CN111711475B - 用于无线遥测的极化分集接收方法 - Google Patents

用于无线遥测的极化分集接收方法 Download PDF

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Abstract

本发明的用于无线遥测的极化分集接收方法，左、右旋信号分别经带通滤波、数字AGC、数字正交下变频得到同相、正交两路基带信号；左旋两路基带信号和右旋两路基带信号送至差模环鉴相器进行鉴相，得到相位差信号，经环路滤波后反馈至左右两路数字正交下变频中的本地NCO；计算左旋信号和右旋信号的加权比，根据加权比对左旋同相基带信号和右旋同相基带信号进行最大比值合成、对左旋正交基带信号和右旋正交基带信号进行最大比值合成，得到合成后的同相基带信号和正交基带信号；该合成后的同相基带信号和正交基带信号经叉积鉴频、双向峰值检波、环路滤波后，得到频差信号，并反馈至左右两路数字正交下变频中的本地NCO。

Description

用于无线遥测的极化分集接收方法
技术领域
本发明涉及无线通信，具体涉及一种用于无线遥测的极化分集接收方法。
背景技术
随着通信技术的迅速发展，人们对无线通信的信道特性进行了大量的研究，已发展了各种技术来克服多径衰落，如：分集技术、编码与交织技术及自适应均衡技术等。
将分集技术应用于遥测系统，可改善遥测系统的跟踪和数据接收性能。分集分为极化分集、空间分集和时间分集。由于条件限制和跟踪动态目标时时间分割的可靠性差，空间分集和时间分集没有被推广使用。极化分集是通过对两个相互正交的极化信号(左旋和右旋或垂直和水平)进行最优比加权，使其输出信噪比得到改善。极化分集对极化失配可改善2～3dB。采用极化分集还可以克服天线单极化存在的深零点的影响，可改善十几dB或更大。
分集接收的合并方式是实现分集接收的关键，最大比合并方式以合并后SNR最大为原则来控制接收信号的相位和幅度。极化分集最大比合成技术，在对快速飞行目标、低仰角运动目标、旋转运动目标等信号极化衰弱严重的飞行器进行遥测接收时，具有十分重要的意义，不但能使系统取得分集增益，而且只要有一个旋向的信号高于接受门限，就可以保证遥测信号的不间断接收，大大增加了系统的工作可靠性。
传统的模拟遥测分集接收机为达到高灵敏度、分集合成、高信噪比的要求，采用多级模拟器件放大、滤波、多环回路等技术，这势必造成电路复杂、工作点容易漂移、内部噪声大、稳定性不高等缺点。且模拟信号抗干扰性能比数字信号差。
发明内容
本发明的目的在于提供一种用于无线遥测的极化分集接收方法，实现数字遥测分集接收。
为了达到上述的目的，本发明提供一种用于无线遥测的极化分集接收方法，左旋信号经带通滤波、数字AGC、数字正交下变频得到同相、正交两路基带信号；右旋信号经带通滤波、数字AGC、数字正交下变频得到同相、正交两路基带信号；左旋两路基带信号和右旋两路基带信号送至差模环鉴相器进行鉴相，得到相位差信号，该相位差信号经环路滤波后反馈至左旋数字正交下变频和右旋数字正交下变频中的本地NCO；计算左旋信号和右旋信号的加权比，根据加权比对左旋同相基带信号和右旋同相基带信号进行最大比值合成、对左旋正交基带信号和右旋正交基带信号进行最大比值合成，得到合成后的同相基带信号和正交基带信号；合成后的同相基带信号和正交基带信号经叉积鉴频、双向峰值检波、环路滤波后，得到频差信号，该频差信号反馈至左旋数字正交下变频和右旋数字正交下变频中的本地NCO。
上述用于无线遥测的极化分集接收方法，其中，左旋数字正交下变频和右旋数字正交下变频中的NCO均通过本地载波信号、相位差信号和频差信号进行控制，以消除左旋与右旋之间的相差和频差。
上述用于无线遥测的极化分集接收方法，其中，带通滤波采用可配置通用中频带通滤波器实现，根据所需的码速率从多档带宽中选择带宽滤除带外噪声。
