CN108183878A - 一种用于太赫兹通信的位定时同步实现方法 - Google Patents

一种用于太赫兹通信的位定时同步实现方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开的一种用于太赫兹通信的位定时同步实现方法，属于通信信号处理领域。本发明发送端在基带信号频谱第一个零点处插入低功率单音导频，通过DAC转换为模拟信号后与本振信号混频至太赫兹频段发送；接收端利用载波同步方法复制太赫兹载波与接收的信号进行第一次模拟混频，实现载波剥离后与本振信号进行第二次模拟正交混频，低通滤波器得到滤除高频后的I,Q两路信号，通过低采样率ADC进行采样，将采样后的数字信号合成复数信号进行快速傅里叶变换，通过观察复数信号谱峰，得到频率偏移量和相位偏移量的估计值，通过估计值对高速ADC采样时钟的频率和相位进行补偿，实现位定时同步。本发明能够降低信号处理运算量，降低硬件电路设计与实现的复杂度。

Description

一种用于太赫兹通信的位定时同步实现方法
技术领域
本发明涉及一种用于太赫兹通信的位定时同步实现方法，属于通信信号处理领域。
背景技术
太赫兹(THz)波是电磁频率在0.1～10THz(波长在30μm～3mm)之间的电磁波波段，介于微波与远红外光之间，位置处于宏观经典理论向微观量子理论的过渡区，是最后一个尚未完全认知和利用的频段。太赫兹通信则是使用太赫兹波作为信息载体进行的通信，集成了微波通信与光通信的优点，同时相比较两种现有通信手段，太赫兹通信表现出一些特有的优良性质，首先，太赫兹的频段比微波通信要高出1～4个数量级，这也就意味着它可以承载更大的信息量，轻松解决目前战场信息传输受制于带宽的问题，传输速率可达数十Gbps能满足大数据传输速率的通信要求。其次，太赫兹波束更窄,具有极高的方向性、更好的保密性、较强抗干扰和云雾及伪装物穿透能力，可以在大风、沙尘以及浓烟等恶劣的战场环境下以极高的带宽进行定向、高保密甚至明码军事通信。因此，太赫兹空间通信是未来空间通信的主要技术途径。
在太赫兹无线通信中，由于相对运动产生的多普勒效应和收发端时钟存在的固定偏差，信号发送端与接收端存在着频率偏移和相位偏差，影响了信号的正常传输。为了消除频率偏移和相位偏差对信号传输造成的影响，使收发端的时钟信号同频同相，接收端须从收到的码流中提取发送端的时钟信号进行数字信号处理进而控制接收端时钟实现位同步，以保证接收端能正确地接收和判决发送端送来的每一个码元。由于太赫兹通信的信息速率高达数十Gbps，根据奈奎斯特采样定律，如果要进行数字信号处理，需采样率为数十GHz的模数转换器ADC对其进行采样。而高速模数转换器ADC和大带宽滤波器的实现复杂度高，硬件开销过大，难以在工程应用中实现，所以合理的降低采样率，在低速率、低带宽下处理太赫兹信号是目前亟待解决的问题。
1993年Floyd M.Gardner(“Interpolator in Digital Modems-Part Ⅰ:Fundamentals”,IEEE Transaction On Communications,1993,41(3):501-507)用插值法给出了数字调制解调器的时间调整基本原理，介绍了基于数控振荡器(NCO)的控制方法，并对插值器的信号处理特征进行了概述，提出了Gardner算法。Gardner算法能较好地解决基带信号频率与本地时钟频率不同步的问题。1993年Lars Erup和Floyd M.Gardner(“Interpolator in Digital Modems-PartⅡ:Implementation and Performance”,IEEETransaction On Communications,1993,41(6):998-1008)研究了基于多项式滤波器的使用方法，提出了farrow插值滤波器的结构，并对其性能进较为详细的分析。
