CN107872419B - 一种用于太赫兹通信的伪码辅助位定时同步实现方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开一种用于太赫兹通信的伪码辅助位定时同步的实现方法，属于通信信号处理领域。本发明在发送端将低功率伪码导频插入数据基带信号频谱的第一个零点f0处，然后通过DAC转换为模拟信号，再混频至太赫兹频段发送；在接收端，将用载波同步方法复制的太赫兹载波与接收到的信号进行一次混频，使信号频谱搬移至基带；再将此基带信号与频率为f0的正交载波相乘进行二次混频，将得到的I,Q两路信号通过低通滤波器后送入低速ADC采样；再通过对采样后的I,Q两路信号进行捕获跟踪，实现对导频频偏的实时计算，并用此计算结果修正对一次混频后的基带信号进行采样的高速ADC的采样率，完成位定时同步。本发明能够降低信号处理运算量与硬件电路实现的复杂度。
Description
技术领域
本发明涉及一种伪码辅助位定时同步实现方法，尤其涉及一种用于太赫兹通信的伪码辅助位定时同步实现方法，属于通信信号处理领域。
背景技术
太赫兹波的频率范围为0.1到10THz，对应的波长范围为0.03mm到3mm。太赫兹通信是一种新的、有很多独特优点的通信方式，具优点如下：1)频段较宽，可承载的信息量更大，可很好地解决信息传输受限于带宽的问题；2)传输速率可达数十Gbps，适用于大容量通信场合；3)太赫兹波束窄，方向性好、保密性高、抗干扰能力强、穿透能力强，可以在恶劣的战场环境下以极高的带宽进行定向、高保密通信等等。其所呈现出的各种优势，使得研究太赫兹通信中的各种技术成为必然趋势。
在太赫兹无线通信中，由于收发信机相对运动产生的多普勒效应和收发时钟偏差的影响，收发信号之间存在频率和相位偏移。在接收端，为完成发送信息的还原，必须借助于同步系统对频率和相位的偏移进行估计以实现相干接收和最佳判决，并修正接收端的数据时钟源，使得接收端的抽样判决时钟与接收端信号同频同相。因为太赫兹通信的信息速率可以达到数十Gbps，根据奈奎斯特采样定律，如果要进行数字信号处理，需使用采样率高达数十GHz的模数转换器ADC。而高速ADC和宽带滤波器的实现复杂度较高，硬件开销过大，在实际中难以应用。所以寻求在低速率、低带宽下处理太赫兹信号的方法很有必要。
1993年Floyd M.Gardner(“Interpolator in Digital Modems-PartΙ:Fundamentals”,IEEE Transaction On Communications,1993,41(3):501-507)用插值法给出了数字调制解调器的时间调整基本原理，介绍了基于数控振荡器NCO的控制方法，并对插值器的信号处理特征进行了概述，提出了Gardner算法。Gardner算法能较好地解决基带信号频率与本地时钟频率不同步的问题。1993年Lars Erup和Floyd M.Gardner(“Interpolator in Digital Modems-PartΙΙ:Implementation and Performance”,IEEETransaction On Communications,1993,41(6):998-1008)研究了基于多项式滤波器的使用方法，提出了farrow插值滤波器的结构，并对其性能进较为详细的分析。
现有技术中太赫兹通信中的位定时同步实现方法存在下述缺陷：实现过程较为复杂，且对于传输速率高达数十Gbps的太赫兹通信系统位定时同步算法的实现存在计算量过大、资源消耗严重等特点，不适用于高速太赫兹通信系统。
发明内容
针对现有技术中的缺陷，本发明公开一种用于太赫兹通信的伪码辅助位定时同步实现方法：在太赫兹通信中通过扩频码伪随机(Pseudo-Noise Code,PN)序列导频的辅助来实现对数据信号的位定时同步；由于导频信号带宽相对于数据信号带宽较小，故能够用低速模数转换器ADC对基带信号采样，转换为低速数字信号进行处理，降低信号处理运算量，从而降低硬件电路设计与实现的复杂度。
本发明是通过下述技术方案实现的。
本发明公开一种用于太赫兹通信的伪码辅助位定时同步实现方法，发送端在数据基带信号频谱第一个零点f0处插入低功率扩频码伪随机序列导频；将插入了低功率扩频码伪随机序列导频的组合基带信号输入数模转换器DAC，输出的模拟信号通过与太赫兹载波相乘混频至太赫兹频段，再经过功率放大器并通过天线发送到无线信道。接收端将天线收到的无线信号通过低噪声放大器后，利用现有的载波同步方法复制太赫兹载波与低噪声放大器输出信号进行第一次混频实现载波剥离，使低噪声放大器输出信号的频谱搬移至基带。将此时得到的基带信号与频率为f0的本振低频载波信号相乘进行第二次混频，得到的I,Q两路信号。利用窄带低通滤波器对第二次正交混频之后的I,Q两路信号滤波，滤除高频部分，得到基带扩频导频信号。依据奈奎斯特采样定率，将滤除高频部分后的I,Q两路信号通过低采样率ADC进行采样，转换为I,Q两路数字信号；通过对I,Q两路数字信号进行捕获、跟踪，实现对基带扩频导频信号中心频率的实时精确计算，而基带扩频导频信号中心频率即是数据基带信号的速率偏移量。将伪随机序列捕获跟踪过程中确定的基带扩频导频信号中心频率返回给二次正交混频中的本振低频载波发生器控制时钟，以修正第二次混频所用的本振低频载波频率，同时修正对第一次混频后的信号采样的高速ADC的采样时钟，使高速ADC采样输出的数据即是最佳采样点上的数据，至此，实现用于太赫兹通信的伪码辅助位定时同步。
