐쇄 루프 다중 입출력 시스템의 다운링크에서 의미있는 스펙트럼 효율성 이득을 제공한다.

본 발명의 실시예에서, 구속 M에 관한 알파벳(constraint M-ary alphabet)을 위한, 그리고 2ⁿ 차원 안테나들을 위한 체계적인 코드북 설계 방법론을 제시한다.

본 발명의 실시예들에서, M에 관한 알파벳을 갖는 8 송신 안테나들을 위한 4-비트 코드북 설계방법이 제시된다. M에 관한 위상-이동 키 알파벳(M-ary phase-shift keying(MPSK) alphabet)에 대하여, 변환 행렬의 집합은 아래 수학식 2에 나타낸 것과 같이 정의된다.

여기서,

는 2x2 유리타리 행렬을 형성한다. 또한

은 더 큰 차원의 행렬을 구성하기 위하여 사용되는 생성 행렬을 변환하는데 쓰인다. M-PSK에 대하여 변환행렬 집합

가 주어지면, 몇 개의 복소 하다마드(CH) 변환이 정의될 수 있다. 예를 들어, 두 개의 생성 행렬

및

이 주어질 때, 1-단 복소 하다마드(CH) 변환은 아래 수학식 3에 나타낸 것과 같이 정의될 수 있다. 여기서,

은

차원의 행렬 공간을 나타내고, 그 공간의 열들은 서로 직교한다.

은 m-차원 항등 행렬

을 나타낸다. 여기서,

이다. 기호

은 크로네커 곱(Kronecker product)를 나타낸다. 최종 행렬

에서 아래 첨자는 변환 단계의 수를 나타낸다.

도 7은 본 발명의 실시예에 따른 1-단 복소 하다마드 변환(700)을 설명하기 위한 구성도이다.

도 7에 나타낸 것과 같이,

이면, 1-단 복소 하다마드 변환(700)은 실수 하다마드 변환과 동등하게 된다. 1단 복소 하다마드 변환과 함께, 직교 열들을 가지는

행렬이 생성된다.

같은 방식으로, 2-단 복소 하다마드 변환도 정의될 수 있다. 생성 행렬

및

가 주어질 때, 2-단 복소 하다마드(CH) 변환은 아래 수학식 4에 나타낸 것과 같이 정의될 수 있다.

여기서,

관계가 성립하고, 최종 행렬

는 직교 열들을 가지는

행렬을 형성한다.

도 8은 본 발명의 실시예에 따른 2-단 복소 하다마드 변환(800)을 설명하기 위한 구성도이다.

이러한 종류의 확장 과정은, 회귀반복해서 변환과정들을 적용함으로써,

행렬을 구성하기 위한 N-단 변환과정에 대하여 수행될 수 있다.

도 9는 본 발명의 실시예에 따른 N-단 복소 하다마드 변환(900)을 설명하기 위한 구성도이다.

생성 행렬

의 엔트리들이 M-PSK 알파벳 집합으로 제한된다면, 수학식 4에 나타낸 것과 같이, M-PSK 알파벳으로 정의된 상기 N-단 CH 변환(900)은, M-PSK 엔트리들(entries)을 가지는

행렬 집합을 생성하기 위한 편리한 방법을 제공한다. M-PSK 생성 행렬의 집합을 정의하기 위한 간단한 방법은 생성 행렬

를

로 제한한다(즉,

관계가 있다). 따라서, M-PSK 알파벳에 대하여 정의된 CH 변환(900)은 M-PSK 알파벳들을 가지는

유니타리 행렬의 집합을 생성하는 편리한 방법을 제공한다. 최종 유니타리 행렬은 블록 대각 행렬의 회전을 포함한다. 블록 대각 행렬의 회전은 좋은 채널 매칭 특성을 이중 편향 안테나들에게 제공한다. 이중 편광 안테나들은 상이한 송신 랭크(different rank of transmissions)에 대하여 적절한 열 하부집합(appropriate column subset)을 선택한다.

