CN107864107B - 一种用于太赫兹通信的频偏估计方法 - Google Patents

一种用于太赫兹通信的频偏估计方法 Download PDF

Info

Publication number
CN107864107B
CN107864107B CN201711440339.3A CN201711440339A CN107864107B CN 107864107 B CN107864107 B CN 107864107B CN 201711440339 A CN201711440339 A CN 201711440339A CN 107864107 B CN107864107 B CN 107864107B
Authority
CN
China
Prior art keywords
frequency
signal
carrier
low
frequency offset
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN201711440339.3A
Other languages
English (en)
Other versions
CN107864107A (zh
Inventor
宋世琦
尹雪
丁旭辉
聂之君
汪菲
刘德康
卜祥元
安建平
李建国
马思奇
张卫东
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Beijing Institute of Technology BIT
Original Assignee
Beijing Institute of Technology BIT
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Beijing Institute of Technology BIT filed Critical Beijing Institute of Technology BIT
Priority to CN201711440339.3A priority Critical patent/CN107864107B/zh
Publication of CN107864107A publication Critical patent/CN107864107A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN107864107B publication Critical patent/CN107864107B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2689—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation
    • H04L27/2695—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation with channel estimation, e.g. determination of delay spread, derivative or peak tracking
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2657—Carrier synchronisation
    • H04L27/2659—Coarse or integer frequency offset determination and synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2657—Carrier synchronisation
    • H04L27/266—Fine or fractional frequency offset determination and synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2668—Details of algorithms
    • H04L27/2669—Details of algorithms characterised by the domain of operation
    • H04L27/2671—Time domain
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2668—Details of algorithms
    • H04L27/2669—Details of algorithms characterised by the domain of operation
    • H04L27/2672—Frequency domain
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
    • H04L2027/0026—Correction of carrier offset

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

本发明公开的一种用于太赫兹通信的频偏估计方法，属于通信信号处理领域。本发明将基带信号上变频到太赫兹频段，经功率放大器放大后由天线发送到无线信道；天线收到信号通过低噪声放大器后进行模拟正交混频处理并滤除高频成分；根据接收机和发射机的相对运动速度，对传输过程中产生的频偏进行预估；根据预估频偏设计低通滤波器，对滤除高频成分的后的信号滤波；对滤波后的信号做降采样处理，并进行平方去调制和快速傅里叶变换，通过搜索最大谱峰的位置找到对应频偏，实现在低信噪比、低采样率条件下大动态范围的频偏估计；进行载波补偿，使接收端本地载波频率和接收端天线收到信号的载波频率保持动态同步。本发明能够降低信号处理难度和硬件开销。