本发明公开的一种用于太赫兹通信的伪码辅助位定时同步实现方法，包括如下步骤：
步骤一，发送端在数据基带信号频谱第一个零点处插入低功率扩频码伪随机(Pseudo-Noise Code,PN)序列导频信号后，通过数模转换器DAC将其转换为模拟信号，再与太赫兹载波模拟混频调制到太赫兹频段，然后经过功率放大器并由天线发送到无线信道。
发送端在信息速率为Rb的数据基带信号m(t)频谱第一个零点f0＝Rb处插入低功率扩频码伪随机序列导频信号，导频信号为经过直接序列扩频的伪随机序列，即，导频信号的中心频率位于f0处。所述的低功率指插入的导频信号的功率比数据基带信号m(t)的功率低至40dB。
数据基带信号m(t)与扩频码伪随机序列导频的组合基带信号m1(t)表示为：
m1(t)＝m(t)+c(t)cos(2πf0t+θ0) (1)
其中c(t)为扩频码伪随机序列，cos(2πf0t+θ0)为导频信号的低频载波；此低频载波的频率为f0，初始相位为θ0，c(t)cos(2πf0t+θ0)为插入的扩频码伪随机序列导频信号。
将组合基带信号m1(t)通过数模转换器DAC转换成模拟信号，输出的模拟信号与太赫兹载波模拟混频至太赫兹频段，再经过功率放大器并通过天线发送到无线信道。
步骤二，接收端将天线收到的无线信号通过低噪声放大器后，利用载波同步方法复制太赫兹载波，与低噪声放大器输出的信号进行第一次模拟混频实现载波剥离使其频谱搬移至基带，得到基带信号m2(t)。
接收端将天线收到的无线信号通过低噪声放大器后，利用载波同步方法复制太赫兹载波，将低噪声放大器输出的信号与太赫兹载波进行第一次模拟混频实现载波剥离，使低噪声放大器输出的信号的频谱搬移至基带。由于收发端的相对运动会产生多普勒效应，使第一次模拟混频后的信号m2(t)有速率偏移，而数据信号m2(t)的速率偏移量ΔRb与导频信号中心频率的偏移量Δf一致，即ΔRb＝Δf。同时由于接收机启动时间的随机性，使信号m2(t)的导频部分的伪随机序列相位也具有随机性。多普勒效应引起的导频中心频率的偏移量Δf如公式(2)所示：
其中，v为收发信机的相对运动速度，f0为导频中心频率，c为光速。则第一次模拟混频后的信号m2(t)为：
m2(t)＝m′(t)+c′(t)cos[2π(f0+Δf)t+(θ0+Δθ)] (3)
其中m′(t)为实际接收到的有速率偏移量ΔRb的数据基带信号，c′(t)为有码相位偏移的扩频序列，c′(t)cos[2π(f0+Δf)t+(θ0+Δθ)]为实际接收到有偏移量的导频信号。
步骤三，将步骤二得到的有偏移量的基带信号m2(t)与本振低频正交载波信号相乘，进行第二次模拟混频，得到的I,Q两路信号分别记为i(t)和q(t)。
将步骤二中得到的第一次模拟混频之后的信号m2(t)与以f0为频率的本振信号进行第二次模拟混频。第二次模拟混频为正交混频。第二次模拟正交混频的目的是将扩频导频信号频谱的中心频率由f0+Δf位置搬移到Δf位置，以得到基带扩频导频信号。第二次模拟正交混频中使用的本振正弦信号为-sin(2πf0t+θ0)，本振余弦信号为cos(2πf0t+θ0)。第二次模拟混频之后的I,Q两路信号分别记为i(t)和q(t)，表达式如下：
步骤四，利用低通滤波器对第二次模拟正交混频之后的I,Q两路信号i(t),q(t)滤波，滤除高频部分，得到有偏移量的基带扩频导频信号。经过低通滤波器后的I,Q路信号分别记为i0(t)和q0(t)。
利用低通滤波器对第二次模拟正交混频之后的I,Q两路信号i(t),q(t)滤波，滤除高频部分。扩频码伪随机序列c(t)的带宽为BPN。由于收发信机之间相对运动的速度v不确定，导致无法确定导频信号中心频率偏移量Δf，所以将第二次模拟正交混频之后的I,Q两路信号i(t),q(t)分别通过带宽为B的低通滤波器，所述的滤波器带宽B不小于Δf+BPN，确保频偏信息得以保留。经过低通滤波器后的I,Q路信号分别记为i0(t)和q0(t)：
上式中i0(t)和q0(t)相当于基带扩频导频信号。对频率偏移Δf和相位偏移量Δθ的估计即是对i0(t)与q0(t)中正余弦信号的频率和相位的估计。
步骤五，依据奈奎斯特采样定律，将步骤四所得i0(t)和q0(t)信号通过低采样率模数转换器ADC进行采样，转换为数字信号i0(n)和q0(n)进行处理。
依据奈奎斯特采样定律，为了防止信号发生频谱混叠，采样率fs须不小于低通滤波器带宽B的两倍。将I,Q两路信号i0(t)和q0(t)通过采样率为fs≥2B的模数转换器ADC进行采样，变为数字信号进行处理。将采样之后的I,Q两路数字信号分别记为i0(n)和q0(n)，表示如下：