수학식 4에 나타낸 것과 같이, 상기와 같이 정의된 복소 하다마드 변환과정들을 이용하여, 이산 퓨리에 변환(discrete Fourier transform(DFT)) 행렬은 간단한 열 치환(column permutation)을 수행함으로써 구성된다. 예를 들어, 4차원 DFT 행렬은 아래 수학식 5에 나타낸 것과 같이 1-단 변환으로 구성된다.

여기서,

는 행 치환 행렬을 나타내고, 아래와 같다.

8-차원 DFT 행렬은 아래 수학식 6에 나타낸 것과 같이 2-단 변환으로 구성될 수 있다.

여기서,

은 행 치환 행렬을 나타내고, 아래와 같다.

열 치환 행렬의 효과(effect)는 기본 행렬(base matrix)의 열 하부집합을 다루는 기술(strategy)과 병합될 수 있기 때문에, 본 발명의 실시예에서, 설계된 코드북은 기본 행렬(base matrix)로서 DFT 행렬 자체를 포함할 수 있다.

본 발명의 다른 실시예는, 유니타리 행렬 구성 시스템 및 방법을 사용하는, 8-PSK 알파벳을 갖는 4-비트 8 송신 코드북에 관한 것이다. 랭크 적응과 함께 둥지 특성이 주어지면, 8 송신 프리코더는 유니타리 기본 행렬의 열 하부집합으로서 구성된다. 8 송신의 경우에, 2-단 복소 하다마드(CH) 변환은 8x8 기본 행렬의 집합을 생성하기 위하여 사용된다. 표기를 편리하게 하기 위하여, 2단 변환은 아래 수학식 7에 나타낸 것과 같이 재정의 한다.

도 10A는 본 발명에 따른, 기본 행렬로부터 코드워드로 수행되는 맵핑을 보여주는 코드북의 1실시예를 나타낸 도면이다. 단순하게 설명하기 위하여, 해당 기본 행렬들의 열 인덱스들만 코드북(1000)에 나타냈다.

코드북(1000)은 non-QPSK를 기반으로 한다. 4-비트 8 송신 코드북(1000)은 두 개의 8x8 기본 행렬을 기반으로 구성된다. 이러한 코드북은 SP 안테나 구성소자들과 함께 잘 동작하도록 설계되고, SU-MIMO 와 MU-MIMO를 지원하는 것을 목적으로 한다. 즉, 코드북은 비-상관 안테나 배열(SU-MIMO)과 상관 안테나 배열(MU-MIMO)이 최적으로 되도록 설계된다.

기본 코드북은 두 개의 행렬인 V8(:,:,1) 과 V8(:,:,2)로부터 구성되고, 이 두 행렬은 아래 수학식 8과 같이 구성된다.

은

, 및

을 정의 하기 위하여 사용된다.

코드북(1000)에 대하여, 각 랭크에 대한 열에 나타낸 숫자는 V8(:,:,1) 과 V8(:,:,2) 행렬의 열 인덱스를 나타낸다.

도 10B은 본 발명에 따른, 도 10A의 코드북(1000)에서 랭크 1을 상세하게 나타낸 표(1010)이다.

한편, 도 10B에서는 코드북에 대한 각 코드워드를 실수값(Real Value)과 허수값(Imaginary Value)을 각각 더한 복소수 형식으로 표현하였지만, 반드시 이와 같은 표현 형식에 한정되는 것은 아니다. 구현상의 차이에 따라, 본 발명의 실시예에 따른 코드북은 상기 코드북을 구성하는 각각의 코드워드를 실수값과 허수값을 각각 더한 복소수 형식이 아니라, 실수부(Real part)와 허수부(Imaginary Part) 각각에 대응하는 값으로 저장될 수도 있으며, 이는 아래의 표 1에서 예시되는 바와 같다.

또한, 상기 표 1에서 기술된 코드북의 각 코드워드에 대한 실수부와 허수부의 값은 설정된 값의 크기 또는 범위에 따라 변경 가능하다. 여기서, 설정된 값의 크기에 따라 변경 가능하다는 것은 상기 코드북의 코드워들에 대해 임의의 실수 배수로 변환하여 사용 가능한 것을 의미한다. 예를 들어, 상기 표에 도시된 코드북의 코드워드에 일률적으로 10을 곱한 값을 사용할 수도 있다.

