KR102079629B1

KR102079629B1 - 무선 통신 시스템에서 하이브리드 빔포밍의 복잡도 개선을 위한 방법 및 장치

Info

Publication number: KR102079629B1
Application number: KR1020130049654A
Authority: KR
Inventors: 김태영; 김찬홍; 설지윤
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2013-05-02
Filing date: 2013-05-02
Publication date: 2020-02-21
Also published as: EP2992618A1; US9300383B2; EP2992618A4; KR20140130979A; US20140355707A1; WO2014178687A1

Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템에서 하이브리드 빔포밍을 위한 복잡도를 개선하는 방법에 있어서, 송신기가 구비한 송신 안테나들 각각의 송신빔 별 매핑 가능한 모든 수신빔들과의 제1조합들을 기반으로 미리 결정된 수의 후보 송신빔들을 선택하고, 상기 후보 송신빔들을 기반으로 생성된 제2조합들 중 최적의 제2조합을 선택하는 과정 및 상기 최적의 제2조합을 통해서 수신된 신호의 신호대 잡음비를 이용하여 디지털 프리코더를 선택하는 과정을 포함한다.

Description

무선 통신 시스템에서 하이브리드 빔포밍의 복잡도 개선을 위한 방법 및 장치{A METHOD AND APPARATUS FOR IMPROVING COMPLEXITY OF HYBRID BEAM FORMING IN A RADIO COMMUNICATION SYSTEM}

본 발명은 무선 통신 시스템에서 하이브리드 빔포밍을 위한 복잡도를 개선하는 방법 및 장치에 관한 것이다.

무선 통신 시스템은 계속적으로 증가하는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해 보다 높은 데이터 전송률을 지원하기 위한 방향으로 발전하여 왔다. 현재까지의 무선 통신 시스템은 데이터 전송률 증가를 위해 주로 주파수 효율성(spectral efficiency)을 개선하는 방향으로 기술 개발을 추구하였으나, 이러한 주파수 효율성 개선 기술 만으로는 폭증하는 무선 데이터 트래픽 수요를 만족시키기 어렵게 되었다.

이러한 문제점을 해결하기 위해서는 매우 넓은 주파수 대역을 사용하는 방안을 고려할 수 있다. 그러나, 현재 이동 통신 셀룰라 시스템에서 사용하고 있는 주파수 대역(<5GHz)에서는 더 이상 넓은 주파수 대역을 확보하기가 현실적으로 거의 어려운 상황이다. 따라서 현재 주파수 대역 보다 더 높은 주파수 대역에서 광대역 주파수를 확보되어야 한다.

하지만, 무선 통신을 위한 전송 주파수가 높아질수록 전파 경로 손실은 증가하는 단점이 있다. 이로 인하여 전파 도달거리는 상대적으로 짧아져 서비스 영역(coverage)의 감소를 초래하게 된다. 이러한 전파 경로 손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위한 중요 기술 중 하나로 빔포밍(beam forming) 기술이 제안되었다.

이러한 빔포밍 기술 중 하나인 아날로그 빔포밍 방식은, 송신측에서 사용되는 송신 빔포밍은 다수의 안테나들을 이용하여 각 안테나로부터 송신되는 신호를 특정한 방향으로 집중시키는 방법이다. 이를 위해서 다수의 요소 안테나(antenna element)들이 집합된 형태인 배열 안테나(array antenna)가 사용된다. 이러한 송신 빔포밍을 사용하면 신호의 전파 도달 거리를 증가시킬 수 있고, 해당 방향 이외의 다른 방향으로는 신호가 거의 전송되지 않기 때문에 다른 사용자에게 미치는 간섭이 매우 줄어들게 되는 장점이 있다. 마찬가지로, 수신 측에서도 수신 배열 안테나를 이용하여 수신 빔포밍을 수행할 수 있는데, 이 또한 전파의 수신을 특정 방향으로 집중시켜 해당 방향으로 들어오는 수신 신호 감도를 증가시키고 해당 방향 이외의 방향으로 들어오는 신호를 수신 신호에서 배제함으로써 간섭 신호를 차단할 수 있다.

한편, 전송 주파수가 높아질수록 전파의 파장은 짧아지므로, 일 예로, 반 파장 간격으로 안테나를 구성하는 경우, 동일한 면적 내에 더 많은 요소 안테나들로 배열 안테나를 구성할 수 있다. 따라서, 고주파수 대역에서 동작하는 통신 시스템은 낮은 주파수 대역에서 빔포밍 기술을 사용하는 것에 비해 상대적으로 더 높은 안테나 이득을 얻을 수 있으므로 빔포밍 기술을 적용하기에 유리하다.

이러한 빔포밍 기술에 있어서, 보다 높은 안테나 이득을 얻기 위하여 아날로그 빔포밍 기술 적용과 더불어 기존 다중 안테나 시스템에서의 높은 데이터 전송률 효과를 얻기 위해 사용하는 디지털 프리코딩(Precoding)을 접목한 하이브리드 빔포밍(Hybrid beamforming)이 사용된다. 이 경우, 아날로그 빔포밍을 통하여 빔을 형성하고 하나 이상의 아날로그 빔들을 형성하였을 때에 기저 대역에서 기존 다중 안테나에서 적용된 것과 유사한 디지털 프리코딩을 적용하여 전송함으로써 보다 신뢰도 높은 신호를 수신하거나 보다 높은 시스템 용량을 기대할 수 있다. 이러한 하이브리드 빔포밍은 아날로그 빔포밍과 디지털 프리코딩 중 하나를 사용하는 경우에 비해 고성능을 갖는 반면, 구현 복잡도가 높아지는 문제점이 있었다.

본 발명은 무선 통신 시스템에서 하이브리드 빔포밍 적용 시 복잡도를 감소시키는 방법 및 장치를 제안한다.

이에 따라 본 발명은 고성능/저복잡도의 아날로그 빔 선택 및 디지털 프리코더(Precoder) 결정 방법을 제안한다.