Description

一种用于太赫兹通信的频偏估计方法
技术领域
本发明涉及一种频偏估计的方法，特别涉及一种在太赫兹频段下的低信噪比、低采样率频偏估计方法，属于通信信号处理领域。
背景技术
太赫兹波的频段在0.1～10THz，波长在30μm～3mm之间，是介于微波与红外之间的电磁波，其频率比现有微波通信要高出l～4个数量级。太赫兹通信具有带宽资源丰富，传输速率高，传输干扰小等特点，适应了未来通信系统中高速无线传输的应用需求，然而高传输速率也增大了信号处理的难度。
在无线通信过程中，由于信号发射端和接收端之间的相对运动以及卫星时钟和接收机晶振的频率漂移等原因，接收信号的载波频率将随着时间而不断变化，尤其当信号调制在太赫兹频段的载波上时，过高的载波频率会产生几兆到几十兆赫兹的多普勒频偏，远远高于现有通信过程中产生的频偏。由于太赫兹波的大气衰减较强，所以太赫兹频段通信目前只适用于卫星间、星地间及地面间短距离的宽带移动通信。在卫星通信中，若载波频率为0.1～10THz，则产生的多普勒频偏为几兆甚至数十兆赫兹，并且频偏大小随着载波频率的增加呈线性增长。若用传统数字信号处理的方式处理接收到的调制信号，根据奈奎斯特采样定理，对解调后的基带信号进行采样，需要设计大带宽滤波器，并且采样率将高达数十GHz，从硬件设计以及信号处理实时性的角度考虑都很难实现。另外，在远距通信(比如卫星通信)、遮挡以及强干扰等条件下，接收信号的信噪比极低，因此无论在太赫兹通信还是现有的微波通信中，研究低信噪比条件下的载波频偏估计均具有非常重要的现实意义。
1994年，Michael P.Fitz(“Further Results in the Fast Estimation of aSingle Frequency”)通过将不同延迟的自相关相位进行加权平均来提取频率，但算法的频率估计范围受限于参与计算的最大自相关延迟,当该算法应用在太赫兹频段时，会产生相对较大的频偏，利用此算法已无法进行纠正。2005年，Noels N，Stee ndam H，moeneclaey M(“Carrier phase and frequency estimation for pilot-symbol assistedtransmission bounds and algorithm”)提出了基于等间隔导频符号设置的半扫盲频偏估计方法，估计精度得到进一步提高，但存在信噪比门限较高的问题。2006年，Brain D，RonanF(“Design of forth order digital PLLs using filter prototype”)用Butterworth等低通滤波器原型设计了一种带宽为20MHz的数字锁相环，进行频偏的捕捉，然而在信号带宽为数十GHz的太赫兹通信中，用传统的数字信号处理方法会存在采样率过大无法实现的问题，所以该方法已不再适用。以上频偏估计的方法应用于太赫兹高速通信中时，都存在采样率过高，硬件难以实现以及低信噪比下不适用等问题。
发明内容
本发明公开的一种用于太赫兹通信的频偏估计方法要解决的技术问题为：太赫兹通信系统产生的高载波频偏以及采样率高导致的信号处理难度提高、硬件开销过大的问题。实现在低信噪比、低采样率条件下的大动态范围的频偏估计，降低太赫兹通信系统信号处理难度和硬件开销。
本发明目的是通过下述技术方案实现的。
本发明公开的一种用于太赫兹通信的频偏估计方法实现步骤如下：将基带信号上变频到太赫兹频段，得到调制后的高频信号,经功率放大器放大后由天线发送到无线信道；天线收到的无线信号通过低噪声放大器，然后进行模拟正交混频处理并滤除高频成分；根据接收机和发射机的相对运动速度，对传输过程中产生的频偏进行预估，得到预估的频偏；根据预估的频偏设计低通滤波器，对滤除高频成分后的信号进行滤波；根据奈奎斯特采样定理，对通过低通滤波器后的信号进行降采样处理，得到数据量降低后的数字信号；对数据量降低后的数字信号进行平方去调制和快速傅里叶变换FFT，通过搜索最大谱峰的位置找到对应的频偏，即实现在低信噪比、低采样率条件下大动态范围的频偏估计。
还包括如下步骤：将步骤六得到的频偏反馈至接收端模拟正交混频部分的本地振荡器进行载波补偿，使接收端本地载波频率和接收端天线收到的信号的载波频率保持动态同步。
本发明公开的一种用于太赫兹通信的频偏估计方法，包括如下步骤：
步骤一，将基带信号上变频到太赫兹频段，得到调制后的高频信号,经功率放大器放大后由天线发送到无线信道。
基带信号通过数模转换器DAC转换为模拟信号后调制到太赫兹频段的载波上，得到调制后的高频信号yb为：
yb＝m(t)cos(2πfct+θc) (1)
其中m(t)为基带信号，Rb为信息速率，fc为载波频率，θc为载波初始相位。得到的高频信号yb通过功率放大器放大后由天线发送到无线信道。
步骤二，天线收到的无线信号srece(t)通过低噪声放大器，然后进行模拟正交混频处理并滤除高频成分。