또한, 상기 설정된 값의 범위에 따라 변경 가능하다는 것은 각각 ‘a0< Re < b0’‘c0 < Im <d0’범위(제1 범위)를 갖는 실수부와 허수부의 크기를 ‘a1< Re < b1’‘c2 < Im <d2’범위(제2 범위)를 갖는 실수부와 허부수로 매핑하여 사용가능한 것을 의미한다. 이 경우, 제1 범위에서 상기 표 1에 도시된 코드북의 코드워드들이 갖는 상관관계는 제2 범위로 매핑된 코드워드들에 대해서도 동일하게 유지된다.

뿐만 아니라, 본 발명의 실시예에 따른 코드북은 상기 코드북을 구성하는 각각의 코드워드를 실수값과 허수값에 대응되는 크기와 위상으로 표현될 수도 있다.

상기한 바와 같이, 본 발명의 코드북이 여러 실시 양태로 구현될 수 있다는 원리는 이하에서 기술되는 모든 코드북 및 상기 코드북의 모든 랭크에 대해서도 적용될 수 있다.

도 11은 본 발명의 실시예에 따른, 랭크-8 인 행렬 두 개(1110, 1120)를 나타낸 도면이다.

본 발명의 실시예에서, 랭크 1의 8 송신 빔 형성 코드북은 상관 안테나 배열을 위하여 최적으로 된다. 랭크 1의 8 송신 코드북의 기본 행렬은 V8(:,:,3)로 나타내고, 기본 행렬 V8(:,:,3)의 크기는 8x16이 된다. 기본 행렬 V8(:,:,3)의 j-번째 열 벡터는 아래 수학식 9와 같이 표현된다.

여기서, k = 1, 2, …, 16.

(k=1,...,16)의 집합의 하나의 예는 모든 빔들이 균등한 각 간격(uniform angular spacing)을 갖는 것이다. 특히, 각 섹터가 120° 의 각 간격을 가는 3-섹터 시스템에서,

(k=1,...,16)의 집합은 아래 수학식 10과 같이 주어진다.

수학식 10이 성립하려면, 기준각(즉, 0도 방향)이 안테나 배열의 위상 중심에 대응한다는 조건을 만족해야 한다.

도 12는 본 발명에 따른, 기본 행렬로부터 코드워드로 수행되는 맵핑을 보여주는 코드북(1200)의 2실시예를 나타낸 도면이다. 단순하게 설명하기 위하여, 해당 기본 행렬들의 열 인덱스들만을 코드북(1200)에 나타냈다.

코드북(1200)은 non-QPSK를 기반으로 하고, 네 개의 8x8 기본 행렬들로부터 구성된다. 이러한 코드북(1200)은 SP 안테나 구성소자와 함께 잘 동작하도록 설계되고, SU-MIMO 와 MU-MIMO를 지원하는 것을 목적으로 한다. 즉, 코드북(1200)은 비-상관 안테나 배열(SU-MIMO)과 상관 안테나 배열(MU-MIMO)이 최적으로 되도록 설계된다.

본 발명의 실시예들에서, 코드북(1200)은 3-비트 8 송신 코드북으로 구현된다. 본 발명의 실시예에서, 기본 행렬 V8(:,:,4)은 랭크1 송신 과정을 위하여 쓰이고, 기본 행렬 V8(:,:,2)은 2이상의 랭크를 갖는 송신 과정에 쓰인다.

본 발명의 다른 실시예에서, 랭크-1의 8 송신 빔 형성 코드북은 3-섹터 시스템에서 상관 안테나 배열을 위하여 최적으로 된다. 3-섹터 시스템에서, 각 섹터는 120°의 각 간격을 갖는다. 랭크-1의 8 송신 코드북의 기본 행렬은 V8(:,:,4)로 나타내고, 기본 행렬 V8(:,:,4)의 크기는 8x8이 된다. 기본 행렬 V8(:,:,4)의 j-번째 열 벡터는 아래 수학식 11와 같이 표현된다.

