CN107942321B - 一种基于fpga的侧音测距中的测距音处理方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于FPGA的侧音测距中的测距音处理方法，属于电子测试测量领域，主要采用FPGA完成测距音的生成、测距音的接收以及发射与接收音相位差的计算。本发明采用双通道测距音处理技术，在捕获阶段使用2MSPS低采样率的主音与次音同时工作的发射通道与接收通道，可解决Hz级低频原始音恢复时FPGA资源难以满足的问题，同时确保对高速运动卫星的捕获不产生相位模糊；在跟踪阶段使用100MSPS高采样率的主音发射通道与接收通道，单次测量精度可达到10ns，提高了跟踪速率与测量精度；采用周期平均的相差测试方法生成相差，降低了两个单音频间相差计算的复杂度，此方法适用于所有侧音测距标准的实现，应用范围广。

Description

一种基于FPGA的侧音测距中的测距音处理方法

技术领域

本发明属于电子测试测量领域，具体涉及一种基于FPGA的侧音测距中的测距音处理方法。

背景技术

当前，侧音测距法与伪码测距法是地面在对卫星与航天器进行距离测量时最常用的两种测距方法，其中，侧音测距法由于具备测量速度快、测试精度高、所需信号带宽窄等特点，在测距中应用十分广泛。在侧音测距法中，又有多个测距标准，包括INMARSAT、ESA、ESA-like等，这些测距标准都是基于测距音来进行距离解算，只是为了针对不同的测量距离或测试速度的应用，所采用的测距音频率与个数有所区别。侧音测距法是通过在发射端发测距音、同时在接收端接收解调并恢复出测距音，发射音与接收音的相位延时即对应信号在地面与卫星间往返一次传输的时间，再根据电磁波的传输速率(光速)即可折算出地面与卫星间的距离，测距音的相位差与距离的关系示意图如图1所示。

由于测距精度取决于测距音的相位精度，为了提高相位分辨率，需要提高发射音的频率与采样率，但由于测距音的周期时间必须大于电磁波往返一次的传输时间，为了扩大测试距离，又需要降低发射音的频率提高其周期时间，为了解决这一矛盾，侧音测距标准都规定了一组测距音，包含了频率较高的主音与一组频率较低的次音，同时将测距过程分为距离捕获与距离跟踪两个阶段，如图2所示。在距离捕获阶段，按时间顺序依次发射次音(可同时发射主音)，最低频的次音保证最长的测试距离，中间增加的一组次音使得在距离捕获过程中不至于频率跳跃太大，次音频率连续温和增加不容易产生相位模糊问题，捕获阶段对距离测量精度要求不高；在距离跟踪阶段，利用高频的主音保证测距精度，可连续跟踪测量。例如，ESA测距标准的测距音分别为：主音100kHz，次音分别为20kHz、4kHz、800Hz、160Hz、32Hz、8Hz，其测试距离取决于8Hz，最长可达到18750km。为了解决低的调制音频率在解调端同步时间过长的问题，在实际发射时，将低频的次音混频到高频的折叠音，在接收端再恢复出低频原始次音，ESA的实际发射的折叠音分别为：100kHz、20kHz、16kHz(4kHz原始音与20kHz混频生成)、16.8kHz(800Hz原始音与16kHz混频)、16.16kHz(160Hz原始音与16kHz混频)、16.032kHz(32Hz原始音与16kHz混频)、16.008kHz(8Hz原始音与16kHz混频)。在发折叠音时可不同时发射100kHz的主音，但这样会导致在对于动态卫星的测距中，由于无法通过连续的主音跟踪距离的变化，容易导致相位模糊，从而导致距离计算出现大的误差。