由于多普勒效应和时钟漂移的原因，载波的频率fc和相位θc会产生偏移，天线收到的无线信号srece(t)的表达式为：
srece(t)＝s(t)cos[2π(fc+Δfc)+(θc+Δθc)] (2)
其中，Δfc为传输过程中载波产生的频偏，Δθc为相偏，s(t)为基带信号m(t)经无线信道传输后接收到的基带信号。利用地振荡器产生的频率为fc的正交载波分别与低噪声放大器输出的信号相乘进行模拟正交混频，模拟正交混频中使用的正交信号分别为：sin(2πfc+θc)和cos(2πfc+θc)。对接收信号载波进行剥离，I/Q两路信号分别记为I(t)和Q(t)，其表达式如下：
Figure BDA0001526536870000031
Figure BDA0001526536870000032
将I路做为实部，Q路做为虚部得到复数信号y(t)：
Figure BDA0001526536870000033
模拟正交混频后的信号y(t)当于经无线信道传输后接收到的基带信号s(t)分别调制在低频载波
Figure BDA0001526536870000034
上和高频载波
Figure BDA0001526536870000035
上的信号之和，低频载波与高频载波的频率分别是要进行经估计的频偏Δfc和频偏加上2倍的载波频率fc。
模拟正交混频后的信号y(t)频谱表达式为：
Figure BDA0001526536870000036
其中S(f)为经无线信道传输后接收到的基带信号频谱，δ(f-Δfc)为低频载波
Figure BDA0001526536870000037
的频谱，δ(f-Δfc-2fc)为高频载波
Figure BDA0001526536870000038
的频谱。S(f-Δfc)和S(f-Δfc-2fc)可以看做无线信道传输后接收到的基带信号的频谱S(f)分别从零频搬移到Δfc和Δfc+2fc，用宽带低通滤波器滤掉高频部分后得到信号yl0(t)：
用宽带低通滤波器滤掉高频部分后得到信号yl0(t)：
Figure BDA0001526536870000041
用宽带滤波器滤掉高频部分后得到信号yl0(t)的频谱表达式为：
Figure BDA0001526536870000042
步骤三，根据接收机和发射机的相对运动速度v，对传输过程中产生的频偏进行预估，得到预估的频偏Δf。
步骤二中的yl0(t)信号相当于调制在一个低频的载波上的基带信号，这个载波的频率就是要进行经估计的频偏。由于收发时钟频率的固有偏差远远小于多普勒频偏，故不考虑时钟频率偏差的影响，将多普勒频偏近似等效为需要预估的频偏。根据多普勒频偏计算公式得到预估的频偏Δf为：
Figure BDA0001526536870000043
其中，v为相对运动速度，f为载波的频率，c为光速，在太赫兹通信中由于载波频率在0.1T～10THz之间，故产生的频偏远大于现有微波通信中产生的频偏。
步骤四，根据步骤三预估的频偏Δf设计低通滤波器，对滤除高频成分的模拟正交混频后的信号yl0(t)进行滤波。
根据步骤三预估的频偏Δf设计带宽为B的低通滤波器h(t)，其频域表达式H(f)为：
Figure BDA0001526536870000044
当模拟正交混频后的信号通过带宽大于频偏Δfc的低通滤波器后，高频部分被滤除的同时频偏信息得以保留，通过低通滤波器后的信号时域表达式yl(t)为：
Figure BDA0001526536870000045
在频域上通过低通滤波器后的信号yl(t)可以看做一个相对窄带信号，其带宽B远小于滤除高频成分后的信号yl0(t)的带宽B0＝Rb。yl(t)的频域表达式Yl(f)为：
Yl(f)＝S(f-Δfc)，|f|＜B (12)
步骤五，根据奈奎斯特采样定理，对步骤四中通过低通滤波器后的信号Yl(f)进行降采样处理，得到数据量降低后的数字信号。
根据奈奎斯特采样定理，对步骤四中通过低通滤波器后的信号Yl(f)进行降采样处理，为了防止信号混叠，采样率fs大于等于滤波器带宽的2倍，采样后得到数据量降低后的数字信号。步骤四中通过低通滤波器后的信号Yl(f)的带宽B为几十MHz，而信息速率Rb为几十Gbps，因此，数据处理量大大降低，当fs＝2B时，采样速率fs从2Rb降低到2B。根据通信过发射机和接收机相对运动速度v以及fs的取值不同，通常数据处理量降低至5-6个数量级。
步骤六，对步骤五中数据量降低后的数字信号进行平方去调制和快速傅里叶变换FFT后，通过搜索最大谱峰的位置L找到对应的频偏Δfc，从而实现在低信噪比、低采样率条件下大动态范围的频偏估计。
对步骤五中数据量降低后的数字信号在时域上进行平方去调制，消除调制信号的影响。在时域上相乘相当于在频域卷积，得到其频域表达式：
Figure BDA0001526536870000051
对于任意实数信号s(t)的频域表达式有如下性质：