여기서, k = 1, 2, …, 8.

본 발명의 다른 실시예에서,

(k=1,...,8)은 모든 빔들이 균등한 각 간격(uniform angular spacing)을 갖는 집합으로서, 아래 수학식 12와 같이 표현된다.

수학식 11이 성립하려면, 기준각(즉, 0도 방향)이 안테나 배열의 위상 중심에 대응한다는 조건을 만족해야 한다.

코드북(1200)에 대하여, 각 랭크에 대하여 열에 있는 숫자는 행렬 V8(:,:,2) 와 V8(:,:,4)의 열 인덱스를 나타낸다.

도 13은 본 발명에 따른, 기본 행렬로부터 코드워드로 수행되는 맵핑을 보여주는 코드북(1300)의 3실시예를 나타낸 도면이다. 단순하게 설명하기 위하여, 해당 기본 행렬들의 열 인덱스들만을 코드북(1300)에 나타냈다.

코드북(1300)은 non-QPSK를 기반으로 하고, 여덟 개의 8x8 기본 행렬들로부터 구성된다. 이러한 코드북(1300)은 SP 안테나 구성소자들과 함께 잘 동작하도록 설계되고, SU-MIMO 와 MU-MIMO를 지원하는 것을 목적으로 한다. 즉, 코드북(1300)은 비-상관 안테나 배열(SU-MIMO)과 상관 안테나 배열(MU-MIMO)이 최적으로 되도록 설계된다.

본 발명의 실시예들에서, 코드북(1300)은 3-비트 8 송신 코드북으로 구현된다. 본 발명의 실시예에서, 기본 행렬 V8(:,:,4)은 랭크1 송신 과정을 위하여 쓰이고, 기본 행렬 V8(:,:,1)은 2이상의 랭크를 갖는 송신 과정에 쓰인다.

코드북(1300)에 대하여, 각 랭크에 대하여 열에 있는 숫자는 행렬 V8(:,:,1) 와 V8(:,:,4)의 열 인덱스를 나타낸다.

도 14는 본 발명에 따른, 기본 행렬로부터 코드워드로 수행되는 맵핑을 보여주는 코드북(1400)의 4실시예를 나타낸 도면이다. 단순하게 설명하기 위하여, 해당 기본 행렬들의 열 인덱스들만을 코드북(1400)에 나타냈다.

코드북(1400)은 non-QPSK를 기반으로 한다. 이러한 코드북(1400)은 SP 안테나 구성소자와 함께 잘 동작하도록 설계되고, SU-MIMO와 MU-MIMO를 지원하는 것을 목적으로 한다. 즉, 코드북(1400)은 비-상관 안테나 배열(SU-MIMO)과 상관 안테나 배열(MU-MIMO)이 최적으로 되도록 설계된다.

본 발명의 실시예들에서, 코드북(1400)은 3-비트 8 송신 코드북으로 구현된다. 본 발명의 실시예에서, 기본 행렬 V8(:,:,5)은 랭크1 송신 과정을 위하여 쓰이고, 기본 행렬 V8(:,:,2) 또는 V8(:,:,1)은 2이상의 랭크를 갖는 송신 과정에 쓰인다.

본 발명의 다른 실시예에서, 랭크-1의 8 송신 빔 형성 코드북(1400)은 3-섹터 시스템에서 상관 안테나 배열을 위하여 최적으로 된다. 3-섹터 시스템에서, 각 섹터는 120°의 각 간격을 갖는다.

(k=1,...,8)의 집합의 하나의 예는 모든 빔들이 균등한 각 간격(uniform angular spacing)을 갖는 집합으로서, 아래 수학식 13와 같이 표현된다.

여기서, k = 1, 2, …, 8.

D는 선형 안테나 배열에서 두 개의 안테나 요소들 사이에 최소 안테나 간격을 나타내고, 파장의 수로서 표현된다.