步骤六，将步骤五中模数转换器ADC采样后的数字信号i0(n)和q0(n)合成为复数信号x(n)＝i0(n)+j·q0(n)，通过对复数信号x(n)进行捕获、跟踪，实现对导频序列频率偏移量Δf的实时精确计算，而导频序列频率偏移量Δf即是基带信号m′(t)速率偏移量ΔRb，即可实时确定基带信号m′(t)速率偏移量。
步骤六具体实现方法如下：
步骤6.1，运用基于快速傅里叶变换FFT的并行捕获算法来处理信号x(n)，对x(n)的频率偏移量Δf和码相位进行第一次捕获，得到频率偏移量和扩频码码相位偏移量的估计值；所述的信号x(n)为将步骤五中模数转换器ADC采样后的信号I,Q两路合成为复数信号x(n)＝i0(n)+j·q0(n)；
步骤6.1.1，以2BPN的采样率对采样率为fs的信号x(n)进行重采样，取重采样后的前4L点数据，记为
后续根据对
的分析，寻找x(n)的频率偏移和码相位偏移；
步骤6.1.2，对
做FFT运算得到频域信号
考虑接收端导频中心频率存在偏移，需要通过对频域上
的循环移位实现时域上
中心频率的改变；以
表示
循环移i位后的频域信号，且记
为
的逆傅里叶变换，即
则
的实际意义是改变第二次模拟正交混频的低频载波频率后再进行上述步骤四、步骤五、步骤6.1.1后得到的重采样数据；
步骤6.1.3，对本地伪随机序列PN码c(t)也以2BPN为采样率进行采样，记采样后的信号为c(n)；对c(n)做FFT运算得到频域信号C(k)，即C(k)＝FFT[c(n)]，并记C*(k)为C(k)的共轭；
步骤6.1.4，基于快速傅里叶变换FFT与快速逆傅里叶变换IFFT的方法实现相关运算的快速运算；将C*(k)与
相乘之后的结果做快速逆傅里叶变换IFFT，实现信号
与本地伪随机序列PN码c(n)的相关运算，运算后得到的时域信号记为yi(n)，频域信号记为Yi(k)，则：
其中，
根据伪随机序列的自相关特性，当
与本地伪随机序列PN码c(n)同步时，其相关序列yi(n)获得最大值；考虑接收端导频中心频率存在偏移，需要通过对频域上
的循环移位实现时域上
中心频率的改变；多次进行快速逆傅里叶变换IFFT运算，寻找相关运算结果yi(n)的最大值；相关运算结果yi(n)取最大值时，表示
与本地伪随机序列PN码c(n)近似同步；用此步骤中估计出的导频中心频率偏移量Δfcap1去修正接收端本振低频载波信号的频率，用此步骤中估计出的伪随机序列的相位偏移量去修正本地伪随机序列PN码产生模块，使步骤五所述ADC采样输出的信号i0(n),q0(n)与本地伪随机序列PN码相位基本对齐；则接收端本振频率与本地伪随机序列PN码的码相位被修正后，再由步骤五中ADC采样输出的I,Q两路信号i0(n),q0(n)表示为：
其中，c″(n)为相位与本地伪随机序列PN码相位近似对齐的伪随机序列导频。
步骤6.2，由于步骤6.1中对频率偏移量Δf的估计精度较低，为了更精确的估计频率偏移，需对信号进行二次捕获。由于一次捕获后信号中仍存在残余频偏Δf-Δfcap1，使得经过步骤五低采样率ADC采样后的信号i0(n),q0(n)与本地PN码c(n)相乘之后的信号的包络呈余弦规律变化。相乘之后得到的I,Q两路信号分别为i1(n),q1(n)：
其中，c″(n)为相位与本地伪随机序列PN码相位近似对齐的伪随机序列导频，故c″(n)与c(n)相乘后的结果为常数，记常数
为A；将相乘之后得到的I,Q两路信号i1(n),q1(n)合成复数信号x1(n)：
对复数信号x1(n)做快速傅里叶变换FFT，会在频率Δfcap2等于残余频偏Δf-Δfcap1处出现峰值。由对复数信号x1(n)做快速傅里叶变换FFT的频率分辨率决定二次捕获得出的频率偏移量Δfcap2的精确度，FFT的频率分辨率越小，二次捕获得出的频率偏移量Δfcap2的精确度越高。至此，对基带扩频导频信号的捕获过程完成。
步骤6.3，用码环对由步骤五中ADC采样输出的I,Q两路信号i0(n),q0(n)的码相位与接收端本地伪随机序列PN码的码相位的相位误差进行跟踪，以获得i0(n),q0(n)码相位的实时准确偏差值，并持续保持i0(n),q0(n)与接收端本地伪随机序列PN码的码相位一致；在此基础上，通过载波环进行载波跟踪，精确计算导频序列频率偏移量Δf，持续调整本地低频载波的频率，以消除步骤二得到的信号m2(t)中频率偏移Δf与相位偏移Δθ的影响，即，通过对伪随机序列导频信号进行捕获、跟踪，实现对导频信号频率偏移量Δf的精确计算，而导频信号频率偏移量Δf即是数据基带信号m′(t)速率偏移量ΔRb；确定了m′(t)速率偏移量ΔRb，也即确定高速数模转换器ADC对数据基带信号m2(t)进行采样的频率，为ΔRb+Rb。