高分辨率的折叠音发生、从接收折叠音中恢复出原始音、相位差计算是高精度侧音测距的关键因素之一。由于侧音测距对实时性要求高、算法复杂，尤其适合在FPGA中进行测距音信号的处理。在ESA测距标准中，测距精度取决于100kHz主音的相位分辨率，其采样率越高，相位分辨率就越高，在100MHz采样率时，其相位分辨率为10ns。而高的采样率在恢复低频的原始音频时需要的数字滤波器很难实现，例如从100kHz+16.008kHz的折叠音中恢复出8Hz的原始音，需要的8Hz低通滤波器的通带带宽相对于100MSPS的采样率太小，需要的滤波器级数超过几万级，在资源与速率都受限的FPGA中极难实现。因此，传统的在FPGA中实现侧音测距的方法主要有两种，第一种是在发射折叠音时不同时发射100kHz的主音，这样可以在发射折叠音时采用低采样率以降低恢复次音时的复杂度，这种方式在对高速运动中的卫星进行测试时，容易产生相位模拟问题；第二种是在整个测量过程中全部使用低采样率，而通过多次求平均的方式提高相位测试精度，这种方法需要更长的测试时间，而且单次测试精度低。

目前，在FPGA内采用高达100MSPS的采样率、单次测量精度达到10ns、主音与折叠音在捕获阶段同时处理的侧音测距技术未见报道。

现有的基于FPGA的侧音测距方法主要是通过低采样率的测距音或者在捕获阶段采取主音与次音不同时处理的方式实现，这两种方法相对简单，便于在FPGA中实现，但存在单次测距精度不高的问题，需要提高测量精度时只能采取长时间平均的方式，导致测量时间过长，在跟踪测量高速运行卫星的距离时实时性差，而且主音与次音不同时发射在捕获阶段容易产生相位模糊等问题。

发明内容

针对现有技术中存在的上述技术问题，本发明提出了一种基于FPGA的侧音测距中的测距音处理方法，设计合理，克服了现有技术的不足，具有良好的效果。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种基于FPGA的侧音测距中的测距音处理方法，主要采用FPGA完成测距音的生成、测距音的接收以及发射与接收音相位差的计算；FPGA上集成有包括第一数字NCO、第二数字NCO、混频音数字NCO、第一混频器、加法器、50倍插值滤波器、φM调制器、第三数字NCO、φM解调器、50倍抽取滤波器、100kHz的高通滤波器、60kHz的低通滤波器、第二混频器和4kHz的滤波器在内的芯片；