S(f)＝S*(-f) (14)
所以当f＝-2Δfc时有：
Figure BDA0001526536870000052
令ω＝τ-Δfc，公式(15)等效为：
Figure BDA0001526536870000053
当f＝-2Δfc时，卷积结果相当于信号在2B-Δfc的总能量。若f为其他值时，看成不相关两个信号相乘积分后的结果。故f在-2Δfc处的积分值最大。所以对平方后的信号进行N点的快速傅里叶变换并取模值，通过搜索最大谱峰的位置L找到对应的频偏Δfc：
Δfc＝-(L-1-N/2)×f_s/N/2 (17)即实现在低信噪比、低采样率条件下大动态范围的频偏估计。
步骤七，将步骤六得到的频偏Δfc反馈至接收端模拟正交混频部分的本地振荡器进行载波补偿，使接收端本地载波频率和接收端天线收到的信号的载波频率保持动态同步。
将步骤六得到的频偏Δfc反馈至接收端模拟正交混频部分的本地振荡器进行频率修正，用锁相环对修正后的信号进行载波跟踪获得载波频偏准确值并持续锁定信号，通过载波跟踪环路检测接收信号与本地载波之间的相位差，不断调整本地载波的频率、相位，使接收端本地载波频率和接收端天线收到的信号的载波频率保持动态同步。
有益效果
1、本发明公开的一种用于太赫兹通信的频偏估计方法，对太赫兹通信中信息速率为数十Gbps的信号进行低通滤波，使得采样速率不再为信息速率的2倍及以上，而是以数十兆赫兹的采样率采样，将处理数据量降低了3个数量级，大大降低了处理难度和硬件开销。
2、本发明公开的一种用于太赫兹通信的频偏估计方法，由于在时域上进行平方去调制相当于在频域上进行相关运算，使得信号在频偏处的能量远大于其他位置的能量，因此在低信噪比的条件下可以分辨出频偏位置的峰值，故此算法依然适用，误差范围一般在几十至几百赫兹左右。
3、本发明公开的一种用于太赫兹通信的频偏估计方法，根据预估的频偏设计低通滤波器的带宽和采样率，然后进行快速傅里叶变换FFT，使得频偏估计的动态范围极大，可以估计数十兆赫兹的频偏。
4、本发明公开的一种用于太赫兹通信的频偏估计方法，可应用于二相相移键控(Binary Phase Shift Keying，BPSK)、四相相移键控(Quadri Phase shift Keying，QPSK)、脉冲振幅调制(Pulse Amplitude Modulation，PAM)在内的多种调制方式下的频偏估计。
附图说明
图1为太赫兹同步方法流程图；
图2为发射机示意图；
图3为接收机示意图；
图4为基带信号频谱，可看出带宽为10GHz左右；
图5为10MHz低通滤波器滤波后的频谱；
图6为信噪比为-13dB，实际载波频偏为8.9595MHz时的频偏估计结果；
图7为信噪比为0dB，实际载波频偏为2.2682MHz时的频偏估计结果。
具体实施方式：
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例子，并且参照附图，对本发明进一步详细说明。
实施例1：
为验证本方法可行性，以二相相移键控(Binary Phase Shift Keying,BPSK)调制为例说明此频偏估计算法，其中信息速率Rb：10Gbps，载波频率fc：340GHz，相对运动速度v：7900m/s或2000m/s，低通滤波器带宽B：10MHZ，采样率fs：20MH或40MHz，信噪比SNR：0dB或-13dB。
如图1所示，一种用于太赫兹通信的频偏估计方法，具体实现步骤如下：
方法步骤如下：
步骤一，发送端结构如图2所示，基带数字信号通过数模转换器(DAC)转换为模拟信号，输出的模拟信号与340GHz本振信号进行模拟混频得到高频信号，经过功率放大器并由天线发送到无线信道。相对运动速为2000m/s时，信噪比设为-13dB，相对运动速度为7900m/s时，信噪比设为0dB。
步骤二，接收端结构如图3所示，天线收到的无线信号通过低噪声放大器，然后进行模拟正交混频处理。为防止有效信息的损失，采用模拟正交混频的方式进行解调，对接收信号载波进行剥离，得到模拟正交混频后的I/Q两路信号，用宽带低通滤波器滤除高频成分，得到调制在一个低频的载波上的基带信号，这个载波的频率就是要进行估计的频偏。
步骤三，根据多普勒频偏计算公式(9)得到预估的频偏,当相对移速为7900m/s时产生的频偏为:7900×340×1O^9/C＝8·9595MH，当相对移速为2000m/s时产生的频偏为:20O0×340×1O^9/C＝2·2682MH。
步骤四，由于步骤三得到频偏结果2·2682MH和8·9595MH，故设计带宽为10MHz的低通滤波器，确保高频部分被滤除并且频偏信息得以保留，将I路信号做为实部，Q路信号做为虚部合称为复数信号，从图4中可以看出通过滤波器前信号的带宽约为10GHz。接下来用10MHz带宽的低通滤波器进行滤波，从图5中可以看到滤波后的信号带宽约为10MHz，大部分信息已经被滤除。