步骤七，通过对扩频码伪随机序列导频信号进行捕获、跟踪确定的导频信号频率偏移量Δf返回给二次正交混频中的低频载波发生器控制时钟，依据此返回频率偏移量Δf修正第二次正交混频的低频载波频率。同时修正对数据信号m2(t)采样的高速ADC的采样时钟，数据信号m2(t)通过高速ADC直接采样的输出结果即是最佳采样点上的数据，至此，实现用于太赫兹通信的伪码辅助位定时同步。
有益效果：
1、本发明公开的一种用于太赫兹通信的伪码辅助位定时同步实现方法，采用插入低功率导频信号的方法，辅助进行对接收信号的速率偏移量的计算，进而找到数据信号最佳采样点之间的时间间隔；为避免导频信号的添加对数据信号波形的改变，本发明限制导频信号发送功率比实际信号发送功率低40dB。本发明以牺牲较小的发送功率为代价，使接收端提取位定时同步的电路的复杂性大大降低，经验证，本发明可应用于信噪比低至-10dB的情况下。
2、本发明公开的一种用于太赫兹通信的伪码辅助位定时同步实现方法，在信息速率为数十Gbps的太赫兹通信中，为获取速率偏移量，接收端ADC采样时钟频率无需再为信息速率的2倍或以上，而只需数十MHz。处理数据量降低了3-4个数量级，大大降低了运算量和处理难度。
3、本发明公开的一种用于太赫兹通信的伪码辅助位定时同步实现方法，可应用于二相相移键控(Binary Phase Shift Keying,BPSK)、四相相移键控(QuadriPhase ShiftKeying,QPSK)在内的多种调制方式下的位定时同步。
附图说明
图1是本发明“一种用于太赫兹通信的伪码辅助位定时同步实现方法”的总体流程图；
图2是本发明“一种用于太赫兹通信的伪码辅助位定时同步实现方法”的发送端框图；
图3是发送端基带信号频谱示意图；
图4是插入导频功率比数据信号功率低40dB时的发送端基带信号频谱图；
图5是本发明“一种用于太赫兹通信的伪码辅助位定时同步实现方法”的接收端框图；
图6是接收端第一次模拟混频后的信号的频谱示意图；
图7是接收端第二次模拟正交混频后的信号的频谱示意图；
图8是信噪比15dB，数据信号速率偏移量为-199.12Kbps时，接收端经过第二次模拟正交混频后的信号频谱图；
图9是接收端对导频信号进行一次捕获的原理图；
图10是信噪比15dB，数据信号速率偏移量为-199.12Kbps时，对基带扩频导频信号进行一次捕获时的频率-相位二维搜索仿真图；
图11是接收端对基带扩频导频信号进行二次捕获的原理图；
图12是信噪比15dB，数据信号速率偏移量为-199.12Kbps时，在第一捕获完成的基础上，对基带扩频导频信号进行二次捕获时，低采样率ADC输出的信号与接收端本地PN码相乘后的信号的频谱图；
图13是捕获完成基础上，基带扩频导频信号跟踪过程中的码环工作过程图；
图14是捕获完成基础上，基带扩频导频信号跟踪过程中的载波环工作过程图。
具体实施方式
为了更好的说明本发明的目的和优点，下面结合附图和实例对发明内容做进一步说明。
实施例1：
为验证本方法可行性，以二进制相移键控(Binary Phase Shift Keying,BPSK)调制方式为例，对这种实现方法给出具体步骤，其中用到的参数有：信息速率Rb：10Gbps；插入导频中心频率f0：10GHz；扩频码基带信号带宽BPN：10.23MHz；扩频比L：1023；太赫兹载波频率：340GHz；发送端与接收端反向运动，相对运动速度v：5973.6m/s；信噪比SNR：15dB；低通滤波器带宽B：15MHz；低速模数转换器ADC的采样率fs：80MHz。
如图1所示，本实施例公开的一种用于太赫兹通信的伪码辅助位定时同步实现方法，具体实现步骤如下：
步骤一，发送端结构如图2所示，数据基带信号m(t)的信息速率为10Gbps，即数据基带信号m(t)的频谱的第一个零点位于f0＝Rb＝10GHz处，即所插入的扩频码伪随机序列导频的中心频率为10GHz。数据基带信号m(t)与扩频码伪随机序列导频的组合信号m1(t)表示为公式(1)所示，其中θ0＝0。插入扩频码伪随机序列导频后的基带信号频谱示意图如图3所示。当导频信号功率比数据信号功率低40dB时，组合基带信号m1(t)的频谱图如图4所示。通过数模转换器DAC将基带信号m1(t)转换为模拟信号，输出的模拟信号与340GHz太赫兹载波信号混频，经过功率放大器并由天线发送到无线信道。
步骤二，接收端的结构如图5所示，接收端将天线收到的无线信号通过低噪声放大器后，利用载波同步方法复制太赫兹载波，将低噪声放大器输出的信号与太赫兹载波进行第一次模拟混频实现载波剥离，使低噪声放大器输出的信号的频谱搬移至基带。图6给出了在本实施例参数下，由仿真得到的第一次模拟混频后的信号频谱图。
依据公式(2)计算由多普勒效应引起的导频信号中心频率偏移量Δf，即数据基带信号的速率偏移ΔRb，
依据公式(3)，第一次模拟混频后的基带信号m2(t)为有速率偏移量ΔRb的数据基带信号m′(t)与有中心频率偏移量Δf和伪随机序列码相位偏移量的导频的组合基带信号。