(k=1,...,8)의 집합의 하나의 예는 모든 빔들이 균등한 각 간격(uniform angular spacing)을 갖는 집합으로서, 아래 수학식 14와 같이 표현된다.

수학식 14가 성립하려면, 기준각(즉, 0도 방향)이 안테나 배열의 위상 중심에 대응한다는 조건을 만족해야 한다.

코드북(1400)에 대하여, 각 랭크에 대하여 열에 있는 숫자는 행렬 V8(:,:,1), V8(:,:,2) 및 V8(:,:,5)의 열 인덱스를 나타낸다.

본 발명의 실시예들에서, 코드북들(1200, 1300, 1400)은 3-비트 코드북으로 구현되고, SP 안테나 구성요소들과 잘 동작하도록 설계된다. 이러한 코드북들은 SU-MIMO 와 MU-MIMO 동작을 지원하는 것을 목적으로 한다. 즉, 코드북들(1200, 1300, 1400)은 비-상관 안테나 배열(SU-MIMO)과 상관 안테나 배열(MU-MIMO)이 최적으로 되도록 설계된다.

본 발명의 실시예에서, 코드북 하부집합 제한 규칙(codebook subset restriction rule)은 상기 세 개의 코드북들을 위하여 사용된다. 본 발명의 실시예에서, 이러한 코드북들의 코드워드(CW) 크기는 16이다. 이는 16개의 코드워드를 송신하는데 4 비트가 필요하다는 의미이다. 또한 세 개의 코드북들의 하부집합이 사용된다. 본 발명의 실시예에서, 8 개의 코드워드를 송신하기 위하여 3 비트가 있어야 한다. 코드북 하부집합 제한 규칙을 사용하면, SU-MIMO와 MU-MIMO은 최적으로 동작한다. 즉, 랭크-1의 송신 과정에서, 기본 행렬 W4 또는 W5는 MU-MIMO 동작을 위하여 상관 배열을 최적으로 하기 위하여 사용된다. 반면에 기본 행렬 W2 또는 W1은 2이상의 랭크를 갖는 송신 과정을 위하여 사용되고, 이는 SU-MIMO 동작을 위하여 비-상관 안테나 배열을 최적으로 한다.

기본 행렬들 V8(:,:,1), V8(:,:,2), V8(:,:,4), 및 V8(:,:,5)의 열 벡터들의 수는 8이고, 이는 8 개의 열 벡터들을 나타내기 위하여 3비트만을 필요로 한다는 의미이다. 코드북 하부집합 제한 규칙이 폐-루프 SU-MIMO 와 MU-MIMO 동작에 사용되기 때문에, 이동국 또는 사용자 단말기(user terminal)는 서비스를 제공하는 기지국들에게 채널 품질 인덱스(CQI)를 통보한다. 통보된 CQI에는 코드북의 랭크와 통보된 랭크에 대한 코드워드 인덱스(즉, 프리코더 행렬 인덱스(PMI) 또는 프리코더 벡터 인덱스(PVI))를 포함한다.

도 15는 본 발명에 따른, 기본 행렬로부터 코드워드로 수행되는 맵핑을 보여주는 코드북(1500)의 5실시예를 나타낸 도면이다. 단순하게 설명하기 위하여, 해당 기본 행렬들의 열 인덱스들만을 코드북(1500)에 나타냈다.

코드북(1500)은 SP 안테나 구성소자와 함께 잘 동작하도록 설계되고, 기본 행렬들(즉, 두 개의 기본행렬)의 최소한의 개수를 갖는 것을 목적으로 한다. 두 개의 기본행렬의 엔트리는 아래 수학식 15와 수학식 16으로 주어진다.

도 15에 나타낸 것과 같이, 코드북(1500)은 QPSK 알파벳으로만 구성되고, 코드워드들은 두 개의 8x8 유니타리 기본행렬로부터 추출된다. 기본 행렬들은 2-단 복소 하다마드 변환을 사용하여 설계된다. CQI를 계산하기 위하여, 코드북(1500)은 랭크-1의 프리코더

에 대하여

를 연산한다.