본 발명의 실시 예에 따른 방법은 무선 통신 시스템에서 하이브리드 빔포밍을 위한 복잡도를 개선하는 방법에 있어서, 송신기가 구비한 송신 안테나들 각각의 송신빔 별 매핑 가능한 모든 수신빔들과의 제1조합들을 기반으로 미리 결정된 수의 후보 송신빔들을 선택하고, 상기 후보 송신빔들을 기반으로 생성된 제2조합들 중 최적의 제2조합을 선택하는 과정 및 상기 최적의 제2조합을 통해서 수신된 신호의 신호대 잡음비를 이용하여 디지털 프리코더를 선택하는 과정을 포함한다.

본 발명의 실시 예에 따른 장치는 무선 통신 시스템에서 하이브리드 빔포밍을 위한 복잡도를 개선한 장치에 있어서, 송신기가 구비한 송신 안테나들 각각의 송신빔 별 매핑 가능한 모든 수신빔들과의 제1조합들을 기반으로 미리 결정된 수의 후보 송신빔들을 선택하고, 상기 후보 송신빔들을 기반으로 생성된 제2조합들 중 최적의 제2조합을 선택하고, 상기 최적의 제2조합을 통해서 수신된 신호의 신호대 잡음비를 이용하여 디지털 프리코더를 선택하는 제어부를 포함한다.

본 발명의 실시 예에 따른 하이브리드 빔포밍을 적용할 경우, 2단계의 송수신빔 조합을 구성하여 비교하는 동작을 수행함으로써, 별도의 디지털 프리코더를 결정하기 위한 비교 동작을 수행하지 않게 되어 복잡도가 감소하게 되면서도, 빔포밍 성능은 유지할 수 있는 효과가 있다.

도 1은 일반적인 하이브리드 빔포밍이 적용된 무선 통신 시스템의 구성도의 일 예를 도시한 도면,
도 2는 일반적인 Joint 하이브리드 빔포밍 알고리즘에 대한 동작 흐름도,
도 3은 일반적인 Separate 하이브리드 빔포밍 알고리즘의 동작 흐름도,
도 4는 Joint 하이브리드 빔포밍 알고리즘 및Separate 하이브리드 빔포밍 알고리즘의 성능 비교표,
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 하이브리드 빔포밍 알고리즘의 전반적인 동작 흐름도,
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 수신기의 구성도의 일 예,
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 하이브리드 빔포밍 알고리즘의 성능 비교표.

이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시 예에 대한 동작 원리를 상세히 설명한다. 도면상에 표시된 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 참조번호로 나타내었으며, 다음에서 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.

이하, 본 발명은 밀리미터파 주파수 대역을 사용하는 통신 시스템을 일 예로서 설명한다. 그러나, 본 발명은 밀리미터파 주파수 대역을 사용하는 통신 시스템 이외의 통신 시스템들에서도 적용 가능하다.

도 1은 일반적인 하이브리드 빔포밍이 적용된 송신기의 구성도의 일 예를 도시한 도면이다.

도 1을 참조하면, 송신기(100)는 크게 디지털 빔포밍부(110)와 아날로그 빔포밍부(120)로 구성되며, 상기 디지털 빔포밍부(110)와 상기 아날로그 빔포밍부(120)는 N_T개의 배열 안테나들 각각에 대응하는 무선 체인(chain)으로 연결된다. 상기 디지털 빔포밍부(110)는 일 예로, MIMO(Multiple Input Multiple Output) 엔코더(112)와, 기저 대역 프리코더(base band precoder, 114)를 포함한다. 그리고, N_T개의 배열 안테나들 각각에 대응하는 무선 체인은 일 예로, IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 블록과, 병/직렬(P/S: Parallel/series) 변환부 및 DAC(Digital Analog Converter)를 포함한다. 상기 아날로그 빔포밍부(120)는 일 예로, 믹서와, 해당 배열 안테나에서 가로측에 위치한 요소 안테나 별로 연결되는 PA(Power Amplifier)를 포함한다.

상기 N_T개의 배열 안테나들 각각은

개의 요소 안테나들을 통해서 빔포밍을 적용하여 데이터를 전송한다. 각 배열 안테나는 상기 송신기(100)의 서비스 영역 내의 전 방향으로 아날로그 빔을 형성할 수 있으며, 아날로그 빔 방향은 사전에 미리 결정된다. 이에 따라 상기 송신기(100)는 상기 배열 안테나들 각각의 요소 안테나 별로 미리 결정된 아날로그 빔들이 적용된 채널 측정 기준 신호들을 상기 서비스 영역 내 위치한 모든 단말들에게 전송한다. 그러면, 상기 모든 단말들은 수신한 채널 측정 기준 신호들을 기반으로 자신에게 적합한 아날로그 빔을 선택할 수 있다.

도 1에 도시한 바와 같은 하이브리드 빔포밍이 적용되는 송신기의 구조에서는 다수개의 배열 안테나들을 이용하여 다수개의 아날로그 빔들을 형성할 수 있으므로, 배열 안테나 별로 최적의 아날로그 빔을 선택해야 한다. 그리고, 다수개의 아날로그 빔들 외에도 다수개의 배열 안테나들을 사용하므로, 상기 기저대역 프리코더(114)를 통해서 베이스 밴드에서 디지털 프리코딩을 적용할 수 있다. 이때, 상기 배열 안테나들의 총 수에 대응하는 N_T 차원의 디지털 코드북(digital codebook) 중에서 선호하는 프리코딩 벡터를 결정해야 한다. 이를 위하여, 해당 단말은 채널 환경 및 사용 조건에 따라 적합한 아날로그 송/수신 빔 및 디지털 프리코딩 벡터를 기지국으로부터 전송되는 채널 측정 기준 신호를 이용하여 선택 및 결정한다. 본 발명은 공간 다이버시티(Spatial diversity) 이득 개선을 목표로 하기 때문에, 이하, 본 발명의 실시 예에서는 한 명의 사용자, 하나의 데이터 스트림 전송을 가정하여 설명하기로 한다. 이에 따라, 도 1의 송신기(100)에 따른 하이브리드 빔포밍이 적용된 기준 신호가 해당 단말에 의해서 수신된 경우를 가정하자. 그러면, 상기 단말이 수신한 수신 신호 y는 하기 <수학식 1>과 같이 나타내어질 수 있다.