步骤五，根据奈奎斯特采样定理，对步骤四中通过低通滤波器后的信号进行降采样处理，为了防止信号混叠，采样率fs为滤波器带宽的2倍。采样率设为20MHz时，频率分辨范围为-5MHz～5MHz，若频率范围大于-5MHz～5MHz，将采样率增大至40MHz，频率分辨范围可增大至-10MHz～10MHz。所以频偏为2.268MHz时，采样率设为20MHz，频偏为8.959MHz时，采样率设为40MHz，采样后得到数据量降低后的数字信号。当载波频率为340GHz并且相对运动速度v为第一宇宙速度时，产生的多普勒频偏为8.959MHz，故40MHz的采样率能够分辨340GHz载波产生的最大范围内的频偏。
步骤六，对步骤五中数据量降低后的数字信号在时域上进行平方去调制，消除调制信号的影响。对平方后的信号做32768点的快速傅里叶变换并取模值，搜索最大谱峰的位置L，则对应的频偏可以通过(L-32768/2)×fs/32768/2得到，从而实现在低信噪比、低采样率条件下大动态范围的频偏估计。从图6可以看到，信噪比为0dB，实际载波频偏为2.2682MHz时的频偏估计误差为-169.4411Hz，从图7可以看到，信噪比为-13dB，实际载波频偏为8.9595MHz时的频偏估计误差为-181.0111Hz。
步骤七，对步骤六得到的频偏估计结果反馈到接收端模拟模拟正交混频的本地振荡器后进行频率修正，可以得到一个频偏降低到几十至几百Hz的信号，利用科斯塔斯环进行载波跟踪获得载波频偏准确值并持续锁定信号，通过载波环检测接收信号与本地载波之间的相位差，不断调整本地载波的频率、相位，使接收端本地载波频率和接收端天线收到的信号的载波频率保持动态同步。
以上所述的具体描述，对发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种用于太赫兹通信的频偏估计方法，其特征在于：包括如下步骤：
步骤一，将基带信号上变频到太赫兹频段，得到调制后的高频信号,经功率放大器放大后由天线发送到无线信道；
步骤二，天线收到的无线信号
Figure DEST_PATH_IMAGE001
通过低噪声放大器，然后进行模拟正交混频处理 并滤除高频成分；
步骤三，根据接收机和发射机的相对运动速度
Figure 820876DEST_PATH_IMAGE002
，对传输过程中产生的频偏进行预估， 得到预估的频偏
Figure DEST_PATH_IMAGE003
；
步骤四，根据步骤三预估的频偏
Figure 872009DEST_PATH_IMAGE003
设计低通滤波器，对滤除高频成分的模拟正交混频 后的信号
Figure 734922DEST_PATH_IMAGE004
进行滤波；
步骤五，根据奈奎斯特采样定理，对步骤四中通过低通滤波器后的信号
Figure DEST_PATH_IMAGE005
进行降采 样处理，得到数据量降低后的数字信号；
步骤六，对步骤五中数据量降低后的数字信号进行平方去调制和快速傅里叶变换FFT 后，通过搜索最大谱峰的位置L找到对应的频偏
Figure 398378DEST_PATH_IMAGE006
，从而实现在低信噪比、低采样率条件下 大动态范围的频偏估计。
2.如权利要求1所述的一种用于太赫兹通信的频偏估计方法，其特征在于：还包括步骤 七，将步骤六得到的频偏
Figure 397558DEST_PATH_IMAGE006
反馈至接收端模拟正交混频部分的本地振荡器进行载波补偿， 使接收端本地载波频率和接收端天线收到的信号的载波频率保持动态同步。
3.如权利要求1或2所述的一种用于太赫兹通信的频偏估计方法，其特征在于：步骤一具体实现方法为，
基带信号通过数模转换器DAC转换为模拟信号后调制到太赫兹频段的载波上，得到调 制后的高频信号
Figure DEST_PATH_IMAGE007
为：
Figure DEST_PATH_IMAGE009
其中
Figure 557275DEST_PATH_IMAGE010
为基带信号，
Figure DEST_PATH_IMAGE011
为信息速率，
Figure 343704DEST_PATH_IMAGE012
为载波频率,
Figure DEST_PATH_IMAGE013
为载波初始相位；得到的高 频信号
Figure 499266DEST_PATH_IMAGE014
功率放大器放大后由天线发送到无线信道。
4.如权利要求3所述的一种用于太赫兹通信的频偏估计方法，其特征在于：步骤二具体实现方法为，
由于多普勒效应和时钟漂移的原因，载波的频率
Figure 117067DEST_PATH_IMAGE012
和相位
Figure 182106DEST_PATH_IMAGE013
会产生偏移，天线收到的 无线信号
Figure 458760DEST_PATH_IMAGE001