其中，在FPGA内部完成测距音生成的具体步骤如下：

在距离捕获阶段：

步骤1.1：选择2MSPS的发射处理通道；

步骤1.2：在发射单元，第一数字NCO和第二数字NCO分别产生100kHz主音与低频次音；

步骤1.3：低频次音与混频音数字NCO产生的混频音通过第一混频器混频后产生折叠音；

步骤1.4：通过加法器将主音与折叠音相加产生调制音；

步骤1.5：通过50倍插值滤波器将调制音的采样率从2MSPS提升至100MSPS；

步骤1.6：将采样率为100MSPS的调制音作为φM调制器的信号源，通过φM调制器调制产生I、Q两路的φM基带信号；

步骤1.7：在FPGA中采用数字上变频方式将I、Q基带信号调制到数字载波上发送出去，作为测距的发射数字中频信号；

在距离跟踪阶段：

步骤1.8：选择采样率为100MSPS的发射处理通道；

步骤1.9：在发射单元，第三数字NCO产生采样率为100MSPS的100kHz主音；

步骤1.10：将主音通过φM调制器与数字上变频处理后，作为测距的发射数字中频信号发送出去；

采用FPGA完成测距音接收的具体步骤如下：

在距离捕获阶段：

步骤2.1：选择2MSPS的接收处理通道；

步骤2.2：在接收单元，在FPGA中采用数字下变频方式将接收数字采样输入信号转化成I、Q基带信号；

步骤2.3：通过φM解调器解调生成采样率为100MSPS的解调音；

步骤2.4：将解调音通过50倍抽取滤波器处理后恢复出采样率为2MSPS的折叠音与主音的混合音；

步骤2.5：将混合音的其中一路通过100kHz的高通滤波器恢复出100kHz的主音；另一路通过60kHz的低通滤波器恢复出折叠音；

步骤2.6：将折叠音与混频音通过第二混频器进行混频；

步骤2.7：混频信号经过4kHz的滤波器低通滤波后恢复出低频的原始次音；

在距离跟踪阶段：

步骤2.8：选择采样率为100MSPS的接收处理通道；

步骤2.9：在接收单元，通过数字下变频与φM解调器解调处理生成采样率为100MSPS的解调音，此解调音即为恢复出的100kHz的主音；

采用FPGA完成发射与接收音相位差的具体步骤如下：

在距离捕获阶段：

步骤3.1：在求相差单元，对发射单元提供的cos/sin正交原始音与接收单元恢复出的原始音进行求相差运算；

步骤3.2：按测距标准，按顺序依次发射主音与次音，并纪录下发射与接收主音的相位差、发射与接收次音的相位差，当所有的次音发射完成后，由上位机进行距离解模糊运算，完成距离的捕获，转入距离跟踪阶段；

在距离跟踪阶段：

步骤3.3：在求相差单元，对发射单元与接收单元的100kHz主音求相差；

步骤3.4：由上位机根据相差值完成距离的计算，在距离跟踪阶段可连续测试，实时连续跟踪测量卫星的距离。

优选地，在步骤3.1中，具体包括如下步骤：

步骤3.1.1：对发射单元提供的cos/sin正交原始音与接收单元恢复出的原始音进行数字下变频操作，产生I、Q两路信号；

步骤3.1.2：分别对I、Q两路信号进行求整数周期的平均操作，其中，一个整数周期的点数等于采样率除以原始音频率的2倍；

步骤3.1.3：通过FPGA内核自带的cordic算法对I、Q两路平均后的平均值作求极坐标运算，输出的极坐标角度即为相位差。

本发明所带来的有益技术效果：

本发明采用双通道测距音处理技术，在距离捕获阶段使用2MSPS低采样率的主音与次音同时工作的发射通道与接收通道，可解决Hz级低频原始音恢复时FPGA资源难以满足的问题，同时确保对高速运动卫星的捕获不产生相位模糊；所需FPGA资源少，无需级数过长的数字滤波器即可恢复出低频的原始音；在跟踪阶段使用100MSPS高采样的主音发射通道与接收通道，单次测量精度可达到10ns，节省了测量时间，提高了跟踪速率与测量精度，并提高了对高速运动卫星的跟踪测量实时性；同时采用周期平均的相差测试方法生成相差，可显著降低两个单音频间相差计算的复杂度。此方法适用于所有侧音测距标准的FPGA实现，应用范围广。

附图说明

图1为测距音的相位差与距离的关系示意图。

图2为侧音测距的捕获与跟踪阶段示意图。

图3为侧音测距FPGA实现原理框图。

图4为求相差单元原理框图。

具体实施方式

下面结合附图以及具体实施方式对本发明作进一步详细说明：

一种基于FPGA的侧音测距中的测距音处理方法，其原理如图3所示。

(一)技术方案的结构及动作关系说明

1.首先是卫星距离捕获阶段，选择2MSPS的发射处理通道与接收处理通道；

2.在发射单元，由两个数字NCO分别产生100kHz主音与低频次音，次音与混频音混频后产生相对高频的折叠音，再将主音与折叠音相加产生调制音，再通过50倍的插值滤波器提升调制音的2MSPS采样率至100MSPS，便于后续处理；将100MSPS的调制音作为φM的信号源，产生I、Q两路的φM基带信号，在FPGA中采用数字上变频(DUC)方式将I、Q基带信号调制到数字载波上发送出FPGA，作为测距的发射数字中频信号；

3.在接收单元，首先通过数字下变频(DDC)将接收数字采样输入信号转化成I、Q基带信号，再通过φM解调处理生成100MSPS的解调音；再将解调音作50倍抽取滤波处理后恢复出2MSPS采样率的折叠音与主音的混合音；将混合音通过一个100kHz的高通滤波器恢复出100kHz的主音，另一路通过一个60kHz的低通滤波器后恢复出折叠音，折叠音再与混频音混频，经过4kHz的低通滤波后恢复出低频的原始次音；