여기서, H는

크기의 채널 행렬을 나타내고, W, V는 각각 도1의 송신기에 따른

크기의 송신 아날로그 빔포밍 행렬 및

크기의 수신 아날로그 빔포밍 행렬을 나타낸다. 이때, N_R과

각각은 상기 단말 즉, 수신기가 구비한 배열 안테나의 총 수와, 해당 배열 안테나의 요소 안테나의 수를 나타낸다. 그리고, p_i 는 N_T개 배열 안테나들을 통해서 송신되는 신호에 적용되는 디지털 프리코딩 벡터를 나타내고, 미리 결정된 디지털 코드북을 구성하는 벡터들 중에서 i 번째 벡터를 의미한다. s는 송신되는 데이터 심볼을 의미하며, n은 잡음 신호를 나타낸다.

는 transpose 행렬 연산을 의미한다.

한편, 상기 송신 아날로그 빔포밍 행렬 W 및 수신 안날로그 빔포밍 행렬 V 각각은 하기 <수학식 2> 및 <수학식 3>과 같이 나타내어진다.

여기서, diag{...}함수는 함수 내 주어진 벡터/행렬들을 대각 행렬로 배열시켜 대각 행렬을 생성하는 함수이다.

와

는 각각 송신기와 수신기 각각에서 선호하는 아날로그 빔 방향을 의미하며, N_T와 N_R은 각각 송신기와 수신기 각각의 무선 체인의 개수이며, 상기 송신기 및 수신기 각각에 따라 가능한 개수가 상이할 수 있다. 예를 들어, 송신기의 경우 크기를 고려할 때 상대적으로 많은 수의 디지털 체인들을 구비하여 빔포밍 시스템을 구성한다. 반면, 수신기는 송신기의 크기에 비해 상대적으로 작은 크기를 갖으므로, 이를 고려하여 상대적으로 적은 수 혹은 하나의 디지털 체인만을 고려하여 빔포밍 시스템을 구성할 수도 있다. 설명의 편의상, 상기 <수학식 2> 및 <수학식 3>에서는 N_T개의 아날로그 송신 빔들을 통해서 데이터를 전송하며, N_R개의 아날로그 수신 빔들을 이용하여 수신하는 경우를 일 예로 가정한다. 이를 위하여, 송신기의 안테나 및 수신기의 안테나 별로 최적의 송신빔 및 수신빔이 사전에 결정되어야 한다.

상기 <수학식 2>에서

는 steering vector를 나타낸다. 이는 특정 방향(

)으로 송수신 신호를 집중할 수 있도록 빔을 형성시켜주는 아날로그 빔포밍 벡터이며, 사용하는 배열 안테나 전송 방식 혹은 구조에 따라서 다르게 정의될 수 있다. 일 예로, 선형 배열 안테나(Linear Array Antenna)를 사용하는 경우를 가정하면, 하기 <수학식 4>와 같이 steering vector,

를 정의할 수 있다.

여기서,

는 사용하는 중심 주파수에 해당하는 파장을 나타내며, d는 인접한 요소 안테나들 사이의 거리를 나타낸다. N은 아날로그 빔포밍을 위해 사용되는 요소 안테나들의 총 수를 나타낸다. 즉, 상기 <수학식 2>와 <수학식3>의 경우 N 값은 각각

,

으로 설정되며, 해당 요소 안테나 개수들을 이용하여 송수신 아날로그 빔을 형성한다.

일반적으로, 송신기와 수신기 간의 하이브리드 빔포밍을 적용하기 위해서는, 송신기와 수신기 간 채널 환경에 적합한 최적의 아날로그 송수신 빔 및 디지털 프리코딩 벡터를 선택하는 과정이 수반된다. 구체적으로, 도 1에 도시한 바와 같이 송신기가 다수개의 배열 안테나들 및 그로 인한 다수의 빔들을 구비하고, 수신기 역시 동일한 구조일 경우를 가정하자. 그러면, 모든 배열 안테나 별 아날로그 송신빔 각각에 대해 최적의 수신빔을 선택해야 한다. 이를 위해 상기 <수학식 1>의 V^THW를 하기 <수학식 5>와 같이 가상 채널 행렬 G로 변경할 수 있다.

여기서,

은 아날로그 송신 빔들 중에서 선호하는 빔 방향들을 나타내며,

은 아날로그 수신 빔들 중에서 선호하는 빔 방향들을 나타낸다. 즉, 아날로그 송수신 빔들 중 선호하는 송수신 빔을 선택하는 방법에 따라 가상 채널 행렬 G의 특성이 조절 가능하다. 그러므로, 가상 채널 행렬 G는 선택된 아날로그 송수신 빔들의 조합인

,

의 함수로 표현될 수 있고, 적절한 송수신 아날로그 빔들을 선택하여 G를 생성함으로써, 시스템 용량을 극대화할 수 있게 된다.

상기 <수학식 1>에서와 같이 전송되는 데이터 심볼 s는 p_i로 디지털 프리코딩된 후에 가상 채널 행렬 G를 통해 수신기에 전달된다. 이때, 디지털 프리코딩 벡터는 일 예로,

와 같이 정의된다. p_i는 해당 시스템에서 사용하는 디지털 코드북의 i번째 열 벡터를 나타내며, 해당 수신기가 미리 설계한 디지털 코드북에 따라서 적용되는 프리코딩 벡터들이 변경될 수 있다. 일 예로, 본 발명의 실시 예에서 사용하는 코드북은 DFT(Discrete Fourier Transform) 기반의Constant Modulo 즉, 안테나 별 일정한 진폭 크기를 갖는 코드북이라 가정하자. 이에 따라, 프리코딩 벡터 내의 요소 값을 하기 <수학식 6>과 같이 정의할 수 있다.

그리고, 상기 <수학식 5> 및 <수학식 6>을 이용하여 상기 <수학식 1>은 하기 <수학식 7>과 같이 정리된다.

여기서,

이며,

로 가정할 때, 수신 신호의 신호대 잡음비(SNR: Signal to Noise Ratio) 혹은 성능(Capacity)이 하기 <수학식 8>과 같이 계산된다.

결과적으로, 하이브리드 빔포밍을 수행하기 위해서는, 상기 <수학식 9>를 만족하는 즉, SNR의 최대값 혹은 Capacity의 최대값을 만족하는 아날로그 송수신 빔들 및 디지털 프리코딩 벡터를 결정해야 한다.