现有技术中太赫兹通信中的位定时同步实现方法存在下述缺陷：实现过程较为复杂，且对于传输速率高达数十Gbps的太赫兹通信系统位定时同步算法的实现存在计算量过大、资源消耗严重等特点，不适用于高速太赫兹通信系统。
发明内容
针对现有技术中的缺陷，本发明公开的一种用于太赫兹通信的位定时同步实现方法：在太赫兹通信中通过频域插入单音导频来实现位定时同步；由于导频信号带宽相对于数据信号带宽较小，故能够用低速模数转换器对基带信号采样，转换为低速数字信号进行处理，降低信号处理运算量，从而降低硬件电路设计与实现的复杂度。
本发明的目的是通过下述技术方案实现的。
本发明公开的一种用于太赫兹通信的位定时同步实现方法，发送端在基带信号频谱第一个零点处插入低功率单音导频信号，通过数模转换器DAC转换为模拟信号后与本振信号混频调制到太赫兹频段，然后经过功率放大器并由天线发送到无线信道；接收端将天线收到的无线信号通过低噪声放大器后，利用载波同步方法复制太赫兹载波与低噪声放大器输出的信号进行第一次模拟混频实现载波剥离，使其频谱搬移至基带，得到有偏移量的基带信号；将有偏移量的基带信号与本振信号进行第二次模拟正交混频；利用低通滤波器对第二次模拟正交混频之后的I,Q两路信号滤波，滤除高频部分，得到经过低通滤波器后的I,Q路信号；依据奈奎斯特采样定律，将经过低通滤波器后的I,Q路信号通过低采样率的模数转换器ADC进行采样，转换为数字信号进行处理；将采样后数字信号合成为复数信号进行快速傅里叶变换FFT，通过观察复数信号谱峰，得出频率偏移量的估计值和相位偏移量的估计值；通过估计出的频率偏移量和相位偏移量，对高速模数转换器ADC的采样时钟频率和相位进行补偿，实现用于太赫兹通信的位定时同步。
本发明公开的一种用于太赫兹通信的位定时同步实现方法，包括如下步骤：
步骤一，发送端在基带信号频谱第一个零点处插入低功率单音导频信号，通过数模转换器DAC转换为模拟信号后与本振信号混频调制到太赫兹频段，然后经过功率放大器并由天线发送到无线信道。
发送端在信息速率为Rb的基带信号m(t)频谱第一个零点f0＝Rb处插入低功率单音导频信号。所述的低功率单音导频信号是指插入的单音导频信号的功率比基带信号m(t)的功率低至40dB。
数据基带信号与导频的组合信号m1(t)表示为：
m1(t)＝m(t)+cos(2πf0t+θ0) (1)
其中：m(t)为基带信号，cos(2πf0t+θ0)为插入的低功率单音导频信号。
将组合信号m1(t)通过数模转换器DAC转换为模拟信号，输出的模拟信号与本振信号模拟混频调制到太赫兹频段，然后经过功率放大器并由天线发送到无线信道。
步骤二，接收端将天线收到的无线信号通过低噪声放大器后，利用载波同步方法复制太赫兹载波与低噪声放大器输出的信号进行第一次模拟混频实现载波剥离，使其频谱搬移至基带，得到基带信号m2(t)。
接收端将天线收到的无线信号通过低噪声放大器后，利用载波同步方法复制太赫兹载波与低噪声放大器输出的信号进行第一次模拟混频实现载波剥离，使其频谱搬移至基带。由于收发端的相对运动会产生多普勒效应，使第一次模拟混频后的信号m2(t)有速率偏移，而数据信号m2(t)的速率偏移量ΔRb与导频信号频率的偏移量Δf一致，即ΔRb＝Δf，同时由于接收机启动时间的随机性，使信号m2(t)中单音导频的相位偏移量Δθ也具有随机性。多普勒效应引起的频率偏移量Δf如公式(2)所示：