上述用于无线遥测的极化分集接收方法，其中，数字AGC控制采用固定步进增益的数字AGC，由AGC时间常数确定AGC反馈时间。
上述用于无线遥测的极化分集接收方法，其中，差模环鉴相采用基于互相关的鉴相算法，差模环鉴相器将得到的相位差信号以相反的极性送入左旋数字正交下变频和右旋数字正交下变频，使左右两路信号以相反的方向推到一个相同的频率和相位上。
上述用于无线遥测的极化分集接收方法，其中，利用左旋数字下变频器输出的左旋同相基带信号和正交基带信号计算左旋信号信噪比，右旋数字下变频器输出的右旋同相基带信号和正交基带信号计算右旋信号信噪比；根据左旋信号信噪比和右旋信号信噪比计算左旋信号和右旋信号的权重系数，从而得到左旋信号和右旋信号的加权比；利用加权比对左旋同相基带信号和右旋同相基带信号进行最大比值合成，得到合成后的同相基带信号I，利用加权比对左旋正交基带信号和右旋正交基带信号进行最大比值合成，得到合成后的正交基带信号Q。
上述用于无线遥测的极化分集接收方法，其中，信噪比估计算法采用二阶四阶矩方法。
与现有技术相比，本发明的有益技术效果是：
本发明的用于无线遥测的极化分集接收方法，采用最大比合并方式，实现两路分集接收的最大增益大于2.5dB，在分集接收中加入自动增益控制，提高了接收机输入信号强度的AGC控制范围；
使用本发明的用于无线遥测的极化分集接收方法接收无线遥测信号，不仅性能稳定，而且通过嵌入不同的数字处理软件，或改变相关的软件设置，可以容易地改变无线信道传输的调制解调方式、适应不同传输码速率、适应不同频段的遥测通信等，具有适应无线多波段多模式的灵活性特征。
附图说明
本发明的用于无线遥测的极化分集接收方法由以下的实施例及附图给出。
图1为本发明较佳实施例的用于无线遥测的极化分集接收方法的原理图。
图2为本发明较佳实施例中数字AGC设计框图。
图3为本发明较佳实施例中数字下变频实现框图。
图4为本发明较佳实施例中差模环原理图。
图5为本发明较佳实施例中互相关鉴相实现框图。
图6为本发明较佳实施例中数字环路滤波器原理图。
图7为本发明较佳实施例中双峰值检测原理图。
具体实施方式
以下将结合图1～图7对本发明的用于无线遥测的极化分集接收方法作进一步的详细描述。
本发明的用于无线遥测的极化分集接收方法，左旋信号和右旋信号在最大比值合成之前，利用对称分集锁相环来消除各分支信号在合并点的频差和相差；频差和相差消除后，根据输入信号的幅度计算加权比，并最终实现最大比值合成。
左旋信号经带通滤波、数字AGC、数字正交下变频得到同相、正交两路基带信号；右旋信号经带通滤波、数字AGC、数字正交下变频得到同相、正交两路基带信号；左旋两路基带信号和右旋两路基带信号送至差模环鉴相器进行鉴相，得到相位差信号，该相位差信号经环路滤波后反馈至左旋数字正交下变频和右旋数字正交下变频中的本地NCO；计算左旋信号和右旋信号的加权比，根据加权比对左旋同相基带信号和右旋同相基带信号进行最大比值合成、对左旋正交基带信号和右旋正交基带信号进行最大比值合成，得到合成后的同相基带信号和正交基带信号；合成后的同相基带信号和正交基带信号经叉积鉴频、双向峰值检波、环路滤波后，得到频差信号，该频差信号反馈至左旋数字正交下变频和右旋数字正交下变频中的本地NCO；左旋数字正交下变频和右旋数字正交下变频中的本地NCO均通过本地载波信号、相位差信号和频差信号进行控制，以消除左旋与右旋之间的相差和频差。
图1所示为本发明较佳实施例的用于无线遥测的极化分集接收方法的原理图。
如图1所示，本实施例中模块结构包括：左旋中频带通滤波器、左旋数字AGC模块、左旋数字下变频器、左旋信噪比计算单元、右旋中频带通滤波器、右旋数字AGC模块、右旋数字下变频器、右旋信噪比计算单元、差模环鉴相器、第一环路滤波器、共模环去频差模块(包含叉积鉴频器、双峰值检波器和第二环路滤波器)以及权重系数计算单元。