는 채널 행렬을 나타낸다. 다른 랭크에 대해서는, 이전에 연산한 값들이 다시 사용된다.

코드북(1500)에 대하여, 각 랭크에 대한 열에 있는 숫자는 행렬

과

의 열 인덱스를 나타낸다.

도 16은 본 발명의 실시예에 따른 기지국에서 MU-MIMO가 사용될 때, 도 10A와 도 10B에 나타낸 코드북(1000)을 이용하는 시스템의 성능을 나타낸 그래프(1600)이다.

도 16은 기지국이 MU-MIMO 방법을 이용하여 다중 이동국들과 통신할 때 기지국의 시스템 효율을 보여준다. 시스템 효율은 기지국 마다 평균 처리량을 의미한다. 본 발명의 실시예에서, 8 송신 안테나 배열은 기지국에서 사용되고 2 수신 안테나 배열은 사용자 단말기에서 사용된다고 가정한다. 곡선(1610)은 코드북(1000)을 사용할 때의 시스템 효율을 나타낸다. 곡선(1620)은 종래의 방법을 사용할 때의 시스템 효율을 나타낸다. 도 16에 나타낸 것과 같이, 본 발명에 따른 방법은 종래의 방법에 비하여 그 이득의 크기가 더 크다.

도 17은 본 발명에 따른 기지국 동작 방법(1700)을 나타내는 순서도이다.

도 17에 나타낸 것과 같이, 기지국은 본 발명에 따른 코드북들 중에서 어느 하나의 코드북으로부터 코드워드를 선택한다(1710). 예를 들어, 기지국은 코드북(1000, 1200, 1300, 1400, 또는 1500)으로부터 코드워드를 선택할 수 있다. 기지국은 선택된 코드워드를 통해서 데이터를 프리코딩하고(1720), 그 선택된 코드워드를 이용하여 프리코딩된 데이터를 송신한다(1730). 그 다음에 기지국은 송신된 데이터와 관련된 CQI 정보를 수신하여(1740), 그 수신된 CQI정보에 대하여 적어도 부분적으로 데이터 송신 과정을 수행하기 위하여 그 선택된 코드워드가 사용될지 여부를 결정한다(1750). 기지국이 그 선택된 코드워드를 사용하려고 결정하면, 기지국은 선택된 코드워드를 사용하여 계속해서 통신과정을 수행한다(1760). 반면에 기지국이 그 선택된 코드워드를 사용하지 않겠다고 결정하면, 기지국은 코드북으로부터 다른 코드워드를 선택한다(1710).

본 발명의 다른 실시예에서, 기지국은 수신된 CQI 정보와 미리 결정된 값을 비교함으로써 추가로 데이터 송신과정을 위하여 선택된 코드워드가 사용될 지 여부를 결정할 수 있도록 구현될 수 있다. 수신된 CQI 정보가 미리 결정된 값 이상이면, 기지국은 추가로 데이터 송신과정을 위하여 선택된 코드워드를 사용한다. 반면에, 수신된 CQI 정보가 미리 결정된 값 보다 작으면, 기지국은 추가로 데이터 송신과정을 위하여 선택된 코드워드를 사용하지 않은 대신에 코드북으로부터 다른 코드워드를 선택한다. 본 발명의 다른 실시예에서, 기지국은 코드북에 있는 모든 코드워드들을 사용하여 데이터를 송신하고 가장 높은 CQI의 정보와 연관된 코드워드를 선택하도록 구현될 수 있다.

도 18은 본 발명에 따른 이동국 또는 가입국 동작 방법(1800)을 나타내는 순서도이다.

도 18에 나타낸 것과 같이, 가입국은 본 발명에 따른 코드북으로부터 선택된 코드워드를 사용하여 프리코딩된 데이터를 수신한다(1810). 예를 들어, 코드워드는 코드북(1000, 1200, 1300, 1400, 또는 1500)으로부터 선택될 수 있다. 가입국은 프리코딩된 데이터와 관계된 CQI 정보를 송신한다(1820). 그 다음에 가입국은 선택된 코드워드를 사용하여 통신과정을 유지한다(1830).

