CN114900200B

CN114900200B - 一种基于数字混频的uwb接收机前端数据处理方法

Info

Publication number: CN114900200B
Application number: CN202210547439.0A
Authority: CN
Inventors: 杨旭磊; 黄先日; 张强
Original assignee: Qingdao Chrystar Electronic Technology Co ltd
Current assignee: Qingdao Chrystar Electronic Technology Co ltd
Priority date: 2022-05-18
Filing date: 2022-05-18
Publication date: 2023-02-03
Anticipated expiration: 2042-05-18
Also published as: CN114900200A

Abstract

本发明公开了一种基于数字混频的UWB接收机前端数据处理方法，具体步骤如下：通过接收天线进行信号接收并通过低噪声放大器进行放大；放大后的信号由射频变为中频，中频的模拟信号经过ADC转换器转化为数字信号；数字信号通过数字混频器进行混频，产生两路IQ数据；数字滤波器对混频后的信号进行滤波；数据融合模块对混频后的数据进行融合，将两路IQ数据合成一路IQ数据；使用输出的数据进行能量计算，能量估计值反馈给低噪声放大器调整低噪声放大器的放大倍数。采用上述一种基于数字混频的UWB接收机前端数据处理方法，解决了由于两路模拟元器件之间的差异引起的IQ失配问题，提高信号质量，模拟前端由两路变成了一路，降低了设计复杂度和成本。

Description

一种基于数字混频的UWB接收机前端数据处理方法

技术领域

本发明涉及超带宽通讯技术领域，尤其是涉及一种基于数字混频的UWB接收机前端数据处理方法。

背景技术

随着无限通信网相关技术的仿真以及用户对业务种类需要的提高，无线通信网中的测距和定位功能显得越来越重要。相比于传统的无线通信技术，UWB不采用正弦载波，而是采用纳秒级的非正弦波脉冲传输数据，其所占的频谱范围很宽可以达到数百MHz至数GHz。因此，以UWB作为传输技术的通信网具有抗噪声和干扰能力强、多径分辨率高、穿透能力强、通信容量大等众多优点。如图1所示，与传统的无线通信系统一样，UWB接收机需要对接收到的射频信号进行正交下变频处理，现有技术一般通过模拟混频器完成该操作并通过两路低通滤波器进行滤波处理，最后经过两路模数转化器(ADC)转化为数字信号。在这个过程中，由于工艺偏差导致其中一路低通的极点相对于另一路发生偏移，使得IQ两路低通滤波器产生差异，从而导致通过两路滤波器的信号的幅频和相频响应存在差别，一般将相同频点下两路幅度的差异称为幅度失配，相位的正交差异称为角度失配。另外模拟混频器很难保证IQ两路满足严格的90度的正交关系，这就产生了干扰项，这种幅度失配和角度失配不随频率变化，因而称之为常数失配。由于IQ失配引起的因素多种多样，一般想要比较好的补偿需要复杂度较高的算法，这在一定程度上提高了接收机设计的复杂度。既然使用传统的设计方法，IQ失配是不可避免的，性能优异的IQ失配补偿算法复杂度又较高。所以抑制IQ失配或者简单可靠的IQ补偿办法是目前主要的研究方向之一。

由于发送机与接收机混频器频率的不一致，经过混频后，往往会存在载波频偏。由于载波频偏随着时间的累加会产生巨大的相位噪声。因此接收机一般会在数字部分进行估计并追踪补偿，虽然载波频偏估计以及补偿的技术已经很成熟，所以目前主要的研究方向之一是在保证性能的同时，降低资源的消耗。

发明内容

本发明的目的是提供一种基于数字混频的UWB接收机前端数据处理方法，解决了由于两路模拟元器件之间的差异引起的IQ失配问题，提高信号质量，模拟前端由两路变成了一路，降低了设计复杂度和成本。

为实现上述目的，本发明提供了一种基于数字混频的UWB接收机前端数据处理方法，具体步骤如下：

步骤S1：通过接收天线进行信号接收，接收的信号通过低噪声放大器进行放大；

步骤S2：放大后的信号由射频变为中频，中频的模拟信号经过ADC转换器转化为数字信号；

步骤S3：数字信号通过数字混频器进行混频，产生两路IQ数据；

步骤S4：数字滤波器对混频后的信号进行滤波；

步骤S5：数据融合模块对混频后的数据进行融合，将两路IQ数据合成一路IQ数据；

步骤S6：使用步骤S5输出的数据进行能量计算，能量估计值反馈给低噪声放大器调整低噪声放大器的放大倍数。

优选的，所述转换模块包括模拟混频器和模拟滤波器，所述模拟滤波器与所述ADC转换器相连接，所述模拟滤波器与所述模拟混频器相连接，所述模拟混频器与所述低噪声放大器相连接。