4.在求相差单元，分别对发射与接收单元提供的原始与恢复出的主音或次音求相差。按测距标准轮流发射完一遍主音与各组次音并纪录相差后，由上位机软件进行距离解模糊运算，完成距离的捕获，转入距离跟踪阶段；

5.在距离跟踪阶段，选择100MSPS的发射处理通道与接收处理通道；

6.在发射单元，由数字NCO产生100kHz主音，采样率100MSPS，再将此主音作φM与DUC处理后，作为测距的发射数字中频信号；

7.在接收单元，DDC与φM解调处理生成100MSPS的解调音，此解调音即为恢复出来的100kHz的主音；

8.在求相差单元，分别对发射与接收单元的100kHz主音求相差，由上位机软件根据相差值完成距离的计算。在距离跟踪阶段可连续测试，实时连续跟踪测量卫星的距离。

(二)技术方案的原理说明

在技术方案中，FPGA主要实现测距音的生成、测距音的恢复、发射与接收音的相差计算等功能。本发明的关键技术点的原理说明如下：

1.折叠音产生与恢复技术

理论折叠音为单一频率的单音信号，例如在ESA标准中，8Hz的次音对应的发射折叠音频率为16.008kHz，而在FPGA中将8Hz的次音与16kHz混频音相混频后，会产生16.008Hz与15.992kHz两个音频信号，而由于这两个信号频率相距太近，在FPGA内无法将15.992kHz的杂散音滤除掉，本发明通过在接收端采用混频与滤波的方法可以完全消除此杂散音对测距系统的影响。各单音都采用cos余弦信号，设原始次音的频率为f_原始次音，设混频音的频率为f_混频音，则发射的折叠音W_折叠音的计算如下：

W_折叠音＝cos(f_原始次音)×cos(f_混频音)＝cos(f_混频音+f_原始次音)+cos(f_混频音-f_原始次音)

在解调时，经过50倍抽取与60kHz的低通后的信号即为解调出的折叠音W_折叠音，将此解调折叠音与混频音相混产生的信号H_混为：

H_混＝W_折叠音×cos(f_混频音)

＝[cos(f_混频音+f_原始次音)+cos(f_混频音-f_原始次音)]×cos(f_混频音)

＝[cos(f_混频音+f_原始次音)×cos(f_混频音)]+[cos(f_混频音-f_原始次音)×cos(f_混频音)]

＝[cos(2f_混频音+f_原始次音)+cos(f_原始次音)]+[cos(2f_混频音-f_原始次音)+cos(f_原始次音)]

＝[cos(2f_混频音+f_原始次音)+cos(2f_混频音-f_原始次音)]+2cos(f_原始次音)

由于[cos(2f_混频音+f_原始次音)+cos(2f_混频音-f_原始次音)]的频率远大于有用信号2cos(f_原始次音)的频率，可以用一个低通滤波器直接滤除，这样就可恢复出cos(f_原始次音)纯净单音。以8Hz的次音与16kHz混频音混频为例：cos(2f_混频音+f_原始次音)的频率为32.008kHz、cos(2f_混频音-f_原始次音)的频率为31.992kHz、cos(f_原始次音)的频率为8Hz，32.008kHz与31.992kHz远大于8Hz，用一个4kHz的低通滤波即可滤除，2MSPS采样率的4kHz低通滤波器需要的FPGA资源极少。

2.基于周期平均法的相差生成技术

本发明中，FPGA需要完成发射测距音与接收测距音的求相差计算，求相差单元的实现原理如图4所示。

对于第一组测距音，发射单元提供cos/sin两路正交的原始测距音信号给求相差单元，接收单元提供一路恢复的测距音给求相差单元。求相差单元根据这三路音频计算生成相差。正交求相差法是在FPGA中求相差最常用最有效的方法，设测距音的频率为f，输入的正交音为cos与sin，解调恢复出的测距音的相位延时为θ(即为相差)，则正交下变频后的I、Q两路信号分别为：