비록 본 발명에 따른 코드북들은 3-비트 또는 4-비트 코드북들을 기준으로 설명하였지만, 본 발명의 범위와 사상을 벗어나지 않은 한, 본 발명의 코드북들은 더 큰 크기의 코드북들로도 구현될 수 있음을 잘 알 것이다. 마찬가지로, 비록 본 발명에 따른 코드북들은 빔을 형성하는 8 송신 안테나를 기준으로 설명하였지만, 본 발명의 범위와 사상을 벗어나지 않은 한, 본 발명의 코드북들은 8개 이상의 송신 안테나들을 사용하는, 빔 형성 방법으로도 확장될 수 있음을 잘 알 것이다.

본 발명은 실시예를 통해서 설명했지만, 그로부터 다양한 변경예들과 변형예들이 있을 수 있음을 당업자는 잘 알 수 있을 것이다. 이러한 변경예들과 변형예들도 첨부된 특허청구범위의 범위에 포함된다.

Claims

무선 통신 시스템에서 복수의 안테나 배열(antenna array)을 가지는 기지국에 있어서,
코드북;
상기 코드북으로부터 코드워드를 선택하고, 상기 선택된 코드워드를 이용하여 데이터를 코딩하는 처리기; 및
상기 코딩된 데이터를 전송하는 송신기를 포함하며,
상기 코드북의 코드워드는 아래의 표 2에서 도시되는 값에 기반하는 것을 특징으로 하는 기지국.
[표 2]

여기서 상기 표 2의 각 행은 코드북 행렬 인덱스(codebook matrix index)이며, 각 열(c1 내지 c2)은 상기 복수의 안테나 배열에서의 안테나를 의미함.
제1항에 있어서,
상기 표 2의 값은 아래의 수학식 17에 기초하여 획득되는 것을 특징으로 하는 기지국.
[수학식 17]

여기서, k=1, 2, 3, …, 16 이며, 상기 k는 코드북 행렬 인덱스를 의미함.
제2항에 있어서,
상기
는 아래의 수학식 18에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 기지국.
[수학식 18]

여기서, 여기서, k=1, 2, 3, …, 16 이며, 상기 k는 코드북 행렬 인덱스를 의미함.
제1항에 있어서,
상기 코드북은 4 비트 코드북인 것을 특징으로 하는 기지국.
제1항에 있어서,
상기 표 2는 각 코드북 행렬 인덱스에 대한 복수의 안테나 배열의 제2 내지 제8 안테나에 대한 실수 값 및 허수 값을 포함하는 것을 특징으로 하는 기지국.
무선 통신 시스템에서 복수의 안테나 배열을 가지는 기지국에 있어서,
코드북;
상기 코드북으로부터 코드워드를 선택하고, 상기 선택된 코드워드를 이용하여 데이터를 코딩하는 처리기; 및
상기 코딩된 데이터를 전송하는 송신기를 포함하며,
상기 코드북의 코드워드는 아래의 수학식 19에 기반한 것을 특징으로 하는 기지국.
[수학식 19]

여기서, k= 1, 2, 3, …, 16 임.
제6항에 있어서,
상기
는 아래의 수학식 20에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 기지국.
[수학식 20]

여기서, k= 1, 2, 3, …, 16 임.
제6항에 있어서,
상기 코드북은 4 비트 코드북인 것을 특징으로 하는 기지국.
제6항에 있어서,
상기 코드북의 코드워드는 상기 복수의 안테나 배열 중 하나 이상의 안테나에 대한 실수부(real component) 및 허수부(imaginary component)를 설명하는 것을 특징으로 하는 기지국.
무선통신 시스템에서 복수의 안테나 배열을 가지는 기지국의 데이터 코딩 방법에 있어서,
코드북으로부터 코드워드를 선택하는 단계;
상기 선택된 코드워드를 이용하여 데이터를 코딩하는 단계; 및
상기 코딩된 데이터를 전송하는 단계를 포함하며,
상기 코드북의 코드워드는 아래의 표 3에서 도시되는 값에 기반하는 것을 특징으로 하는 데이터 코딩 방법
[표 3]