구체적으로, 본 발명의 실시 예에서는 상기 <수학식 8>을 만족하는 SNR 혹은 Capacity의 최대값을 만족하는 아날로그 송수신 빔들 및 디지털 프리코딩 벡터를 결정하는 2가지 하이브리드 빔포밍 알고리즘을 고려할 수 있다. 여기서는, 아날로그 송수신 빔들 및 디지털 프리코딩 벡터를 결정하는 메트릭(metric)의 일 예로서, SNR 혹은 Capacity의 최대값을 예로 들어 설명하였다. 그러나, 본 발명의 실시 예에서는 상기 메트릭으로 SNR 혹은 Capacity의 최대값 이외에 Sum-rate capacity 등을 더 고려할 수 있다.

먼저, joint 하이브리드 빔포밍 알고리즘에서는, 송신기가 구비한 모든 아날로그 송신 빔 및 수신기가 구비한 모든 아날로그 수신 빔 그리고, 모든 디지털 프리코딩 벡터로 가능한 모든 조합들 각각에 대한 SNR(혹은Capacity)을 계산함으로써, SNR(혹은 Capacity) 의 최대값을 만족하는 조합을 결정한다.

도 2는 일반적인 Joint 하이브리드 빔포밍 알고리즘에 대한 동작 흐름도이다.

도 2를 참조하면, 200단계에서 수신기는 송신기의 모든 아날로그 송신빔과, 자신이 구비한 모든 아날로그 수신빔 및 미리 설정된 모든 디지털 프리코딩 벡터들을 확인한다. 예를 들어, 송신기가 N_T개의 송신 배열 안테나를 구비한 경우, 각 송신 배열 안테나 별 M_T개의 아날로그 송신 빔과, 상기 수신기가 N_R개의 수신 배열 안테나를 구비한 경우, 각 수신 배열 안테나 별 M_R개의 수신 아날로그 빔, 및 총 K_CB개의 디지털 프리코딩 벡터들이 설정된 경우를 가정하자. 이때, 상기 수신기는 송신 배열 안테나 및 아날로그 송신빔에 대한 정보는 송신기의 제어 정보로부터 미리 획득한 상태임을 가정하자. 그러면, 205단계에서 상기 수신기는 상기 확인된 모든 아날로그 송수신 빔 및 디지털 프리코딩 벡터들의 총 수에 따라 하나의 아날로그 송/수신빔과 디지털 프리코딩 벡터로 구성되는 가능한 모든 조합들을 생성한다. 이 경우, 상기 예에 따라 모든 조합의 총 수는

이다. 그리고, 210단계에서 상기 수신기는 상기 모든 조합들 각각에 대해 수신되는 채널 측정 기준 신호를 이용하여 상기 <수학식 8>에 따른 SNR(혹은 Capacity)을 계산하고 저장한다. 그리고, 모든 조합들 각각에 대한 SNR(혹은 Capacity)이 계산됨을 확인하면, 215단계에서 상기 수신기는 저장된 SNR(혹은 Capacity)들 중 최대값을 확인하고, 상기 최대값을 갖는 조합을 선택한다.

도 2에 도시한 바와 같은 Joint 하이브리드 빔포밍 알고리즘은 가능한 모든 조합에 대해 SNR(혹은 Capacity)을 계산하고, 이를 기반으로 SNR(혹은 Capacity)의 최대값을 갖는 조합을 선택하는 과정을 통해서 계산 복잡도가 매우 높다. 그러나, 상기 Joint 하이브리드 빔포밍 알고리즘에 따라 선택된 조합을 이용할 경우, 가능한 모든 조합을 고려하였으므로, 매우 높은 성능을 가져온다.

다음으로, Separate 하이브리드 빔포밍 알고리즘은 상기 Joint 하이브리드 빔포밍 알고리즘에 비해 복잡도를 감소시키기 위해서, 아날로그 송/수신 빔의 선택과 디지털 프리코더 벡터의 선택을 구분하여 순차적으로 수행하는 방법이다. 구체적으로, 아날로그 송/수신 빔 선택은 채널 측정 기준 신호를 이용하여 모든 송신 배열 안테나들 각각에 대한 아날로그 송/수신 빔 조합(이하, '아날로그 빔 조합'이라 칭함)에 따라 수신 신호 세기(RSS: Received Signal Strength)를 비교하여 결정한다. 그리고, 모든 아날로그 빔 조합들 각각의 RSS들 중 미리 결정된 RSS 임계값 이상인 RSS를 갖는 아날로그 빔 조합들을 선택하고, 선택된 아날로그 빔 조합을 구성하는 송/수신빔들로 가상 채널 행렬 G들을 형성한다. 그리고, 상기 가상 채널 G에 대해 미리 결정되어 있는 디지털 코드북이 포함하는 디지털 프리코딩 벡터들 각각을 사용할 경우, 상기 <수학식 8>에 따른 SNR(혹은 Capacity)을 계산한다. 이후, 계산된 SNR(혹은 Capacity) 들 중 최대 SNR(혹은 Capacity)을 갖는 디지털 프리코딩 벡터를 최적의 디지털 프리코딩 벡터로 선택하고, 상기 가상 채널 G를 기반으로 하이브리드 빔포밍을 수행한다.

도 3은 일반적인 Separate 하이브리드 빔포밍 알고리즘의 동작 흐름도이다.

도 3을 참조하면, Separate 하이브리드 빔포밍 알고리즘은 크게 아날로그 송수신빔을 선택하는 과정(300단계 내지 320단계) 및 디지털 프리코더 선택 과정(325 단계 내지 345단계)을 포함한다.

300단계에서 수신기는 송신기가 구비한 송신 배열 안테나들 각각에 대한 송신 아날로그 빔과 그에 매핑 가능한 모든 수신 아날로그 빔들을 확인한다. 예를 들어, N_T개의 송신 배열 안테나, 각 송신 배열 안테나 별 M_T개의 아날로그 송신 빔과 N_R개의 수신 배열 안테나, 각수신 배열 안테나 별 M_R개의 아날로그 수신 빔, 그리고 디지털 프리코더 벡터는 K_CB개로 구성된 시스템을 가정한다. 이때, 상기 수신기는 송신 배열 안테나 및 아날로그 송신빔에 대한 정보는 송신기의 제어 정보로부터 미리 획득한 상태임을 가정하자.