I＝cos(f+θ)×cos(f)＝cos(2f+θ)+cos(θ)

Q＝cos(f+θ)×sin(f)＝sin(2f+θ)-sin(θ)

理论上分别将I、Q路的高频杂散成分cos(2f+θ)与sin(2f+θ)通过低通滤波器滤除后，即可生成有用的cos(θ)与sin(θ)两路直流信号，在对其求反正切运算后，即可求出相差θ。但在侧音测距系统中，由于f可低达Hz级，而cos(θ)与sin(θ)都是直流信号，直流信号可等同于0频率信号，因此cos(2f+θ)与cos(θ)这两个信号在频谱上非常接近，很难在FPGA中通过数字滤波器将其滤掉。

为了解决求相差问题，本发明采用周期平均法生成相差，即对于下变频后的I、Q信号，不需要低通滤波器，直接根据信号的频率对其进行求整数周期的平均操作，即可恢复出I、Q两路的直流信号，再经过FPGA内核自带的cordic算法求出这两路直流信号的极坐标角度，即对应相位差，其原理说明如下：

考虑到I、Q两路信号中的杂散信号分量cos(2f+θ)与sin(2f+θ)的周期与幅度都完全相同，且对于一个cos或sin正弦信号，由于其0～π与π～2π两个取值范围内的值关于X轴对称，对其求一个周期的平均后，其平均值为0，因此，对于本发明中的cos(2f+θ)与sin(2f+θ)，同样可通过周期平均的方法将其归为0，这样就无需复杂并且难以实现的低通滤波器。此方法每次求平均的点数需要正好等于整数周期，至少需要平均1个完整周期，例如，在对8Hz的次音进行求平均时，采样率为2MSPS，则信号每个周期的采样点数即为2MHz/(8Hz×2)＝125000，即平均125000个采样数据即可将杂散信号归0；在对跟踪阶段的100kHz主音进行求平均时，采样率为100MSPS，信号每个周期的采样点数即为100MHz/(100kHz×2)＝500，即平均500个采样数据即可，求一次平均需要的时间为5us，即每5us就可计算生成一次距离，测量速率极快。

本发明方法特点：

1、主要采用FPGA完成测距音的生成、测距音的接收、发射与接收音相位差的计算；

2、测距音生成时采用高、低不同采样率的两个处理通道，在测距音接收时也采用高、低不同采样率的两个处理通道；

3、在距离捕获阶段使用低采样率通道，同时生成主音与次音；在距离跟踪阶段使用高采样率通道，生成高相位分辨率的主音；

4、在距离捕获阶段使用低采样率通道，从解调生成的解调音中分别恢复主音与次音；在距离跟踪阶段使用高采样率通道，恢复出高相位分辨率的主音；

5、在发射单元将次音与混频音混频后产生折叠音，在接收单元采用同一混频音进行混频，并通过低通滤波操作，从解调的折叠音中恢复出低频的原始次音；

6、通过发射单元的cos/sin正交原始音与接收单元恢复出的原始音进行求相差运算；

7、将恢复的原始音与正交原始音进行数字下变频操作，再分别对I、Q两路信号经过求整数周期的平均操作，单次平均的点数取决于原始音信号的频率与采样率，一个整数周期的点数等于采样率除以原始音频率的2倍。

8、通过cordic算法对I、Q两路平均后的平均值作求极坐标运算，输出的极坐标角度即为相位差。

当然，上述说明并非是对本发明的限制，本发明也并不仅限于上述举例，本技术领域的技术人员在本发明的实质范围内所做出的变化、改型、添加或替换，也应属于本发明的保护范围。

Claims (1)