其中，v为收发信机的相对运动速度，f0为导频频率，c为光速。则第一次模拟混频后的实际信号m2(t)为：
m2(t)＝m'(t)+cos[2π(f0+Δf)t+(θ0+Δθ)] (3)
其中m'(t)为实际接收到的有速率偏移量ΔRb的数据基带信号，cos[2π(f0+Δf)t+(θ0+Δθ)]为实际接收到有偏移量的导频信号。
步骤三，将步骤二得到的有偏移量的基带信号m2(t)与本振信号进行第二次模拟正交混频。
将步骤二得到的有偏移量的基带信号m2(t)与以f0为频率的本振信号进行第二次模拟正交混频。第二次模拟正交混频的目的是将导频信号频谱由f0+Δf位置搬移至Δf位置。第二次模拟正交混频中使用的本振正弦、余弦信号分别为：-sin(2πf0t+θ0)和cos(2πf0t+θ0)。第二次模拟正交混频后的I,Q两路信号分别记为i(t)和q(t)，其表达式如下：
步骤四，利用低通滤波器对第二次模拟正交混频之后的I,Q两路信号i(t),q(t)滤波，滤除高频部分，得到经过低通滤波器后的I,Q路信号，分别记为i0(t)和q0(t)。
利用低通滤波器对第二次模拟正交混频之后的I,Q两路信号i(t),q(t)滤波，滤除高频部分。由于收发信机之间相对运动速度v不确定，导致无法准确确定导频信号的频率偏移量Δf，所以将第二次模拟正交混频之后的I,Q两路信号i(t),q(t)分别通过带宽为B的低通滤波器，所述的滤波器带宽B不小于Δf，以确保频偏信息得以保留。经过低通滤波器后的I,Q路信号分别记为i0(t)和q0(t)：
上式中的i0(t)和q0(t)相当于低频的正余弦信号，对频率偏移量Δf和相位偏移量Δθ的估计即是对i0(t)与q0(t)中正余弦信号的频率和相位的估计。
步骤五，依据奈奎斯特采样定律，将步骤四所得i0(t)和q0(t)信号通过低采样率的模数转换器ADC进行采样，转换为数字信号i0(n)和q0(n)进行处理。
依据奈奎斯特采样定律，为了防止信号频谱混叠，采样率fs须不小于低通滤波器带宽B的两倍，将I,Q两路信号i0(t)和q0(t)通过采样率为fs≥2B的模数转换器ADC进行采样，变为数字信号进行处理。采样后的I,Q两路信号分别记为i0(n)和q0(n)，表示如下：
将I,Q两路信号i0(t),q0(t)通过采样率为fs的模数转换器ADC进行采样的方法的后续运算量，比现有方法中以2Rb为采样率直接对i(t),q(t)信号进行处理的方法的运算量降低3～4个数量级。
步骤六，将采样后数字信号i0(n)和q0(n)合成为复数信号x(n)进行快速傅里叶变换FFT，通过观察复数信号x(n)谱峰，得出频率偏移量Δf的估计值和相位偏移量Δθ的估计值。
将采样后的数字信号i0(n)和q0(n)合成为复数信号：
对x(n)进行N点快速傅里叶变换FFT，记快速傅里叶变换FFT后得到的频域信号为X(k)，依据傅里叶变换公式：
由公式(11)知频谱在位置处有峰值，故根据频谱峰值的位置k0得出频率偏移量Δf的估计值。
通过X(k0)的实部数据Xreal(k0)和虚部数据Ximag(k0)得出相位偏移量Δθ的估计值，Xreal(k0)、Ximag(k0)及Δθ的表达式为：
步骤七，通过步骤六估计出的频率偏移量Δf和相位偏移量Δθ，对高速模数转换器ADC的采样时钟频率和相位进行补偿，实现用于太赫兹通信的位定时同步。
有益效果：