步骤三，将步骤二中得到的第一次模拟混频之后的组合基带信号m2(t)进行第二次模拟正交混频。第二次模拟正交混频使用的本振低频载波正弦信号为-sin(2πf0t+θ0)，本振低频载波余弦信号为cos(2πf0t+θ0)，其中f0＝10GHz，θ0＝0。第二次模拟正交混频后得到I,Q两路信号，记为i(t)和q(t)。第二次模拟正交混频后的基带信号示意图如图7所示。在本实施例参数下，由仿真得到的第二次模拟正交混频后的信号频谱图如图8所示。
步骤四，将第二次模拟正交混频之后的I,Q两路信号i(t),q(t)通过带宽B为15MHz的低通滤波器滤除高阶分量，得到有频偏、相偏和伪码相位偏移的I,Q两路基带扩频导频信号i0(t)和q0(t)；
步骤五，依据奈奎斯特采样定律，为了防止采样后数字信号的频谱混叠，使用的低采样率模数转换器ADC的采样率fs须不小于低通滤波器带宽B的两倍。将I,Q两路基带扩频导频信号i0(t)和q0(t)通过采样率为fs＝80MHz的模数转换器ADC进行采样，变为数字信号i0(n),q0(n)进行处理。此时相当于在约8倍过采样的情况下处理伪随机序列基带扩频导频信号i0(n)和q0(n)。
步骤六，将步骤五中模数转换器ADC采样后的信号I,Q两路合成为复数基带扩频导频信号x(n)＝i0(n)+j·q0(n)，通过对复数基带扩频导频信号x(n)进行捕获、跟踪，实现对导频序列频率偏移量Δf的实时精确计算，而导频序列频率偏移量Δf即是基带信号m′(t)速率偏移量ΔRb，即可实时确定基带信号m′(t)速率偏移量。
步骤六具体实现方法如下：
步骤6.1，运用基于快速傅里叶变换FFT的并行捕获算法来处理x(n)，对x(n)的频偏和码相位进行第一次捕获，得到频率偏移量和扩频码的码相位偏移量的估计值。所述的信号x(n)为将步骤五中模数转换器ADC采样后的信号I,Q两路合成为复数基带扩频导频信号x(n)＝i0(n)+j·q0(n)。对复数基带扩频导频信号x(n)进行一次捕获的框图如图9所示。
步骤6.1.1，以2BPN＝20.46MHz的采样率对采样率为fs＝80MHz的信号x(n)进行重采样，取重采样后的前0.2ms时间内的x(n)数据，记为
共4092点数据。
步骤6.1.2，对
做4096点的快速傅里叶变换FFT得到频域信号
频率分辨率为
考虑接收端导频中心频率存在偏移，需要通过对频域上
的循环移位实现时域上
中心频率的改变。频域上
每次循环移一位，相当于时域上
中心频率的中心频率改变4.995KHz。以
表示
循环移i位后的频域信号，且记
为
的逆傅里叶变化，即
则
的实际意义是改变第二次模拟正交混频的载波频率后再进行上述步骤四、步骤五、步骤6.1.1后得到的重采样数据。
根据第一宇宙速度v1，即在地球上发射的物体绕地球飞行作圆周运动所需的初始速度，来计算收发信机可产生的最大相对运动速度vmax。当收发信机均以第一宇宙速度做相对运动时，收发信机相对运动速度最大，记为vmax，vmax＝2v1＝2×7.9km/s＝15.8km/s。依据公式(2)，计算得导频信号中心频率的最大偏移量(Δf)max为：
一次捕获过程中FFT运算的频率分辨率为4.995KHz，故理论上应使
向左向右各循环移位
实际工程应用时，为留有充足的余量，在左右各115个频点处进行运算。
步骤6.1.3，对本地伪随机序列PN码c(t)也以2BPN＝20.46MHz为采样率进行采样，记采样后的信号为c(n)。对c(n)做FFT运算得到频域信号C(k)，即C(k)＝FFT[c(n)]，并记C*(k)为C(k)的共轭。
步骤6.1.4，基于快速傅里叶变换FFT与快速逆傅里叶变换IFFT的方法实现相关运算的快速运算。将C*(k)与
相乘之后的结果做快速逆傅里叶变换IFFT，实现信号
与本地伪随机序列PN码c(n)的相关运算，运算后得到的时域信号记为yi(n)，由公式(11)给出，频域信号记为Yi(k)，由公式(10)给出。
根据伪随机序列的自相关特性，当
与本地伪随机序列PN码c(n)同步时，其相关序列yi(n)获得最大值；考虑接收端导频中心频率存在偏移，需要通过对频域上
的循环移位实现时域上
中心频率的改变；多次进行快速逆傅里叶变换IFFT运算，寻找相关运算结果yi(n)的最大值；相关运算结果yi(n)取最大值时，表示
与本地伪随机序列PN码c(n)近似同步。
图10给出了对基带扩频导频信号进行一次捕获时的频率-相位二维搜索仿真图。由图10知，一次捕获获取的频率偏移量Δfcap1＝-199.8KHz。用此频率偏移量估计值Δfcap1去修正接收端本振信号频率，用此步骤中估计出的伪随机序列的相位偏移量去修正图9中本地伪随机序列PN码产生模块，使步骤五所述ADC采样输出的信号i0(n),q0(n)与本地伪随机序列PN码相位基本对齐。一次捕获对频率偏移量Δf的估计误差保持在
范围内，对
信号中伪随机序列码相位的估计误差保持在半个码片内。
则接收端本振频率与PN码的码相位被修正后，再由步骤五中ADC采样输出的I,Q两路信号i0(n),q0(n)的表达式由公式(12)、公式(13)给出，其中Δf-Δfcap1＝680Hz。