优选的，模拟混频器的混频公式下：

其中，A(t)为基带信号，f_RF为发送射频信号的频率，f_R′_F模拟下变频器的频率，

为初始相位，中频信号频率为f_MF＝f_RF-f_R′_F；

模拟滤波器用于滤除高频信号得到中频信号如下：

优选的，所述转换模块为模拟带通滤波器，所述低噪声放大器通过模拟带通滤波器与所述ADC转换器相连接，所述模拟带通滤波器的中心频率与射频信号频率相等，模拟带通滤波器的带宽为射频信号带宽。

优选的，滤波后的信号经过ADC转换器采样，使射频信号混叠在ADC识别带宽内得到中频信号，混叠后的中频信号如下：

其中，f_RF为发送射频信号的频率，f_ADC为ADC转换器采样率，N为整数，

为初始相位，中频信号的频率为f_MF＝f_RF-N*f_ADC。

优选的，在步骤S3中，使用步骤S5输出的数据进行载波频偏估计，将计算得到的载波频偏估计值反馈到数字混频器中进行混频频率调整，数字混频器对ADC转换器的输出信号进行混频，

分为上变频处理和下变频处理，

所述上变频处理为：

所述下变频处理为：

其中，f_CFO为载波频偏估计值。

优选的，在步骤S5中，数据融合模块对混频后的数据进行融合，将两路IQ数据合成一路IQ数据，

其中合成一路IQ数据的实部数据为：

S_I(t)＝real(S_DDCf(t))+real(S_DUCf(t))；

虚部数据为：

S_Q(t)＝imag(S_DDCf(t))-imag(S_DUCf(t))；

其中，real()为对数据取实部函数，imag()为对数据取虚部函数。

因此，本发明采用上述一种基于数字混频的UWB接收机前端数据处理方法，具有以下有益效果：

(1)、模拟前端由原来的两路正交混频器变为单路模拟混频，解决了由于两路模拟元器件之间的差异引起的IQ失配问题，提高信号质量，模拟前端由两路变成了一路，降低了设计复杂度和成本。

(2)、相比于模拟混频器，数字混频器更易设计、性能稳定且功耗更低。

(3)将数字上下变频的数据进行融合，可以提高3dB的信噪比。

(4)数字混频的同时进行了载波补偿，节省了载波补偿模块的成本。

下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。

附图说明

图1是传统的无线通信系统示意图；

图2是本发明实施例1一种基于数字混频的UWB接收机前端数据处理方法的前端结构示意图；

图3是本发明实施例1一种基于数字混频的UWB接收机前端数据处理方法流程图；

图4是本发明实施例1一种基于数字混频的UWB接收机前端数据处理方法的数字混频实现形式1示意图；

图5是本发明实施例1一种基于数字混频的UWB接收机前端数据处理方法的数字混频实现形式2示意图；

图6是本发明实施例1数据融合模块原理示意图；

图7是本发明实施例1数据混频过程中的频谱变化图；

图8是本发明实施例2一种基于数字混频的UWB接收机前端数据处理方法的前端结构示意图；

图9是本发明实施例2一种基于数字混频的UWB接收机前端数据处理方法流程图；

图10是本发明实施例2上下变频模块的处理过程图；

图11是本发明实施例2数据混频过程中的频谱变化图。

具体实施方式

实施例1

图2是本发明实施例1一种基于数字混频的UWB接收机前端数据处理方法的前端结构示意图，图3是本发明实施例1一种基于数字混频的UWB接收机前端数据处理方法流程图，如图2-3所示，一种基于数字混频的UWB接收机前端数据处理方法，

其参数设置如下表1所示：

参数	取值
		协议	IEEE 802.15.4a
载波频率	6.4896GHz
		模拟下变频频率	5.9904GHz
中频频率	499.2MHz
		信号带宽	499.2MHz
ADC采样率	1.9968GHz