그리고, 305단계에서 상기 수신기는 상기 확인된 송신 배열 안테나 각각에 대한 아날로그 송신 빔 별로 아날로그 수신 빔을 매핑하여 가능한 모든 아날로그 빔 조합을 생성한다. 이 경우, 상기 Separate 하이브리드 빔포밍 알고리즘은 총

개의 아날로그 빔 조합들을 생성함으로써, 에 대한 RSS 측정을 수행하게 된다. 결과적으로, Separate 하이브리드 빔포밍 알고리즘의 아날로그 빔 조합들에 대한 RSS 측정은, Joint 하이브리드 빔포밍 알고리즘의 SNR(혹은 Capacity) 계산 복잡도에 비해 크게 줄어든 것임을 알 수 있다.

310단계에서 상기 수신기는 상기 모든 아날로그 빔 조합들 각각에 대해서 수신한 채널 측정 기준 신호의 RSS를 측정하여 저장한다. 그리고, 315단계에서 상기 수신기는 모든 아날로그 빔 조합들 각각에 대한 RSS가 저장되었는지 확인한다. 상기 확인 결과, 모든 아날로그 빔 조합에 대해 RSS가 저장되어 있지 않은 경우, 상기 수신기는 310단계로 복귀하여 모든 아날로그 빔 조합에 대한 RSS가 저장될 때까지, 채널 측정 기준 신호의 RSS를 측정한다. 이에 따라 상기 Separate 하이브리드 빔포밍 알고리즘은 총

개의 아날로그 빔 조합들에 대한 RSS 측정을 수행하게 된다. 이는 Joint 하이브리드 빔포밍 알고리즘에 비해 크게 줄어든 것임을 알 수 있다. 상기 확인 결과 모든 아날로그 빔 조합에 대해 RSS가저장된 경우, 320단계에서 상기 수신기는 저장된 RSS들 중 RSS임계값 이상인 RSS를 갖는 아날로그 빔 조합들을 선택한다. 여기서 선택된 아날로그 빔 조합의 개수는 한 개 혹은 그 이상이 될 수 있다. 그리고, 선택된 아날로그 빔 조합들을 구성하는 아날로그 송신빔들 및 아날로그 수신빔들로 가상 행렬 G를 생성한다.

325단계에서 상기 수신기는 상기 가상 행렬 G에 매핑할 디지털 프리코더 벡터 K_CB들을 확인한다. 330단계에서 상기 수신기는 상기 가상 행렬 G에 확인된 모든 디지털 프리코더 벡터 각각을 매핑하여 가능한 모든 프리코더 조합들을 생성한다. 그리고, 335단계에서 상기 수신기는 모든 프리코더 조합들 각각에 대해 채널측정 기준신호를 수신하고, 상기 <수학식 8>을 기반으로 SNR(혹은 Capacity)을 계산하여 저장한다. 340단계에서 상기 수신기는 모든 프리코더 조합들 각각에 대해 SNR(혹은 Capacity)이 계산되었는지 확인한다. 상기 확인 결과, 상기 모든 프리코더 조합들 및 상기 가상 행렬 G들에 대해 SNR(혹은 Capacity)이 계산되지 않은 경우, 340단계로 복귀하여 모든 프리코더 조합들 및 상기 가상 행렬 G들에 대한 SNR(혹은 Capacity)이 계산될 때까지 채널 측정 기준 신호의 SNR(혹은 Capacity)을 계산한다. 상기 확인 결과, 상기 모든 프리코더 조합들 및 상기 가상 행렬 G들에 대해 SNR(혹은 Capacity)이 계산된 경우, 345단계에서 상기 수신기는 저장된 SNR(혹은 Capacity)들 중 최대값을 갖는 최적의 프리코더 조합을 선택한다. 이후, 상기 수신기는 상기 최적의 프리코더 조합에 대응하는 디지털 프리코딩 벡터와 상기 가상 채널 G를 기반으로 하이브리드 빔포밍을 수행한다.

도 4는 Joint 하이브리드 빔포밍 알고리즘 및Separate 하이브리드 빔포밍 알고리즘의 성능 비교표이다.

도 4를 참조하면, 예를 들어, Joint 하이브리드 빔포밍 알고리즘 및 Separate 하이브리드 빔포밍 알고리즘 각각

가 적용된 상황을 가정하자. 성능 결과로부터 FER(Frame Error Rate)=10^-2 정도의 성능을 볼 때, Joint 하이브리드 빔포밍 알고리즘 및 Separate 하이브리드 빔포밍 알고리즘 은 약 1dB 정도의 SNR 성능 차이가 발생한다. 다시 말해서, Separate 하이브리드 빔포밍 알고리즘은 Joint 하이브리드 빔포밍 알고리즘에 비해 복잡도가 상당히 낮아지는 반면, 성능은 크게 떨어지지 않음을 알 수 있다.

이를 기반으로, 본 발명의 실시 예에서는 복잡도는 감소시키지만, 성능은 유지할 수 있는 개선된 하이브리드 빔포밍 알고리즘 방법과 장치를 제공한다.

본 발명의 실시 예에서는, 디지털 프리코더 벡터가 상기 <수학식 6>과 같이 나타내어진다고 가정할 경우, <수학식 9>의

를 하기 <수학식 10>과 같이 전개할 수 있다.

상기 <수학식 10>을 살펴보면, 첫 번째 수식항

은 디지털 프리코더 벡터와 관계없고, 두 번째 수식항만이 디지털 프리코더 벡터와 상관 관계가 있다. 그러므로, 상기 <수학식 10>의

를 최대화시키기 위한 디지털 프리코더 벡터의 역할은 두 번째 수식 항을 최대화시키도 채널들을 정렬시켜야 한다. 다시 말해서, 본 발명의 실시 예에 따른 디지털 프리코더는 서로 다른 쌍(t, k)의 송신 안테나로부터 모든 수신 안테나들로 전송되는 가상 채널 벡터 간의 상관도 즉,

값들의 위상 값이 0으로 일치되도록 맞춤으로써, 두 번째 수식항이 최대화되도록 한다. 앞서 설명한 Joint 혹은 Separate 하이브리드 빔포밍 알고리즘은 이를 위하여 디지털 코드북 내의 모든 가능한 디지털 프리코더 벡터들에 대한

값 비교 계산을 수행하여 최적의 디지털 프리코더 벡터를 결정한다. 따라서, 비교해야 할 경우의 수가 디지털 프리코더 벡터 후보 개수에 비례하여 증가한다. 그러나, 본 발명의 실시 예에서는 하기 <수학식11>을 이용하여 주어진 송수신 아날로그 빔들에 대한 최대

값들을 비교하는 과정 없이 최대

값 만족하는 디지털 프리코더를 예측 가능하다.