1.一种基于FPGA的侧音测距中的测距音处理方法，其特征在于：主要采用FPGA完成测距音的生成、测距音的接收以及发射与接收音相位差的计算；FPGA上集成有包括第一数字NCO、第二数字NCO、混频音数字NCO、第一混频器、加法器、50倍插值滤波器、φM调制器、第三数字NCO、φM解调器、50倍抽取滤波器、100kHz的高通滤波器、60kHz的低通滤波器、第二混频器和4kHz的滤波器在内的芯片；

其中，在FPGA内部完成测距音生成的具体步骤如下：

在距离捕获阶段：

步骤1.1：选择2MSPS的发射处理通道；

步骤1.2：在发射单元，第一数字NCO和第二数字NCO分别产生100kHz主音与低频次音；

步骤1.3：低频次音与混频音数字NCO产生的混频音通过第一混频器混频后产生折叠音；

步骤1.4：通过加法器将主音与折叠音相加产生调制音；

步骤1.5：通过50倍插值滤波器将调制音的采样率从2MSPS提升至100MSPS；

步骤1.6：将采样率为100MSPS的调制音作为φM调制器的信号源，通过φM调制器调制产生I、Q两路的φM基带信号；

步骤1.7：在FPGA中采用数字上变频方式将I、Q基带信号调制到数字载波上发送出去，作为测距的发射数字中频信号；

在距离跟踪阶段：

步骤1.8：选择采样率为100MSPS的发射处理通道；

步骤1.9：在发射单元，第三数字NCO产生采样率为100MSPS的100kHz主音；

步骤1.10：将主音通过φM调制器与数字上变频处理后，作为测距的发射数字中频信号发送出去；

采用FPGA完成测距音接收的具体步骤如下：

在距离捕获阶段：

步骤2.1：选择2MSPS的接收处理通道；

步骤2.2：在接收单元，在FPGA中采用数字下变频方式将接收数字采样输入信号转化成I、Q基带信号；

步骤2.3：通过φM解调器解调生成采样率为100MSPS的解调音；

步骤2.4：将解调音通过50倍抽取滤波器处理后恢复出采样率为2MSPS的折叠音与主音的混合音；

步骤2.5：将混合音的其中一路通过100kHz的高通滤波器恢复出100kHz的主音；另一路通过60kHz的低通滤波器恢复出折叠音；

步骤2.6：将折叠音与混频音通过第二混频器进行混频；

步骤2.7：混频信号经过4kHz的滤波器低通滤波后恢复出低频的原始次音；

在距离跟踪阶段：

步骤2.8：选择采样率为100MSPS的接收处理通道；

步骤2.9：在接收单元，通过数字下变频与φM解调器解调处理生成采样率为100MSPS的解调音，此解调音即为恢复出的100kHz的主音；

采用FPGA完成发射与接收音相位差的具体步骤如下：

在距离捕获阶段：

步骤3.1：在求相差单元，对发射单元提供的cos/sin正交原始音与接收单元恢复出的原始音进行求相差运算；具体包括如下步骤：

步骤3.1.1：对发射单元提供的cos/sin正交原始音与接收单元恢复出的原始音进行数字下变频操作，产生I、Q两路信号；

步骤3.1.2：分别对I、Q两路信号进行求整数周期的平均操作，其中，一个整数周期的点数等于采样率除以原始音频率的2倍；

步骤3.1.3：通过FPGA内核自带的cordic算法对I、Q两路平均后的平均值作求极坐标运算，输出的极坐标角度即为相位差；

步骤3.2：按测距标准，按顺序依次发射主音与次音，并纪录下发射与接收主音的相位差、发射与接收次音的相位差，当所有的次音发射完成后，由上位机进行距离解模糊运算，完成距离的捕获，转入距离跟踪阶段；

在距离跟踪阶段：

步骤3.3：在求相差单元，对发射单元与接收单元的100kHz主音求相差；

步骤3.4：由上位机根据相差值完成距离的计算，在距离跟踪阶段可连续测试，实时连续跟踪测量卫星的距离。