具体步骤如下：

步骤S1：通过接收天线进行信号接收，接收的信号通过低噪声放大器进行放大。

步骤S2：放大后的信号由射频变为中频，中频的模拟信号经过ADC转换器转化为数字信号。

转换模块包括模拟混频器和模拟滤波器，模拟滤波器与ADC转换器相连接，模拟滤波器与模拟混频器相连接，模拟混频器与低噪声放大器相连接。

模拟混频器的混频公式下：

其中，A(t)为基带信号，f_RF为发送射频信号的频率，f′_RF模拟下变频器的频率，

为初始相位，中频信号频率为f_MF＝f_RF-f′_RF，本实施例中f_RF＝6.4896GHz，f′_RF＝5.9904GHz，f_MF499.2MHz。

模拟滤波器用于滤除高频信号得到中频信号如下：

ADC转换器对上述中频信号进行采样，本实施例采样率为1.9968GHz。

步骤S3：数字信号通过数字混频器进行混频，产生两路IQ数据。

对于数字混频模块本实施例可以有两种形式，实现形式1如图4所示，实现形式2如图5所示，两者的区别是实现形式2使用数字上下变频相结合的方式完成数字混频，而实现形式2只使用下变频(只使用上变频也是相似的)的方式完成数字混频。

本实施例以实现形式1为例对数字混频的处理流程进行说明，

使用步骤S5输出的数据进行载波频偏估计，将计算得到的载波频偏估计值反馈到数字混频器中进行混频频率调整，当计算的载波频偏估计值更新时(即得到新的载波频偏估计值)，对载波频偏估计值进行更新，更新可以表示如下：

Pcurrent＝Pcurrent+Pnew；

其中，Pcurrent为当前载波频偏估计值(初始值为0)，Pnew新的载波频偏估计值，数字混频相位值Pmixerfix与当前载波频偏估计值Pcurrent进行求和，得到数字混频相位基值Pmixerbase，即Pmixerbase＝Pmixerfix+Pcurrent，本实施例Pmixerfix＝-π/2为固定值，Pcurrent在更新过程中，Pmixerbase也随之更新。

Pmixerbase将随着ADC采样时钟与相位调整模块的输出进行累加，可以表示为：Pmixer＝Pmixerbase+Pmixeradj，其中Pmixeradj为相位调整模块的输出相位值，相位调整模块对累加后的相位Pmixer进行调整，使其相位保持在[-π,π]，操作如下：

若Pmixer＞π，则Pmixeradj＝Pmixer-2π；

若Pmixer≤π，则Pmixeradj＝Pmixer+2π；

其他情况，Pmixeradj＝Pmixer；

相位调整模块的输出Pmixeradj传输给下变频模块，相位调整模块的输出取反后传输给上变频模块，同时ADC转换模块的输出分别传输给下变频模块和下变频模块，数字混频器对ADC转换器的输出信号进行混频，

分为上变频处理和下变频处理，

所述上变频处理为：

所述下变频处理为：

其中，f_CFO为载波频偏估计值。

载波频偏估计值的计算方法为现有技术，例如延时自相关法、数字锁相环法等

步骤S4：数字滤波器对混频后的信号进行滤波。混频共输出4路数据(两路IQ)，共需4组数字滤波器，这4组数字滤波器系数均为实数，并且系数完全一致，数字滤波处理表示如下(以下变频的I路数据为例)：

S_{DDC_I_f}＝conv(S_{DDC_I},C_fil)，

S_{DDC_I_f}为下变频I路数据滤波输出，C_fil为滤波器系数，conv()为卷积运算。

步骤S5：数据融合模块对混频后的数据进行融合，将两路IQ数据合成一路IQ数据。S_I和S_Q分别为数据融合模块输出的I路数据和Q路数据，表示公式如下：

S_I＝S_{DDC_I_f}+S_{DUC_I_f}

S_Q＝S_{DDC_Q_f}-S_{DUC_Q_f}

其中，S_{DDC_I_f}、S_{DUC_I_f}、S_{DDC_Q_f}以及S_{DUC_Q_f}分别为经过滤波后的下变频和上变频的I路数据和经过滤波后的下变频和上变频的Q路数据。

其中合成一路IQ数据的实部数据为：

S_I(t)＝real(S_DDCf(t))+real(S_DUCf(t))；

虚部数据为：

S_Q(t)＝imag(S_DDCf(t))-imag(S_DUCf(t))；

为了验证该方法功能，如图7所示，展示了从射频信号-中频信号-基带信号的频谱变化，从图中可以看出信号的中心频率由6.4896GHz先通过模拟下变频的方式下降到499.2MHz，最终经过数字混频后变成零中频。

实施例2

本实施例与实施例1的区别在于转换模块为模拟带通滤波器，低噪声放大器通过模拟带通滤波器与ADC转换器相连接，模拟带通滤波器的中心频率与射频信号频率相等，模拟带通滤波器的带宽为射频信号带宽。