보다 구체적으로, 상기 <수학식 10>의 두 번째 수식 항의 최대값을 획득하기 위해서, 본 발명의 실시 예에서는 "

" 값들의 위상 값이 0으로 일치되도록 맞춘 값의 Re{} 함수를

의

(amplitude) 함수로 변경함으로써, 최대

값에 대한 경우의 수들에 대한 비교 과정 없이 예측할 수 있다. 이때,

함수 내에 포함된 디지털 프리코더 벡터의 요소 값 p_i _,k는 상기 <수학식 6>과 동일한 조건을 만족한다. 따라서, t=1일 때 p_i _,1=1이고 t > 1일 때 최적의 디지털 프리코더 벡터 요소 p_i _,t 값의 위상 값은 하기 <수학식 12>와 같이 결정된다.

여기서,

값은 상기 <수학식 12>의 관계식을 통해 이전 단계에서 결정된 값을 사용한다. 정리하자면, 본 발명의 실시 예에서는 상기 <수학식 11> 및 <수학식 12>를 통해서 최적의 디지털 프리코더 벡터를 찾는 과정을 생략하고 동시에 최적의 디지털 프리코더 벡터가 적용되었을 때의 최대

값을 예측할 수 있다.

도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 하이브리드 빔포밍 알고리즘의 전반적인 동작 흐름도이다.

도 5를 참조하면, 본 발명의 실시 예에 따른 하이브리드 빔포밍 알고리즘 과정은 크게 두 단계의 비교 과정들로 구성된다. 첫 번째 비교 과정(500단계 내지 520단계)은 상기 <수학식 10>의 첫 번째 수식항을 최대화하기 위한 과정이고, 두 번째 비교 과정(525 단계 내지 550 단계)는 상기 <수학식 10>의 두 번째 수식항을 최대화하기위한 과정이다.

먼저, 첫 번째 비교 과정의 경우, 500단계에서 수신기는 송신기가 구비한 송신 배열 안테나들 각각에 대한 아날로그 송신 빔과 그에 매핑 가능한 모든 아날로그 수신 빔들을 확인한다. 예를 들어, N_T개의 송신 배열 안테나, 각 송신 배열 안테나 별 M_T개의 아날로그 송신 빔과 N_R개의 수신 배열 안테나, 각 수신 배열 안테나 별 M_R개의 아날로그 수신 빔, 그리고 디지털 프리코더 벡터는 KCB개로 구성된 시스템을 가정한다. 그리고, 505단계에서 상기 수신기는 상기 확인된 송신 배열 안테나 각각에 대한 아날로그 송신 빔 별로 가능한 모든 아날로그 수신 빔을 매핑하여 제1후보 아날로그 빔 조합을 생성한다. 이 경우, Separate 하이브리드 빔포밍 알고리즘과 마찬가지로, 총

개의 아날로그 빔 조합들을 생성한다.

510단계에서 상기 수신기는 상기 모든 제1후보 아날로그 빔 조합들 각각에 대해서 수신한 채널 측정 기준 신호에 대한 RSS 측정 및 저장한다. 515단계에서 상기 수신기는 모든 제1후보 아날로그 빔 조합들 각각에 대한 RSS가 측정되었는지 확인한다. 상기 확인 결과, 모든 제1후보 아날로그 빔 조합들에 대한 RSS가 측정되지 않은 경우, 상기 수신기는 510단계로 복귀하여, 모든 제1후보 아날로그 빔 조합들에 대한 RSS가 측정될 때까지 이를 반복한다. 상기 확인 결과, 모든 제1아날로그 빔 조합들에 대한 RSS가 측정된 경우, 520단계에서 상기 수신기는 RSS 측정 값이 높은 순으로 미리 결정된 best-K개의 RSS 값을 갖는 아날로그 송신빔들을 선택한다. 이때, 필요한 비교 경우의 수는

이며, 이는 도 3의 아날로그 송수신 빔 선택을 위한 비교 동작의 경우의 수와 동일한 수이다. 다만, 도 3의 320단계는 송신 배열 안테나 별로 가장 큰 RSS 값을 갖는 아날로그 송신 빔을 선택하는 반면, 도 5에서는 RSS 값이 높은 순으로 best-K 개의 아날로그 송신 빔들을 선택한다.

다음으로, 두 번째 비교 과정의 경우, 525단계에서 상기 수신기는 best-K 개의 아날로그 송신 빔 각각에 가능한 모든 아날로그 수신빔들을매핑하여 제2후보 아날로그 빔 조합을 생성한다. 여기서, 상기 제2후보 아날로그 빔 조합의 총 수는

가 된다.

그러면, 530단계에서 상기 수신기는 상기 제2후보 아날로그 빔 조합 별로 수신한 채널 측정 기준 신호를 수신하고, 각 채널 측정 기준 신호에 대해 상기 <수학식 11>을 기반으로

을 계산하여 저장한다. 그리고, 535단계에서 상기 수신기는 모든 제2후보 아날로그 빔 조합 모두에 대한

계산이 완료되었는지 확인한다. 상기 확인 결과, 모든 제2후보 아날로그 빔 조합에 대한

계산이 완료되지 않은 경우, 530단계로 복귀하여, 모든 제2후보 아날로그 빔 조합에 대한 SNR(혹은 Capacity) 계산이 완료될 때가지 이를 반복한다. 본 발명의 실시 예는 상기한 바와 같은 두 번째 비교 과정을 통해서 최적의 디지털 프리코더 벡터를 찾는 과정을 생략 가능하며, 동시에 최적의 디지털 프리코더 벡터가 선정되었을 때의 최대

을 예측할 수 있다.