左旋信号首先经过左旋中频带通滤波器滤除带外频率分量，再进入左旋数字AGC模块后使信号幅值稳定在一定范围内；经过AGC调整后的左旋信号通过左旋数字正交下变频得到同相、正交两路基带信号，即左旋同相基带信号和左旋正交基带信号。右旋信号首先经过右旋中频带通滤波器滤除带外频率分量，再进入右旋数字AGC模块后使信号幅值稳定在一定范围内；经过AGC调整后的右旋信号通过右旋数字正交下变频得到同相、正交两路基带信号，即右旋同相基带信号和右旋正交基带信号。
本实施例中，中频带通滤波器为可配置通用中频带通滤波器，完成对输入的70MHz中频信号带通滤波。不同的任务需求，所需的码速率不同，从而所占用的带宽不同。可配置通用中频带通滤波器根据所需的码速率从14档带宽中选择合适的带宽滤除带外噪声，14档带宽为300kHz、500kHz、750kHz、1.0MHz、1.5MHz、2.4MHz、3.3MHz、4MHz、6MHz、8MHz、10MHz、15MHz、20MHz、24MHz。本实施例的可配置通用中频带通滤波器保证了中频有用信号的通过，将带外无用信号滤除。
图2所示为本发明较佳实施例中数字AGC设计框图。
在利用分集接收处理接收信号时，数字AGC将采样后的信号进一步调整以改善接收信号质量，使左右两路信号幅度一致，为差模环鉴相提供幅度一致的信号。
本实施例的数字AGC控制采用固定步进增益的数字AGC设计，由AGC时间常数确定AGC反馈时间。参见图2，信号经中频带通滤波后，先通过增益控制模块进行幅度控制，影响幅度控制的因素gain_pulse信号和direction信号源自于增益反馈模块，gain_pulse信号用于表示是否进行增益调整，direction信号用于表示增益是应该往大方向还是小方向调整。增益反馈主要是根据该支路信号模值与设定的门限进行比较，从而产生出gain_pulse信号和direction信号，agc时间常数用于控制每次反馈的时间。支路信号模值可通过该支路下变频后得到的同相及正交之路的信号平方、相加再求根号得到。
数字下变频(DDC)的主要功能是将输入的中频信号频率变换至零中频，数字下变频得到基带信号的同相分量和正交分量，如图3所示。本实施例中，数字下变频器包括数字混频器、本地NCO和低通滤波器。本地NCO产生的两路正交本振信号(cos和sin分量)与输入信号(数字AGC模块的输出)通过数字混频器进行混频，混频后的信号通过低通滤波器滤除倍频分量和带外噪声。
控制本地NCO的信号来源有三：一是本地载波信号；二是内环差模环，左旋和右旋输入信号数字下变频滤波后得到左旋同相和正交信号，以及右旋同相和正交信号，该四路基带信号再进行互相关鉴相，得到两路信号的相位差，经环路滤波后分为两路，一路反相，将两路信号从相反的方向拉到同一相位，得到同频同相信号；三是外环共模环AFC，将最大比值合成后得到的合并支路进行叉积鉴频，将叉积鉴频的结果经过峰值检波得到频偏误差信号(即频差信号)，该误差信号经环路滤波后分为两路，从相同的方向控制本地NCO。由此在最大比值合成前得到同频同相的两路信号。
左旋同相基带信号和左旋正交基带信号、右旋同相基带信号和右旋正交基带信号送至差模环鉴相器进行鉴相以得到相位差来控制本地NCO。本实施例中，差模环鉴相器将得到的相位差以相反的极性送入左、右各自通道的本地NCO，使左右两路信号以相反的方向推到一个相同的频率和相位上，原理如图4所示。
本实施例中，差模环鉴相采用基于互相关的鉴相算法，如公式(1)和公式(2)所示：
I'L*I'R+Q'L*Q'R＝A2cos[(ωR-ωL)t+θR-θL]+nI (1)
Q'L*I'R-I'L*Q'R＝A2sin[(ωR-ωL)t+θR-θL]+nR (2)