本实施例与实施例1的步骤S2不同，本实施例步骤S2具体为：

滤波后的信号经过ADC转换器采样，使射频信号混叠在ADC识别带宽内得到中频信号，混叠后的中频信号如下：

为初始相位，中频信号的频率为f_MF＝f_RF-N*f_ADC。

图10是本发明实施例2上下变频模块的处理过程图，如图10所示，下面以下变频模块进行说明

ADC输出的数据分别与两组移位寄存器的输出数据相乘；

两组移位寄存器的初始状态分别如下：

I路移位寄存器初始状态为(从高位到地位)：[1，0，-1，0]；

Q路移位寄存器初始状态为(从高位到地位)：[0，-1，0，1]；

其中最高位为移位寄存器输出数据；

经过一个ADC时钟后，两路寄存器变化如下：

I路移位寄存器初始状态为(从高位到地位)：[0，-1，0，1]；

Q路移位寄存器初始状态为(从高位到地位)：[-1，0，1，0]；

如此周期往复，实现下变频处理；

下变频输出的I路数据为，输出的Q路径数据为；

同样的方法，上变频输出的I路数据为，输出的Q路径数据为；

步骤5，使用数字滤波器对混频后的信号进行滤波；

混频共输出4路数据(两路IQ)，共需4组数字滤波器；

这4组数字滤波器系数均为实数，并且系数完全一致。

为了验证该方法功能，如图11所示，展示了从射频信号-中频信号-基带信号的频谱变化，从图中可以看出信号的中心频率由6.4896GHz先通过频率混叠的方法下降到499.2MHz，最终经过数字混频后变成零中频。

因此，本发明采用上述一种基于数字混频的UWB接收机前端数据处理方法，解决了由于两路模拟元器件之间的差异引起的IQ失配问题，提高信号质量，模拟前端由两路变成了一路，降低了设计复杂度和成本。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其进行限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而这些修改或者等同替换亦不能使修改后的技术方案脱离本发明技术方案的精神和范围。

Claims

1.一种基于数字混频的UWB接收机前端数据处理方法，其特征在于，具体步骤如下：

步骤S4：数字滤波器对混频后的信号进行滤波；

步骤S6：使用步骤S5输出的数据进行能量计算，能量估计值反馈给低噪声放大器调整低噪声放大器的放大倍数；

在步骤S3中，使用步骤S5输出的数据进行载波频偏估计，将计算得到的载波频偏估计值反馈到数字混频器中进行混频频率调整，数字混频器对ADC转换器的输出信号进行混频，

分为上变频处理和下变频处理，

所述上变频处理为：

；

所述下变频处理为：

；

其中，

为基带信号，

为模拟上变频器的初始相位，

为模拟下变频器的初相位，

为中频信号频率，

为载波频偏估计值。

2.根据权利要求1所述的一种基于数字混频的UWB接收机前端数据处理方法，其特征在于：转换模块包括模拟混频器和模拟滤波器，所述模拟滤波器与所述ADC转换器相连接，所述模拟滤波器与所述模拟混频器相连接，所述模拟混频器与所述低噪声放大器相连接。

3.根据权利要求2所述的一种基于数字混频的UWB接收机前端数据处理方法，其特征在于，模拟混频器的混频公式下：

其中，

为基带信号，

为发送射频信号的频率，

模拟下变频器的频率，

为模拟上变频器的初始相位，

为模拟下变频器的初相位，中频信号频率为

；

模拟滤波器用于滤除高频信号得到中频信号如下：

。

4.根据权利要求1所述的一种基于数字混频的UWB接收机前端数据处理方法，其特征在于：转换模块为模拟带通滤波器，所述低噪声放大器通过模拟带通滤波器与所述ADC转换器相连接，所述模拟带通滤波器的中心频率与射频信号频率相等，模拟带通滤波器的带宽为射频信号带宽。

5.根据权利要求4所述的一种基于数字混频的UWB接收机前端数据处理方法，其特征在于：滤波后的信号经过ADC转换器采样，使射频信号混叠在ADC识别带宽内得到中频信号，混叠后的中频信号如下：

，

其中，

为发送射频信号的频率，

为ADC转换器采样率，N为整数，

为初始相位，中频信号的频率为

。

6.根据权利要求1所述的一种基于数字混频的UWB接收机前端数据处理方法，其特征在于：在步骤S5中，数据融合模块对混频后的数据进行融合，将两路IQ数据合成一路IQ数据，

其中合成一路IQ数据的实部数据为：

；

虚部数据为：

；

其中，

为经过数字上变频并低通滤波得到的IQ两路基带信号，

为经过数字下变频并低通滤波得到的IQ两路基带信号，

为对数据取实部函数，

为对数据取虚部函数。