상기 확인 결과, 모든 제2후보 아날로그 빔 조합에 대한

이 완료된 경우, 540단계에서 상기 수신기는 상기 계산된 모든 제2후보 아날로그 빔 조합의

들을 비교하여 최대값을 선택한다. 그리고, 545단계에서 상기 수신기는 상기

의 최대값을 기준으로 상기 <수학식 12>를 만족하는 최적의 디지털 프리코더를 선택한다. 이렇게 결정된 위상 값들을 이용하여 최적의 디지털 프리코더 벡터를 결정할 수 있다. 이와 관련하여, 본 발명의 실시 예에 따른 상기 수신기는 송신기와의 협의 하에 미리 결정된 디지털 코드북을 저장하고 있으며, 상기 디지털 코드북은 상기 <수학식 6>과 같은 DFT 방식으로 설계되었음을 가정하자. 본 발명의 실시 예에서는 상기 디지털 코드북의 일 예로, 하기 <수학식 13>을 통해서 생성되는 코드북을 사용하는 경우를 가정할 수 있다.

여기서, N은 0부터

범위를 갖는 위상 구간을 균등하게 분할하는 개수를 의미한다. 다시 말해, N=4인 경우, 위상 구간이

분할될 수 있음을 의미한다. 그리고, n_i _,k는 아래 <수학식 14>와 같이 정의된다.

여기서,

는 x보다 작으면서 가장 큰 정수를 의미하는 floor 연산을 나타낸다.

만약, N=16이고, N_T=2 일 경우를 가정할 경우, 상기 <수학식 13> 및 <수학식 14>를 이용하여 생성된 디저털 코드북은 하기 <표 1>과 같이 표현될 수 있다.

그러면, 본 발명의 실시 예에 따른 수신기는 상기 <수학식 12>에서 결정된 위상 값을 사용하는 디지털 코드북에 상응하게 양자화를 통하여 최적의 디지털 프리코더 벡터를 결정할 수 있다.

결과적으로, 본 발명의 실시 예에 따른 수신기는

의 최대값에 대응하는 제2후보 아날로그 빔 조합과, 상기 선택된 최적의 디지털 프르코더를 이용하여 하이브리드 빔포밍을 수행한다.

도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 수신기의 구성도의 일 예이다. 본 발명의 실시 예에 따른 하이브리드 빔포밍 알고리즘이적용 가능한 수신기는, 휴대폰, PDA(Personal Digital Assistant), 내비게이션(navigation), 디지털 방송 수신기, PMP(Portable Multimedia Player) 등과 같은 휴대용 전자기기 장치 중 하나가 될 수 있다.

도 6을 참조하면, 일 예로, 수신기(600)는 송수신부(602)와, 빔 조합 생성부(604)와, RSS 측정부(606) 및 제어부(608)를 포함한다. 여기서는, 설명의 편의상 수신기(600)의 개략적인 구성을 일 예로서 도시한 것이며, 사업자의 구현 방식에 따라 상기 수신기(600)를 구성하는 유닛들은 하나의 유닛으로 구현되거나, 별개의 유닛들로 분할되어 구성될 수도 있다.

상기 빔 조합 생성부(604)는 상기 제어부(608)의 지시에 따라 송신기가 구비한 송신 배열 안테나들 각각에 대한 송신빔 별로 가능한 수신빔들을 매핑한 제1후보 아날로그 빔 조합을 생성한다. 그러면, 상기 RSS 측정부(606)는 상기 제어부(608)의 지시에 따라 상기 제1후보 아날로그 빔 조합 각각을 통해서 수신되는 채널 측정 기준 신호의 RSS를 측정한다. 그러면, 상기 제어부(608)는 상기 제1후보 아날로그 빔 조합 각각의 RSS들 중 미리 결정된 best-K개의 RSS 값을 갖는 아날로그 송신빔들을 선택하고, 상기 빔 조합 생성부(604)에게 전달한다.

상기 빔 조합 생성부(604)는 상기 best-K개의 RSS 값을 갖는 아날로그 송신빔들 각각에 가능한 모든 아날로그 수신빔을 매핑하여 제2후보 아날로그 빔 조합을 생성한다. 그러면, 상기 RSS 제어부(606)는 상기 제어부(608)의 지시에 따라 상기 제2후보 아날로그 빔 조합 각각을 통해서 수신되는 채널 측정 기준 신호의 RSS를 측정하고, 상기 <수학식 11>을 기반으로,

을 계산 및 저장한다. 그러면, 상기 제어부(608)는 상기 계산된 제2후보 아날로그 빔 조합의

들을 비교하여 최대값을 선택하고, 선택된

의 최대값을 기준을 상기 <수학식 12>를 만족하는 디지털 프리코더를선택한다. 이때, 상기 제어부(608)는 상기 <수학식 12>에서 결정된 위상 값의 양자화를 통하여 최적의 디지털 프리코더 벡터를 결정할 수 있도록 상기 <수학식 6>과 같이 DFT 방식으로 나타내어지는 디지털 프리코더들에 대응하는 디지털 코드북을 저장하고 있다고 가정하자.

상기한 바와 같이 본 발명의 실시 예에 따른 하이브리드빔포밍 알고리즘은, 도 5에서 설명한 두 단계의 비교 과정들을 통해서 요구되는 비교 경우의 수는 총

이다. 따라서, 본 발명의 실시 예에 따른 비교 경우의 수는, 도 3의 Separate 하이브리드 빔포밍 알고리즘에서 수행되는 비교 경우의 수

과 큰 차이가 없다. 만약, 본 발명의 실시 예에 따른 하이브리드 빔포밍 알고리즘에서 best-K 값을 보다 낮게 설정할 경우, Separate 하이브리드 빔포밍 알고리즘보다 적은 수의 비교 경우의 수의 계산 복잡도를 가지면서도, 이상적인 Joint 하이브리드 빔포밍 알고리즘의 성능에 근접할 수 있다.

도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 하이브리드 빔포밍 알고리즘의 성능 비교표이다.