的表达式为：
Figure 900237DEST_PATH_IMAGE016
其中
Figure DEST_PATH_IMAGE017
为传输过程中载波产生的频偏，
Figure 839722DEST_PATH_IMAGE018
为相偏，
Figure DEST_PATH_IMAGE019
为基带信号
Figure 13346DEST_PATH_IMAGE010
经无线 信道传输后接收到的基带信号；利用本地振荡器产生的频率为
Figure 836683DEST_PATH_IMAGE012
的正交载波分别与低噪声 放大器输出的信号相乘进行模拟正交混频，模拟正交混频中使用的正交信号分别为：
Figure 144168DEST_PATH_IMAGE020
和
Figure DEST_PATH_IMAGE021
；对接收信号载波进行剥离，I/Q两路信号分别记为
Figure 910129DEST_PATH_IMAGE022
和
Figure DEST_PATH_IMAGE023
，其表达式如下：
Figure DEST_PATH_IMAGE025
Figure DEST_PATH_IMAGE027
将I路做为实部，Q路做为虚部得到复数信号
Figure 21698DEST_PATH_IMAGE028
：
Figure 630534DEST_PATH_IMAGE030
模拟正交混频后的信号
Figure DEST_PATH_IMAGE031
当于经无线信道传输后接收到的基带信号
Figure 177928DEST_PATH_IMAGE019
分别调 制在低频载波
Figure 188609DEST_PATH_IMAGE032
上和高频载波
Figure DEST_PATH_IMAGE033
上的信号之和，低频 载波与高频载波的频率分别是要进行经估计的频偏
Figure 31932DEST_PATH_IMAGE006
和频偏加上2倍的载波频率
Figure 65747DEST_PATH_IMAGE012
；
模拟正交混频后的信号
Figure 777351DEST_PATH_IMAGE028
频谱表达式为：
Figure DEST_PATH_IMAGE035
Figure 19370DEST_PATH_IMAGE036
+
Figure DEST_PATH_IMAGE037
(6)
其中
Figure 95910DEST_PATH_IMAGE038
为经无线信道传输后接收到的基带信号频谱,
Figure DEST_PATH_IMAGE039
为低频载波
Figure 53239DEST_PATH_IMAGE032
的频谱，
Figure 240638DEST_PATH_IMAGE040
为高频载波
Figure 225912DEST_PATH_IMAGE033
的频谱；
Figure DEST_PATH_IMAGE041
和
Figure 411037DEST_PATH_IMAGE042
看做无线信道传输后接收到的基带信号的频谱
Figure 481761DEST_PATH_IMAGE038
分 别从零频搬移到
Figure DEST_PATH_IMAGE043
，用宽带低通滤波器滤掉高频部分后得到信号
Figure 911999DEST_PATH_IMAGE004
：
用宽带低通滤波器滤掉高频部分后得到信号
Figure 751779DEST_PATH_IMAGE004
：
Figure DEST_PATH_IMAGE045
用宽带低通滤波器滤掉高频部分后得到信号
Figure 107805DEST_PATH_IMAGE004
的频谱表达式为：
Figure DEST_PATH_IMAGE047
Figure DEST_PATH_IMAGE049
5.如权利要求4所述的一种用于太赫兹通信的频偏估计方法，其特征在于：步骤三具体实现方法为，
步骤二中的
Figure 774147DEST_PATH_IMAGE004
信号相当于调制在一个低频的载波上的基带信号，这个载波的频率 就是要进行经估计的频偏；由于收发时钟频率的固有偏差远远小于多普勒频偏，故不考虑 时钟频率偏差的影响，将多普勒频偏近似等效为需要预估的频偏；根据多普勒频偏计算公 式得到预估的频偏
Figure 631245DEST_PATH_IMAGE050
Figure 263214DEST_PATH_IMAGE052
其中，
Figure 852459DEST_PATH_IMAGE002
为相对运动速度，
Figure 897775DEST_PATH_IMAGE012
为载波的频率，c为光速。
6.如权利要求5所述的一种用于太赫兹通信的频偏估计方法，其特征在于：步骤四具体实现方法为，
根据步骤三预估的频偏
Figure 720413DEST_PATH_IMAGE003
设计带宽为B的低通滤波器