步骤6.2，对基带扩频导频信号二次捕获的框图如图11所示。由于步骤6.1中对频率偏移量Δf的估计仍有Δf-Δfcap1＝680Hz的残余频偏。为了更精确的估计频率偏移量Δf，需对信号进行二次捕获。由于残余频偏Δf-Δfcap1的存在，使得经过步骤五低采样率ADC采样后的信号i0(n),q0(n)与本地伪随机序列PN码c(n)相乘之后的信号的包络呈余弦规律变化。相乘之后得到的I,Q两路信号i1(n),q1(n)的表达式由公式(14)、公式(15)给出。将相乘之后得到的I,Q两路信号i1(n),q1(n)合成复数信号x1(n)，x1(n)的表达式由公式(16)给出。
为了减小计算量，在一定时间内对相乘之后的信号x1(n)进行相干积分；为了保持足够大的残余频偏估计范围，这里仿真时是在
时间内进行相干积分。此时二次捕获能估计的频偏范围是
最后进行1024点FFT运算，频率分辨率为
FFT运算得到的频谱在残余频偏附近处有最大幅值，二次捕获对频率偏移量的估计误差在
范围内。
图12给出了二次捕获过程中FFT运算得到的频谱图。由图12知，二次捕获获取的频率偏移Δfcap2＝664.1Hz量。将此频偏结果再次反馈到频率修正模块。将二次捕获过程中得到的频偏估计值再次对本地时钟频率进行修正。至此，捕获过程完成。
步骤6.3，利用步骤6.2中得到的频偏估计值再次对本地时钟频率进行修正后，复数基带扩频导频信号x(n)中的残余频偏可降低到Δf-Δfcap1-Δfcap2＝15.9Hz。用码环对由步骤五中ADC采样输出的I,Q两路信号i0(n),q0(n)的码相位与接收端本地伪随机序列PN码的码相位的相位误差进行跟踪，以获得i0(n),q0(n)码相位的实时准确偏差值，并持续保持i0(n),q0(n)与接收端本地伪随机序列PN码的码相位一致；在此基础上，通过载波环进行载波跟踪，精确计算导频序列频率偏移量Δf，持续调整本地低频载波的频率，以消除步骤二得到的信号m2(t)中频率偏移Δf与相位偏移Δθ的影响，即，通过对伪随机序列导频信号进行捕获、跟踪，实现对导频信号频率偏移量Δf的精确计算，而导频信号频率偏移量Δf即是数据基带信号m′(t)速率偏移量ΔRb；确定了m′(t)速率偏移量ΔRb，也即确定高速数模转换器ADC对数据基带信号m2(t)进行采样的频率，为ΔRb+Rb。图13给出了在对基带扩频导频信号进行跟踪的过程中码环的工作过程，横坐标为仿真时间，纵坐标为码环鉴相误差，即由步骤五中ADC采样输出的I,Q两路信号i0(n),q0(n)的码相位与接收端本地伪随机序列PN码的码相位的相位误差。图14给出了在对基带扩频导频信号进行跟踪的过程中载波环的工作过程，横坐标为仿真时间，纵坐标为载波环频率估计误差，即本步骤实时精确计算的频率偏移量与Δf-Δfcap1-Δfcap2＝15.9Hz之间的差值。
步骤七，通过对复数基带扩频导频信号x(n)进行捕获、跟踪确定的导频信号的频率偏移量Δf返回给二次正交混频中的低频载波发生器控制时钟，依据此返回频率偏移量Δf修正第二次正交混频的低频载波频率。同时修正对数据信号m2(t)采样的高速ADC的采样时钟，使数据信号m2(t)通过高速ADC直接采样的输出结果即是最佳采样点上的数据，至此，实现用于太赫兹通信的伪码辅助位定时同步。
以上所述的具体描述，对发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (8)
1.一种用于太赫兹通信的伪码辅助位定时同步实现方法，其特征在于：包括如下步骤，
步骤一，发送端在数据基带信号频谱第一个零点处插入低功率扩频码伪随机Pseudo-Noise Code,PN序列导频后，通过数模转换器DAC转换为模拟信号后与太赫兹载波相乘，使DAC输出的模拟信号混频调制到太赫兹频段，然后经过功率放大器并由天线发送到无线信道；
步骤二，接收端将天线收到的无线信号通过低噪声放大器后，利用载波同步方法复制太赫兹载波，与低噪声放大器输出的信号进行第一次模拟混频实现载波剥离使其频谱搬移至基带，得到基带信号m2(t)；
步骤三，将步骤二得到的有偏移量的基带信号m2(t)与本振低频载波信号进行第二次模拟正交混频，得到的I,Q两路信号分别记为i(t)和q(t)；
步骤四，利用低通滤波器对第二次模拟正交混频之后的I,Q两路信号i(t),q(t)滤波，滤除高频部分，得到基带扩频导频信号；经过低通滤波器后的I,Q路信号分别记为i0(t)和q0(t)；
步骤五，依据奈奎斯特采样定律，将步骤四所得i0(t)和q0(t)信号通过低采样率模数转换器ADC进行采样，转换为数字信号i0(n)和q0(n)进行处理；
步骤六，将步骤五中模数转换器ADC采样后的数字信号i0(n)和q0(n)两路合成为复数信号x(n)＝i0(n)+j·q0(n)，通过对复数信号x(n)进行捕获、跟踪，实现对基带扩频导频信号频率偏移量Δf的实时精确计算，而基带扩频导频信号频率偏移量Δf即是数据基带信号m′(t)速率偏移量ΔRb，即实现实时确定基带信号m′(t)速率偏移量；