1、本发明公开的一种用于太赫兹通信的位定时同步实现方法，采用插入低功率导频信号的方法能够准确计算收发信机之间的频率偏移和相位偏移。为避免导频信号的添加对数据信号波形的改变，本发明限制导频信号功率仅为基带信号功率的万分之一，即导频信号发送功率比实际信号发送功率低40dB。本发明以牺牲较小的发送功率为代价，使接收端提取位定时同步的电路的复杂性大大降低，经验证，本发明可应用于信噪比低至-3dB的情况下。
2、本发明公开的一种用于太赫兹通信的位定时同步实现方法，在信息速率为数十Gbps的太赫兹通信下，为获取接收信号的频率和相偏移，接收端模数转换器ADC采样时钟频率无需再为信息速率的2倍或以上，只需数十MHz。处理的数据量降低3～4个数量级，大大降低运算量和处理难度。
3、本发明公开的一种用于太赫兹通信的位定时同步实现方法，可应用于二相相移键控(Binary Phase Shift Keying,BPSK)、四相相移键控(Quadri Phase Shift Keying,QPSK)在内的多种调制方式下的位定时同步。
附图说明
图1是本发明“一种用于太赫兹通信的位定时同步实现方法”的总体流程图；
图2是本发明“一种用于太赫兹通信的位定时同步实现方法”的发送端结构框图；
图3是基带信号频谱图；
图4是插入导频功率比基带信号功率低40dB时的发送信号频谱图；
图5是本发明“一种用于太赫兹通信的位定时同步实现方法”的接收端结构框图；
图6是信噪比为15dB，插入导频功率比基带信号功率低40dB时接收端数据处理后的信号频谱。
具体实施方式
为使本发明更加清楚明白，以下结合具体实施例子，并且参照附图，对本发明进一步详细说明。
实施例1：
为验证本方法可行性，以二相相移键控(Binary Phase Shift Keying,BPSK)调制方式为例，其中信息速率Rb：10Gbps；插入导频频率f0：10GHz；太赫兹载波频率：340GHz；相对运动速度v：6000m/s；信噪比SNR：15dB；低通滤波器带宽B：5MHz；模数转换器ADC采样率fs：10MHz；FFT点数N：1048576。
如图1所示，本实施例公开的一种用于太赫兹通信的位定时同步实现方法，具体实现步骤如下：
步骤一，发送端结构如图2所示，数据基带信号m(t)的信息速率为10Gbps，即数据基带信号m(t)的频谱的第一个零点位于f0＝Rb＝10GHz处，即所插入的单音导频频率为10GHz。数据基带信号m(t)与单音导频的组合信号m1(t)表示为公式(1)所示，其中θ0＝0。插入单音导频后的基带信号频谱如图3所示。当导频信号功率比数据信号功率低40dB时，二者频谱图如图4所示。通过数模转换器DAC将数字信号转换为模拟信号，输出的模拟信号与340GHz本振信号进行模拟混频，经过功率放大器并由天线发送到无线信道。
步骤二，接收端的结构如图5所示，接收端将天线收到的无线信号通过低噪声放大器，利用载波同步方法复制太赫兹载波与低噪声放大器输出的信号进行第一次模拟混频实现载波剥离，使其频谱搬移至基带。依据公式(2)计算由多普勒效应引起的导频信号频率偏移量Δf，即数据基带信号的速率偏移ΔRb为依据公式(3)，第一次混频后的基带信号为有速率偏移量ΔRb的数据基带信号m'(t)与有频率偏移量Δf和相位偏移量Δθ的导频信号的组合基带信号m2(t)。
步骤三，将步骤二得到的第一次模拟混频之后的组合基带信号m2(t)进行第二次模拟混频。第二次模拟混频为正交混频，使用的本振正弦信号为-sin(2πf0t+θ0)，本振余弦信号为cos(2πf0t+θ0)，其中f0＝10GHz，θ0＝0。第二次模拟正交混频后得到I,Q两路信号，记为i(t)和q(t)。
步骤四，将第二次模拟正交混频之后的I,Q两路信号通过带宽B为5MHz的低通滤波器滤除高阶分量，得到有频偏、相偏的I,Q两路基带导频信号i0(t)和q0(t)。