Figure DEST_PATH_IMAGE053
，其频域表达式
Figure 206890DEST_PATH_IMAGE054
为：
Figure 232614DEST_PATH_IMAGE056
当模拟正交混频后的信号通过带宽大于频偏
Figure 437331DEST_PATH_IMAGE006
的低通滤波器后，高频部分被滤除的 同时频偏信息得以保留，通过低通滤波器后的信号时域表达式
Figure DEST_PATH_IMAGE057
为：
Figure DEST_PATH_IMAGE059
在频域上
Figure 10132DEST_PATH_IMAGE060
看做一个相对窄带信号，其带宽B小于滤除高频成分后的信号
Figure 413432DEST_PATH_IMAGE004
的带宽
Figure DEST_PATH_IMAGE061
的频域表达式
Figure 547741DEST_PATH_IMAGE005
为：
Figure DEST_PATH_IMAGE063
7.如权利要求6所述的一种用于太赫兹通信的频偏估计方法，其特征在于：步骤五具体实现方法为，
根据奈奎斯特采样定理，对步骤四中通过低通滤波器后的信号
Figure 741218DEST_PATH_IMAGE005
进行降采样处理， 为了防止信号混叠，采样率
Figure 415913DEST_PATH_IMAGE064
大于等于低通滤波器带宽的2倍，采样后得到数据量降低后的 数字信号。
8.如权利要求7所述的一种用于太赫兹通信的频偏估计方法，其特征在于：步骤六具体实现方法为，
对步骤五中数据量降低后的数字信号在时域上进行平方去调制，消除调制信号的影响；在时域上相乘相当于在频域卷积，得到其频域表达式：
Figure 876982DEST_PATH_IMAGE066
对于任意实数信号s(t)的频域表达式有如下性质：
Figure 306826DEST_PATH_IMAGE068
所以当
Figure DEST_PATH_IMAGE069
时有：
Figure DEST_PATH_IMAGE071
Figure DEST_PATH_IMAGE073
Figure DEST_PATH_IMAGE075
令
Figure 532140DEST_PATH_IMAGE076
，公式(15)等效为：
Figure 72843DEST_PATH_IMAGE078
Figure DEST_PATH_IMAGE079
时，卷积结果相当于信号在
Figure 93145DEST_PATH_IMAGE080
的总能量；若
Figure DEST_PATH_IMAGE081
为其他值时，看成 不相关两个信号相乘积分后的结果；故
Figure 365994DEST_PATH_IMAGE081
在
Figure 32599DEST_PATH_IMAGE082
处的积分值最大；所以对平方后的信号 进行N点的快速傅里叶变换并取模值，通过搜索最大谱峰的位置L找到对应的频偏
Figure 111413DEST_PATH_IMAGE006
：
Figure 547074DEST_PATH_IMAGE084
即实现在低信噪比、低采样率条件下大动态范围的频偏估计。
9.如权利要求8所述的一种用于太赫兹通信的频偏估计方法，其特征在于：步骤七具体实现方法为，
将步骤六得到的频偏
Figure 489360DEST_PATH_IMAGE006
反馈至接收端模拟正交混频部分的本地振荡器进行频率修 正，用锁相环对修正后的信号进行载波跟踪获得载波频偏准确值并持续锁定信号，通过载 波跟踪环路检测接收信号与本地载波之间的相位差，不断调整本地载波的频率、相位，使接 收端本地载波频率和接收端天线收到的信号的载波频率保持动态同步。
CN201711440339.3A 2017-12-27 2017-12-27 一种用于太赫兹通信的频偏估计方法 Expired - Fee Related CN107864107B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201711440339.3A CN107864107B (zh) 2017-12-27 2017-12-27 一种用于太赫兹通信的频偏估计方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201711440339.3A CN107864107B (zh) 2017-12-27 2017-12-27 一种用于太赫兹通信的频偏估计方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107864107A CN107864107A (zh) 2018-03-30
CN107864107B true CN107864107B (zh) 2020-07-28