步骤七，通过对对复数信号x(n)进行捕获、跟踪确定的基带扩频导频信号的频率偏移量Δf返回给二次正交混频中的本地低频载波发生器控制时钟，依据此返回频率偏移量Δf修正第二次正交混频的低频载波频率；同时修正对数据信号m2(t)采样的高速ADC的采样时钟，数据信号m2(t)通过高速ADC直接采样的输出结果即是最佳采样点上的数据，至此，实现用于太赫兹通信的伪码辅助位定时同步。
2.如权利要求1所述的一种用于太赫兹通信的伪码辅助位定时同步实现方法，其特征在于：步骤一具体实现方法为，
发送端在信息速率为Rb的数据基带信号m(t)频谱第一个零点f0＝Rb处插入低功率导频信号，导频信号为经过直接序列扩频的伪随机序列，即，导频信号的中心频率位于f0处；
数据基带信号m(t)与扩频码伪随机序列导频的组合基带信号m1(t)表示为：
m1(t)＝m(t)+c(t)cos(2πf0t+θ0) (1)
其中，c(t)为扩频码伪随机序列，cos(2πf0t+θ0)为导频信号的载波，此载波的频率为f0，初始相位为θ0；c(t)cos(2πf0t+θ0)为插入的扩频码伪随机序列导频信号；
将组合基带信号m1(t)通过数模转换器DAC转换成模拟信号，输出的模拟信号与太赫兹载波相乘，使DAC输出的模拟信号模拟混频至太赫兹频段，再经过功率放大器并通过天线发送到无线信道。
3.如权利要求2所述的一种用于太赫兹通信的伪码辅助位定时同步实现方法，其特征在于：步骤二具体实现方法为，
接收端将天线收到的无线信号通过低噪声放大器后，利用载波同步方法复制太赫兹载波，将低噪声放大器输出的信号与太赫兹载波进行第一次模拟混频实现载波剥离，使低噪声放大器输出的信号的频谱搬移至基带；由于收发端的相对运动会产生多普勒效应，使第一次模拟混频后的信号m2(t)有速率偏移，而数据信号m2(t)的速率偏移量ΔRb与导频信号中心频率的偏移量Δf一致，即ΔRb＝Δf；同时由于接收机启动时间的随机性，使信号m2(t)的导频部分的伪随机序列相位也具有随机性；多普勒效应引起的导频中心频率的偏移量Δf如公式(2)所示：
其中，v为收发信机的相对运动速度，f0为导频中心频率，c为光速；则第一次模拟混频后的信号m2(t)为：
m2(t)＝m′(t)+c′(t)cos[2π(f0+Δf)t+(θ0+Δθ)] (3)
其中，m′(t)为实际接收到的有速率偏移量ΔRb的数据基带信号，c′(t)为有码相位偏移的扩频序列，c′(t)cos[2π(f0+Δf)t+(θ0+Δθ)]为实际接收到有偏移量的扩频码伪随机序列导频信号。
4.如权利要求3所述的一种用于太赫兹通信的伪码辅助位定时同步实现方法，其特征在于：步骤三具体实现方法为，
将步骤二中得到的第一次模拟混频之后的信号m2(t)与以f0为频率的本振低频载波信号进行第二次模拟混频；第二次模拟混频为正交混频；第二次模拟正交混频的目的是将扩频码伪随机序列导频信号c′(t)cos[2π(f0+Δf)t+(θ0+Δθ)]的频谱的中心频率由f0+Δf位置搬移到Δf位置，以得到基带扩频导频信号；第二次模拟正交混频中使用的本振低频载波正弦信号为-sin(2πf0t+θ0)，本振低频载波余弦信号为cos(2πf0t+θ0)；第二次模拟混频之后的I,Q两路信号分别记为i(t)和q(t)，表达式如下：
5.如权利要求4所述的一种用于太赫兹通信的伪码辅助位定时同步实现方法，其特征在于：步骤四具体实现方法为，
利用低通滤波器对第二次模拟正交混频之后的I,Q两路信号i(t),q(t)滤波，滤除高频部分；扩频码伪随机序列c(t)的带宽为BPN；由于收发信机之间相对运动的速度v不确定，导致无法确定扩频码伪随机序列导频信号的频率偏移量Δf，所以将第二次模拟正交混频之后的I,Q两路信号i(t),q(t)分别通过带宽为B的低通滤波器，所述的滤波器带宽B不小于Δf+BPN，确保频偏信息得以保留；经过低通滤波器后的I,Q路信号分别记为i0(t)和q0(t)：
上式中i0(t)和q0(t)相当于I,Q路的基带扩频导频信号；对频率偏移Δf和相位偏移量Δθ的估计即是对i0(t)与q0(t)中正余弦信号的频率和相位的估计。
6.如权利要求5所述的一种用于太赫兹通信的伪码辅助位定时同步实现方法，其特征在于：步骤五具体实现方法为，
依据奈奎斯特采样定律，为了防止信号发生频谱混叠，采样率fs须不小于低通滤波器带宽B的两倍；将I,Q两路信号i0(t)和q0(t)通过采样率为fs≥2B的模数转换器ADC进行采样，变为数字信号进行处理；将采样之后的I,Q两路数字信号分别记为i0(n )和q0(n)，表示如下：
7.如权利要求6所述的一种用于太赫兹通信的伪码辅助位定时同步实现方法，其特征在于：步骤六具体实现方法为，
步骤六具体实现方法如下：
步骤6.1，运用基于快速傅里叶变换FFT的并行捕获算法来处理信号x(n)，对x(n)的频率偏移量Δf和码相位进行第一次捕获，得到频率偏移量和扩频码码相位偏移量的估计值；所述的信号x(n)为将步骤五中模数转换器ADC采样后的信号I,Q两路合成为复数信号x(n)＝i0(n)+j·q0(n)；