步骤五，依据奈奎斯特采样定律，为了防止采样后数字信号的频谱混叠，使用的低采样率模数转换器ADC的采样率fs须不小于低通滤波器带宽B的两倍。将I,Q两路信号i0(t)和q0(t)通过采样率为fs＝10MHz的模数转换器ADC进行采样，变为数字信号i0(n),q0(n)进行处理。对基带导频信号i0(n)和q0(n)进行数字信号处理以获取导频频率偏移量即数据信号速率偏移量的方法的后续运算量，比现有方法中以2Rb为采样率直接对步骤三中的i(t),q(t)信号进行处理的方法的运算量降低3～4个数量级。
步骤六，将采样后的信号I,Q两路数字信号i0(n)和q0(n)合成为复数信号x(n)＝i0(n)+j·q0(n)，然后对复数信号x(n)进行N＝220＝1048576点快速傅里叶变换FFT，频率分辨率为进而观察信号频谱，如图6所示，找出信号频谱峰值位置b＝545260，根据公式得出频率偏移量Δf的估计值。通过峰值对应的X(b)的实部数据Xreal(b)和虚部数据Ximag(b)，根据公式得出相位偏移量Δθ的估计值。
步骤七，通过步骤六估计出的频率偏移量Δf和相位偏移量Δθ，对高速模数转换器ADC的采样时钟频率和相位进行补偿，实现用于太赫兹通信的位定时同步。
以上所述的具体描述，对发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种用于太赫兹通信的位定时同步实现方法，其特征在于：包括如下步骤，
步骤一，发送端在基带信号频谱第一个零点处插入低功率单音导频信号，通过数模转换器DAC转换为模拟信号后与本振信号混频调制到太赫兹频段，然后经过功率放大器并由天线发送到无线信道；
步骤二，接收端将天线收到的无线信号通过低噪声放大器后，利用载波同步方法复制太赫兹载波与低噪声放大器输出的信号进行第一次模拟混频实现载波剥离，使其频谱搬移至基带，得到基带信号m2(t)；
步骤三，将步骤二得到的有偏移量的基带信号m2(t)与本振信号进行第二次模拟正交混频；
步骤四，利用低通滤波器对第二次模拟正交混频之后的I,Q两路信号i(t),q(t)滤波，滤除高频部分，得到经过低通滤波器后的I,Q路信号，分别记为i0(t)和q0(t)；
步骤五，依据奈奎斯特采样定律，将步骤四所得i0(t)和q0(t)信号通过低采样率的模数转换器ADC进行采样，转换为数字信号i0(n)和q0(n)进行处理；
步骤六，将采样后数字信号i0(n)和q0(n)合成为复数信号x(n)进行快速傅里叶变换FFT，通过观察复数信号x(n)谱峰，得出频率偏移量Δf的估计值和相位偏移量Δθ的估计值；
步骤七，通过步骤六估计出的频率偏移量Δf和相位偏移量Δθ，对高速模数转换器ADC的采样时钟频率和相位进行补偿，实现用于太赫兹通信的位定时同步。
2.如权利要求1所述的一种用于太赫兹通信的位定时同步实现方法，其特征在于：步骤一具体实现方法为，
发送端在信息速率为Rb的基带信号m(t)频谱第一个零点f0＝Rb处插入低功率单音导频信号；数据基带信号与导频的组合信号m1(t)表示为：
m1(t)＝m(t)+cos(2πf0t+θ0) (1)
其中：m(t)为基带信号，cos(2πf0t+θ0)为插入的低功率单音导频信号；
将组合信号m1(t)通过数模转换器DAC转换为模拟信号，输出的模拟信号与本振信号模拟混频调制到太赫兹频段，然后经过功率放大器并由天线发送到无线信道。
3.如权利要求2所述的一种用于太赫兹通信的位定时同步实现方法，其特征在于：步骤二具体实现方法为，