Family

ID=61707298

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201711440339.3A Expired - Fee Related CN107864107B (zh) 2017-12-27 2017-12-27 一种用于太赫兹通信的频偏估计方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN107864107B (zh)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112019465B (zh) * 2020-08-13 2023-04-11 西安烽火电子科技有限责任公司 一种短波通信频偏跟踪方法
CN113595617B (zh) * 2021-07-29 2022-10-18 江苏师范大学 一种卫星通信频偏校准方法及系统
CN114465857B (zh) * 2022-03-11 2024-03-08 大连大学 一种适用于恶劣海况下的THz通信方法
CN117015943A (zh) * 2022-07-04 2023-11-07 嘉兴倍创网络科技有限公司 一种提高传输速率的太赫兹通信方法
CN115567133B (zh) * 2022-10-11 2023-06-13 上海精密计量测试研究所 一种天基测控通信体制多普勒频率参数校准方法及系统

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102970271A (zh) * 2012-12-10 2013-03-13 北京理工大学 一种联合估计载波频偏的频率同步方法
CN106970382A (zh) * 2017-03-22 2017-07-21 武汉大学 一种基于外辐射源雷达无人机实时监测系统及方法

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5259840B2 (ja) * 2009-12-01 2013-08-07 富士通株式会社 周波数偏差推定方法及び基地局装置

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102970271A (zh) * 2012-12-10 2013-03-13 北京理工大学 一种联合估计载波频偏的频率同步方法
CN106970382A (zh) * 2017-03-22 2017-07-21 武汉大学 一种基于外辐射源雷达无人机实时监测系统及方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
一种低复杂度的低信噪比非相干直扩信号捕获算法;熊竹林，安建平;《电子学报》;20160430;全文 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN107864107A (zh) 2018-03-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107864107B (zh) 一种用于太赫兹通信的频偏估计方法
CN108092929B (zh) 一种用于太赫兹通信的同步方法
CN108183879B (zh) 一种用于太赫兹通信的伪码辅助载波同步实现方法
US7010062B2 (en) System and method for multi-carrier modulation
JP4983365B2 (ja) 無線通信装置
TWI241793B (en) Method and apparatus for I/Q mismatch calibration in a receiver
US8583064B2 (en) Receiver for estimating and compensating for in-phase/quadrature mismatch
US8538346B2 (en) Phase noise correction circuit, transmitter, receiver, radio device, radio communication system, and phase noise correction method
US20060198475A1 (en) Apparatus and method for compensating iq imbalance in ofdm system with carrier frequency offset
US20070230612A1 (en) Apparatus, system, and method for amplitude-phase synchronization in polar transmitter
CN101489153B (zh) 一种卫星转发器干扰信号的监测装置及监测方法
CN102638319B (zh) 一种导航卫星二进制偏移载波信号的调制性能测试方法
CN108183878B (zh) 一种用于太赫兹通信的位定时同步实现方法
CN107786479B (zh) 一种qpsk载波恢复大频偏补偿系统及方法
CN107872419B (zh) 一种用于太赫兹通信的伪码辅助位定时同步实现方法
CN111245476A (zh) 一种低轨卫星深度扩频低复杂度伪码捕获方法
CN111711475B (zh) 用于无线遥测的极化分集接收方法
US7746960B2 (en) Apparatus and method for compensating for I/Q mismatch in TDD system
CN112242876B (zh) 获取外部时钟源提供的时钟信号的方法与无线通信装置
CN105933265B (zh) 一种对qam信号进行非数据辅助的相位噪声盲估计方法
CN111262604A (zh) 基于方向回溯天线的波束自跟踪全双工通信系统及方法
JPH05508985A (ja) デイジタル信号プロセッサを用いてｍｌｓ　ｄｐｓｋ伝送を復調しデコードする技術
US10122568B2 (en) Digital compensation of IQ coupling in communication receivers
CN101795252A (zh) 直接变频调制方法及其调制装置
Song et al. A frequency offset estimation algorithm based on under-sampling for THz communication

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20200728

Termination date: 20201227