步骤6.1.1，以2BPN的采样率对采样率为fs的信号x(n)进行重采样，取重采样后的前4L点数据，记为
后续步骤根据对
的分析，寻找x(n)的频率偏移和码相位偏移；
步骤6.1.2，对
做FFT运算得到频域信号
考虑接收端导频中心频率存在偏移，需要通过对频域上
的循环移位实现时域上
中心频率的改变；以
表示
循环移i位后的频域信号，且记
为
的逆傅里叶变换，即
则
的实际意义是改变第二次模拟正交混频的低频载波频率后再进行上述步骤四、步骤五、步骤6.1.1后得到的重采样数据；
步骤6.1.3，对本地伪随机序列PN码c(t)也以2BPN为采样率进行重采样，记重采样后的信号为c(n)；对c(n)做FFT运算得到频域信号C(k)，即C(k)＝FFT[c(n)]，并记C*(k)为C(k)的共轭；
步骤6.1.4，基于快速傅里叶变换FFT与快速逆傅里叶变换IFFT的方法实现相关运算的快速运算；将C*(k)与
相乘之后的结果做快速逆傅里叶变换IFFT，实现信号
与本地伪随机序列PN码c(n)的相关运算，运算后得到的时域信号记为yi(n)，频域信号记为Yi(k)，则：
其中，
根据伪随机序列的自相关特性，当
与本地伪随机序列PN码c(n)同步时，其相关序列yi(n)获得最大值；考虑接收端导频中心频率存在偏移，需要通过对频域上
的循环移位实现时域上
中心频率的改变；多次进行快速逆傅里叶变换IFFT运算，寻找相关运算结果yi(n)的最大值；相关运算结果yi(n)取最大值时，表示
与本地伪随机序列PN码c(n)同步；用此步骤中估计出的导频中心频率偏移量Δfcap1去修正接收端本振低频载波信号的频率，用此步骤中估计出的伪随机序列的相位偏移量去修正本地伪随机序列PN码产生模块，使步骤五所述ADC采样输出的信号i0(n),q0(n)与本地伪随机序列PN码相位对齐；则接收端本振频率与本地伪随机序列PN码的码相位被修正后，再由步骤五中ADC采样输出的I,Q两路信号i0(n),q0(n)表示为：
其中，c″(n)为相位与本地伪随机序列PN码相位对齐的伪随机序列导频；
步骤6.2，由于步骤6.1中对频率偏移量Δf的估计精度较低，为了更精确的估计频率偏移，需对信号进行二次捕获；由于一次捕获后信号中仍存在残余频偏Δf-Δfcap1，使得经过步骤五低采样率ADC采样后的信号i0(n),q0(n)与本地伪随机序列PN码c(n)相乘之后的信号的包络呈余弦规律变化；相乘之后得到的I,Q两路信号分别为i1(n),q1(n)：
其中，c″(n)为相位与本地伪随机序列PN码相位对齐的伪随机序列导频，故c″(n)与c(n)相乘后的结果为常数，记常数
为A；将相乘之后得到的I,Q两路信号i1(n),q1(n)合成复数信号x1(n)：
对复数信号x1(n )做快速傅里叶变换FFT，在频率Δfcap2等于残余频偏Δf-Δfcap1处出现峰值；由对复数信号x1(n)做快速傅里叶变换FFT的频率分辨率决定二次捕获得出的频率偏移量Δfcap2的精确度，FFT的频率分辨率越小，二次捕获得出的频率偏移量Δfcap2的精确度越高；
步骤6.3，用码环对由步骤五中ADC采样输出的I,Q两路信号i0(n),q0(n)的码相位与接收端本地伪随机序列PN码的码相位的相位误差进行跟踪，以获得i0(n),q0(n)码相位的实时准确偏差值，并持续保持i0(n),q0(n)与接收端本地伪随机序列PN码的码相位一致；在此基础上，通过载波环进行载波跟踪，精确计算导频序列频率偏移量Δf，持续调整本地低频载波的频率，以消除步骤二得到的信号m2(t)中频率偏移Δf与相位偏移Δθ的影响，即，通过对伪随机序列导频信号进行捕获、跟踪，实现对导频信号频率偏移量Δf的精确计算，而导频信号频率偏移量Δf即是数据基带信号m′(t)速率偏移量ΔRb；确定了m′(t)速率偏移量ΔRb，也即确定高速数模转换器ADC对数据基带信号m2(t)进行采样的频率，为ΔRb+Rb，经过高速数模转换器ADC采样输出的信号即是最佳采样点处的信号，至此，实现用于太赫兹通信的伪码辅助位定时同步。
8.如权利要求1、2、3、4、5、6或7所述的一种用于太赫兹通信的伪码辅助位定时同步实现方法，其特征在于：所述的低功率导频信号指插入的导频信号c(t)的功率比数据基带信号m(t)的功率低至40dB。
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| PB01 | Publication | ||
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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| GR01 | Patent grant | ||
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