接收端将天线收到的无线信号通过低噪声放大器后，利用载波同步方法复制太赫兹载波与低噪声放大器输出的信号进行第一次模拟混频实现载波剥离，使其频谱搬移至基带；由于收发端的相对运动会产生多普勒效应，使第一次模拟混频后的信号m2(t)有速率偏移，而数据信号m2(t)的速率偏移量ΔRb与导频信号频率的偏移量Δf一致，即ΔRb＝Δf，同时由于接收机启动时间的随机性，使信号m2(t)中单音导频的相位偏移量Δθ也具有随机性；多普勒效应引起的频率偏移量Δf如公式(2)所示：
其中，v为收发信机的相对运动速度，f0为导频频率，c为光速；则第一次模拟混频后的实际信号m2(t)为：
m2(t)＝m'(t)+cos[2π(f0+Δf)t+(θ0+Δθ)] (3)
其中m'(t)为实际接收到的有速率偏移量ΔRb的数据基带信号，cos[2π(f0+Δf)t+(θ0+Δθ)]为实际接收到有偏移量的导频信号。
4.如权利要求3所述的一种用于太赫兹通信的位定时同步实现方法，其特征在于：步骤三具体实现方法为，
将步骤二得到的有偏移量的基带信号m2(t)与以f0为频率的本振信号进行第二次模拟正交混频；第二次模拟正交混频的目的是将导频信号频谱由f0+Δf位置搬移至Δf位置；第二次模拟正交混频中使用的本振正弦、余弦信号分别为：-sin(2πf0t+θ0)和cos(2πf0t+θ0)；第二次模拟正交混频后的I,Q两路信号分别记为i(t)和q(t)，其表达式如下：
5.如权利要求4所述的一种用于太赫兹通信的位定时同步实现方法，其特征在于：步骤四具体实现方法为，
利用低通滤波器对第二次模拟正交混频之后的I,Q两路信号i(t),q(t)滤波，滤除高频部分；由于收发信机之间相对运动速度v不确定，导致无法准确确定导频信号的频率偏移量Δf，所以将第二次模拟正交混频之后的I,Q两路信号i(t),q(t)分别通过带宽为B的低通滤波器，所述的滤波器带宽B不小于Δf，以确保频偏信息得以保留；经过低通滤波器后的I,Q路信号分别记为i0(t)和q0(t)：
上式中的i0(t)和q0(t)相当于低频的正余弦信号，对频率偏移量Δf和相位偏移量Δθ的估计即是对i0(t)与q0(t)中正余弦信号的频率和相位的估计。
6.如权利要求5所述的一种用于太赫兹通信的位定时同步实现方法，其特征在于：步骤五具体实现方法为，
依据奈奎斯特采样定律，为了防止信号频谱混叠，采样率fs须不小于低通滤波器带宽B的两倍，将I,Q两路信号i0(t)和q0(t)通过采样率为fs≥2B的模数转换器ADC进行采样，变为数字信号进行处理；采样后的I,Q两路信号分别记为i0(n)和q0(n)，表示如下：
7.如权利要求6所述的一种用于太赫兹通信的位定时同步实现方法，其特征在于：步骤六具体实现方法为，
将采样后的数字信号i0(n)和q0(n)合成为复数信号：
对x(n)进行N点快速傅里叶变换FFT，记快速傅里叶变换FFT后得到的频域信号为X(k)，依据傅里叶变换公式：
由公式(11)知频谱在位置处有峰值，故根据频谱峰值的位置k0得出频率偏移量Δf的估计值；
通过X(k0)的实部数据Xreal(k0)和虚部数据Ximag(k0)得出相位偏移量Δθ的估计值，Xreal(k0)、Ximag(k0)及Δθ的表达式为：
8.如权利要求7所述的一种用于太赫兹通信的位定时同步实现方法，其特征在于：步骤七具体实现方法为，
通过步骤六估计出的频率偏移量Δf和相位偏移量Δθ，对高速模数转换器ADC的采样时钟频率和相位进行补偿，实现用于太赫兹通信的位定时同步。
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