여기서 상기 표 3의 각 행은 코드북 행렬 인덱스(codebook matrix index)이며, 각 열(c1 내지 c2)은 상기 복수의 안테나 배열에서의 안테나를 의미함.
제10항에 있어서,
상기 표 3의 값은 아래의 수학식 21에 기초하여 획득되는 것을 특징으로 하는 데이터 코딩 방법.
[수학식 21]

여기서, k=1, 2, 3, …, 16 이며, 상기 k는 코드북 행렬 인덱스를 의미함.
제11항에 있어서,
상기
는 아래의 수학식 22에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 데이터 코딩 방법.
[수학식 22]

여기서, 여기서, k=1, 2, 3, …, 16 이며, 상기 k는 코드북 행렬 인덱스를 의미함.
제12항에 있어서,
상기 코드북은 4비트 코드북인 것을 특징으로 하는 데이터 코딩 방법.
제13항에 있어서,
상기 표 3은 각 코드북 행렬 인덱스에 대한 복수의 안테나 배열의 제2 내지 제8 안테나에 대한 실수 값 및 허수 값을 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 코딩 방법.
무선통신 시스템에서 복수의 안테나 배열을 가지는 기지국의 데이터 코딩 방법에 있어서,
코드북으로부터 코드워드를 선택하는 단계;
상기 선택된 코드워드를 이용하여 데이터를 코딩하는 단계; 및
상기 코딩된 데이터를 전송하는 단계를 포함하며,
상기 코드북의 코드워드는 아래의 수학식 23에 기반한 것을 특징으로 하는 데이터 코딩 방법.
[수학식 23]

여기서, k= 1, 2, 3, …, 6 임
제15항에 있어서,
상기
는 아래의 수학식 24에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 데이터 코딩 방법.
[수학식 24]

여기서, 여기서, k=1, 2, 3, …, 16 이며, 상기 k는 코드북 행렬 인덱스를 의미함.
제15항에 있어서,
상기 코드북은 4 비트 코드북인 것을 특징으로 하는 데이터 코딩 방법.
제15항에 있어서,
상기 코드북의 코드워드는 복수의 안테나 배열 중 하나 이상의 안테나에 대한 실수부(real component) 및 허수부(imaginary component)를 설명하는 것을 특징으로 하는 데이터 코딩 방법.
이동통신 시스템에서 복수의 안테나 배열을 구비하는 기지국의 데이터 코딩을 위해 컴퓨터 판독 가능 매체에 저장된 데이터 구조에 있어서,
코드북으로부터 코드워드를 선택하고, 상기 선택된 코드워드를 이용하여 데이터를 코딩하기 위한 상기 코드북을 포함하며,
상기 코드북의 코드워드는 아래의 표 4에서 도시되는 값에 기반하는 것을 특징으로 하는 데이터 구조.
[표 4]

여기서 상기 표 4의 각 행은 코드북 행렬 인덱스(codebook matrix index)이며, 각 열(c1 내지 c2)은 상기 복수의 안테나 배열에서의 안테나를 의미함.
제19항에 있어서,
상기 표 4의 값은 아래의 수학식 25에 기초하여 획득되는 것을 특징으로 하는 데이터 구조.
[수학식 25]

여기서, k=1, 2, 3, …, 16 이며, 상기 k는 코드북 행렬 인덱스를 의미함.
제20항에 있어서,
상기
는 아래의 수학식 26에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 데이터 구조.
[수학식 26]

여기서, 여기서, k=1, 2, 3, …, 16 이며, 상기 k는 코드북 행렬 인덱스를 의미함.
제19항에 있어서,
상기 코드북은 4 비트 코드북인 것을 특징으로 하는 데이터 구조.
제19항에 있어서,
상기 표 4는 각 코드북 행렬 인덱스에 대한 복수의 안테나 배열의 제2 내지 제8 안테나에 대한 실수 값 및 허수 값을 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 구조.