도 7을 참조하면,

가 적용된 상황을 가정하자. 그리고, 제1후보 아날로그 빔 조합들로부터 RSS가 높은 순으로 선택하는 아날로그 송신빔의 수를 "best-K=2"로 설정한 경우이다. 여기서, 본 발명의 실시 예에 따른 히브리드 빔포밍 알고리즘의 FER 성능은 Joint 하이브리드 빔포밍 알고리즘의 성능과 거의 동일해짐을 확인할 수 있다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허 청구의 범위뿐만 아니라 이 특허 청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims

무선 통신 시스템에서 하이브리드 빔포밍을 위한 복잡도를 개선하는 방법에 있어서,
송신기가 구비한 송신 안테나들 각각의 송신빔 별 매핑 가능한 모든 수신빔들과의 제1 조합에 대응하는 제1 채널들을 통해서 수신된 신호 세기 값들 중 크기가 큰 순으로 미리 결정된 수의 제1 조합들을 선택하고, 상기 선택된 미리 결정된 수의 제1 조합들에 포함된 송신빔들을 후보 송신빔들로 선택하는 과정,
상기 후보 송신빔들을 기반으로 생성된 제2 조합들 중 최적의 제2 조합을 선택하는 과정, 및
상기 최적의 제2 조합을 통해서 수신된 신호의 신호대 잡음비를 이용하여 디지털 프리코더를 선택하는 과정
을 포함하는 하이브리드 빔포밍을 위한 복잡도 개선 방법.
삭제
제1항에 있어서,
상기 최적의 제2 조합을 선택하는 과정은,
상기 후보 송신빔들 각각에 매핑 가능한 모든 수신빔들과의 조합으로 상기 제2 조합들을 생성하는 과정을 포함하는 하이브리드 빔포밍을 위한 복잡도 개선 방법.
제3항에 있어서,
상기 최적의 제2 조합을 선택하는 과정은,
상기 제2 조합들 각각에 대응하는 제2 채널들을 통해서 수신된 신호들 중 신호대 잡음비가 최대값을 갖는 제2 조합을 상기 최적의 제2 조합으로 선택하는 과정을 포함하는 하이브리드 빔포밍을 위한 복잡도 개선 방법.
제4항에 있어서,
상기 디지털 프리코더를 선택하는 과정은,
미리 저장하고 있는 디지털 프리코더의 벡터가 매핑된 코드 북 중 상기 최대값을 만족하는 디지털 프리코더를 선택하는 과정을 포함하는 하이브리드 빔포밍을 위한 복잡도 개선 방법.
제5항에 있어서,
상기 디지털 프리코더를 선택하는 과정은,
상기 제2 채널들을 통해서 수신된 신호들의 신호대 잡음비들 각각을 구성하는 실수값에 크기 함수를 적용하여 근사화하는 과정을 포함하는 하이브리드 빔포밍을 위한 복잡도 개선 방법.
제5항에 있어서,
상기 디지털 프리코더를 선택하는 과정은,
상기 제2 채널들을 통해서 수신된 신호들의 신호대 잡음비들 각각을 구성하는 실수값은 서로 다른 송수신 안테나 쌍 별 가상 채널 벡터간의 상관도의 위상값이 0이 되도록 조정하는 과정을 포함하는 하이브리드 빔포밍을 위한 복잡도 개선 방법.
제1항에 있어서,
상기 최적의 제2 조합을 구성하는 송신빔과 수신빔 및 상기 선택된 디지털 프리코더를 이용하여 신호를 수신하는 과정
을 더 포함하는 하이브리드 빔포밍을 위한 복잡도 개선 방법.
무선 통신 시스템에서 하이브리드 빔포밍을 위한 복잡도를 개선한 장치에 있어서,
송신기가 구비한 송신 안테나들 각각의 송신빔 별 매핑 가능한 모든 수신빔들과의 제1 조합들에 대응하는 제1 채널들을 통해서 수신된 신호 세기 값들 중 크기가 큰 순으로 미리 결정된 수의 제1 조합들을 선택하고, 상기 선택된 미리 결정된 수의 제1 조합들에 포함된 송신빔들을 후보 송신빔들로 선택하고, 상기 후보 송신빔들을 기반으로 생성된 제2 조합들 중 최적의 제2 조합을 선택하고, 상기 최적의 제2 조합을 통해서 수신된 신호의 신호대 잡음비를 이용하여 디지털 프리코더를 선택하는 제어부를 포함하는 하이브리드 빔포밍을 위한 복잡도 개선 장치.
삭제
제9항에 있어서,
상기 제어부는, 상기 후보 송신빔들 각각에 매핑 가능한 모든 수신빔들과의 조합으로 상기 제2 조합들을 생성하는 하이브리드 빔포밍을 위한 복잡도 개선 장치.
제11항에 있어서,
상기 제어부는,
상기 제2 조합들 각각에 대응하는 제2 채널들을 통해서 수신된 신호들 중 신호대 잡음비가 최대값을 갖는 제2 조합을 상기 최적의 제2 조합으로 선택하는 하이브리드 빔포밍을 위한 복잡도 개선 장치.
제12항에 있어서,
상기 제어부는,
미리 저장하고 있는 디지털 프리코더의 벡터가 매핑된 코드 북 중 상기 최대값을 만족하는 디지털 프리코더를 선택하는 하이브리드 빔포밍을 위한 복잡도 개선 장치.
제13항에 있어서,
상기 제어부는,
상기 제2 채널들을 통해서 수신된 신호들의 신호대 잡음비들 각각을 구성하는 실수값에 크기 함수를 적용하여 근사화함으로써, 상기 디지털 프리코더를 선택하는 하이브리드 빔포밍을 위한 복잡도 개선 장치.
제13항에 있어서,
상기 제어부는,
상기 제2 채널들을 통해서 수신된 신호들의 신호대 잡음비들 각각을 구성하는 실수값은 서로 다른 송수신 안테나 쌍 별 가상 채널 벡터간의 상관도의 위상값이 0이 되도록 조정함에 의해서 상기 디지털 프리코더를 선택하는 하이브리드 빔포밍을 위한 복잡도 개선 장치.
제9항에 있어서,
상기 최적의 제2 조합을 구성하는 송신빔과 수신빔 및 상기 선택된 디지털 프리코더를 이용하여 신호를 수신하는 수신부
를 더 포함하는 하이브리드 빔포밍을 위한 복잡도 개선 장치.