如图所示，将信号进行互相关处理后再利用反正切的方式计算得到相位差信号(ωR-ωL)t+θR-θL。
差模环鉴相得到的相位差信号还要送入第一环路滤波器，第一环路滤波器将差模环鉴相器输出的含纹波的相位差信号平均化，将此变化成交流成分少，含直流信号的低通滤波输出。第一环路滤波器决定整个PLL电路的传输特性，进而决定电路的稳定性、捕获带宽、捕获速度等特性(环路控制)。数字环路滤波器(第一环路滤波器)结构如图6所示。
利用左旋数字下变频器输出的左旋同相基带信号和正交基带信号计算左旋信号信噪比，右旋数字下变频器输出的右旋同相基带信号和正交基带信号计算右旋信号信噪比；根据左旋信号信噪比和右旋信号信噪比计算左旋信号和右旋信号的权重系数，从而得到左旋信号和右旋信号的加权比；利用加权比对左旋同相基带信号和右旋同相基带信号进行最大比值合成，得到同相基带信号I，利用加权比对左旋正交基带信号和右旋正交基带信号进行最大比值合成，得到正交基带信号Q。
本实施例中，共模环去频差模块的目的是消除频差，共模环去频差模块包括叉积鉴频器、双峰值检波器和第二环路滤波器。最大比值合成的同相基带信号I和正交基带信号Q送至叉积鉴频器进行鉴频，从鉴频结果中估算出频偏分量，再通过第二环路滤波器滤除噪声后，送入左旋数字下变频器和右旋数字下变频器中的本地NCO，改变本地NCO的输出频率，在数字下变频器中消除鉴频结果中的频偏分量。
共模环去频差模块采用双峰值检测的方法来得到频偏信号。所谓双峰值就是最大值、最小值，双峰值检测的原理就是在一段长度为N信号数据内，检测出信号的最大值与最小值，将两者的平均值作为当前时刻这段长度内数据的频偏分量的估计值。利用AFC时间常数控制此段时间的长度，检测出信号的最大值与最小值，将两者的平均值作为当前时刻这段长度内的频偏分量的估计值，原理框图如图7所示。
本实施例中，信噪比估计位于最大比值合成之前。最大比值合成将根据各支路(I路和Q路)计算得到的信噪比决定每个支路的权重系数。
信噪比估计算法是二阶四阶矩方法。设观测信号的二阶矩为：
M2＝E[x(n)x*(n)]＝A2+σ2 (3)
四阶矩为：
M4＝E[x(n)x*(n)]2＝A2+2σ4+4A2σ2 (4)
式中，A为s(n)信号的幅度，σ2为高斯白噪声方差，则信噪比可表示为SNR＝A2/σ2。
联立(3)、(4)解得
实际中，二阶、四阶矩是由接收信号的时间平均来计算的，其估计值为
信噪比估计值为
本实施例中进行最大比值合成之前，需要根据左右旋2路信号测得的信噪比调制权重系数后进行最大比值合成。设分集接收到的2路信号电压为SA和SB，噪声电压为NA和NB，测得的信噪比为SNRA和SNRB。当2路信噪比的值不是差距很大(小于10dB)时，适当的加权函数CA和CB可由下式定义：
CA+CB＝1 (11)
由式(10)和式(11)可以计算出加权系数。
信号相干噪声按均方根相加，以致合成的输出信号S0和噪声N0分别为：
S0＝CASA+CBSB (12)
N0＝[(CANA)2+(CBNB)2]1/2 (13)
令A＝CA/CB，则输出信噪比为：
当NA＝NB＝N时，有
由式(15)可得，
当SA＝SB时， (16)
SA＞＞SB时，S0/N0≈SA/N (17)
SA＜＜SB时，S0/N0≈SB/N (18)
因此，最大比值合成时，当2路输入信号信噪比相等时，极化合成增益最高可达3dB；当一路信噪比比另一路大得多时，输出信噪比是接近于高信噪比支路，可直接选择高信噪比支路输出。
测试表明，本实施例的用于无线遥测的极化分集接收方法可以实现：
1)分集增益>2dB；
2)适应的输入中频信号范围：-60～0dBm；
3)AFC范围：±1MHz；
4)可配置AGC时间常数：关闭、1ms、10ms、100ms、1000ms；
5)可配置的AFC时间常数：关闭、100ms、10ms、3ms。

Claims (6)

1.用于无线遥测的极化分集接收方法，其特征在于，左旋信号经带通滤波、数字AGC、数字正交下变频得到同相、正交两路基带信号；右旋信号经带通滤波、数字AGC、数字正交下变频得到同相、正交两路基带信号；左旋两路基带信号和右旋两路基带信号送至差模环鉴相器进行鉴相，得到相位差信号，该相位差信号经环路滤波后反馈至左旋数字正交下变频和右旋数字正交下变频中的本地NCO；计算左旋信号和右旋信号的加权比，根据加权比对左旋同相基带信号和右旋同相基带信号进行最大比值合成、对左旋正交基带信号和右旋正交基带信号进行最大比值合成，得到合成后的同相基带信号和正交基带信号；合成后的同相基带信号和正交基带信号经叉积鉴频、双向峰值检波、环路滤波后，得到频差信号，该频差信号反馈至左旋数字正交下变频和右旋数字正交下变频中的本地NCO；
利用左旋数字下变频器输出的左旋同相基带信号和正交基带信号计算左旋信号信噪比，右旋数字下变频器输出的右旋同相基带信号和正交基带信号计算右旋信号信噪比；根据左旋信号信噪比和右旋信号信噪比计算左旋信号和右旋信号的权重系数，从而得到左旋信号和右旋信号的加权比；利用加权比对左旋同相基带信号和右旋同相基带信号进行最大比值合成，得到合成后的同相基带信号I，利用加权比对左旋正交基带信号和右旋正交基带信号进行最大比值合成，得到合成后的正交基带信号Q；
根据左右旋2路信号测得的信噪比调制权重系数后进行最大比值合成，设分集接收到的2路信号电压为SA和SB，噪声电压为NA和NB，测得的信噪比为SNRA和SNRB；当2路信噪比的值小于10dB时，加权函数CA和CB由下式定义：
CA+CB＝1 (11)
由式(10)和式(11)计算出加权系数。
2.如权利要求1所述的用于无线遥测的极化分集接收方法，其特征在于，左旋数字正交下变频和右旋数字正交下变频中的本地NCO均通过本地载波信号、相位差信号和频差信号进行控制，以消除左旋与右旋之间的相差和频差。
3.如权利要求1所述的用于无线遥测的极化分集接收方法，其特征在于，带通滤波采用可配置通用中频带通滤波器实现，根据所需的码速率从多档带宽中选择带宽滤除带外噪声。
4.如权利要求1所述的用于无线遥测的极化分集接收方法，其特征在于，数字AGC控制采用固定步进增益的数字AGC，由AGC时间常数确定AGC反馈时间。
5.如权利要求1所述的用于无线遥测的极化分集接收方法，其特征在于，差模环鉴相采用基于互相关的鉴相算法，差模环鉴相器将得到的相位差信号以相反的极性送入左旋数字正交下变频和右旋数字正交下变频中的本地NCO，使左右两路信号以相反的方向推到一个相同的频率和相位上。
6.如权利要求5所述的用于无线遥测的极化分集接收方法，其特征在于，信噪比估计算法采用二阶四阶矩方法。
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Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113381778A (zh) * 2021-06-09 2021-09-10 成都谐盈科技有限公司 一种基于fpga的极化分集信号接收方法
CN114244666B (zh) * 2021-12-20 2023-09-12 北京零壹空间电子有限公司 极化分集接收方法、装置、计算机设备和存储介质
CN117614505B (zh) * 2024-01-23 2024-04-09 北京融为科技有限公司 基于两路cma均衡的极化分集合成方法及装置

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1085665A2 (en) * 1999-09-16 2001-03-21 Mitel Semiconductor Limited Digital receiver
CN101726746A (zh) * 2009-12-14 2010-06-09 北京航空航天大学 一种用于卫星测距的中频直序扩频接收机
CN104079518A (zh) * 2014-03-18 2014-10-01 南京航空航天大学 基于fpga的soqpsk-tg信号极化分集接收装置及其方法

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1085665A2 (en) * 1999-09-16 2001-03-21 Mitel Semiconductor Limited Digital receiver
CN101726746A (zh) * 2009-12-14 2010-06-09 北京航空航天大学 一种用于卫星测距的中频直序扩频接收机
CN104079518A (zh) * 2014-03-18 2014-10-01 南京航空航天大学 基于fpga的soqpsk-tg信号极化分集接收装置及其方法

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